照明光通信装置和通信组件的制作方法

本发明涉及通过对照明光进行调制来进行可见光通信的照明光通信装置和通信组件。

背景技术：

以往，提出了一种在具备发光二极管(led、lightemitteddiode)作为光源的照明器具中通过对照明光的强度进行调制来发送信号的可见光通信。在这样的照明光通信装置中，通过对照明光本身进行调制来发送信号，因此不需要如红外线通信装置那样的特别的设备。另外，通过使用发光二极管来作为照明用光源，能够实现省电，因此正研究向地下街道等的泛在(ubiquitous)信息系统的利用。

图164a是表示专利文献2中公开的照明光通信装置的结构的图。在该电路中，电流检测用的电阻r3、包括3个发光二极管的负载电路53、电感l1以及开关元件q1被串联连接在直流电源51的两端间，开关元件q1通过控制电路54而被控制接通/断开。另外，在负载电路53与电感l1的串联电路的两端间连接平滑用的电容器c3和整流二极管d2，与电感l1和开关元件q1一同构成了dc-dc转换器(直流-直流转换器)。从恒定电流反馈电路55向控制电路54输入了反馈信号，将dc-dc转换器的输出电流控制为大致固定。dc-dc转换器成为被控制为供给恒定电流的恒定电流反馈型的电源。另外，向控制电路54输入了通信信号s1，通过在通信信号为高(high)的期间使开关元件q1以高频接通/断开，由此对负载电流i1进行了调制。

图164b是表示包括图164a的恒定电流反馈电路55的具体例的电路部分的图。恒定电流反馈电路55通过误差放大器a1来比较负载电流i1流过的电阻r3的电压降与基准源e1的高低，将其偏差量放大而输出到控制电路54。另外，连接在误差放大器a1的反转输入端子与输出端子之间的电阻r4及电容器c2的串联电路构成用于确保该反馈系统的稳定性的相位补偿电路。对于这样的相位补偿电路，一般使用为了调整开环传递函数中的增益和相位而包含积分要素的补偿电路，作为经典信息理论的pi控制或pid控制而众所周知。例如，图164c是表示包括专利文献1中公开的平均电流检测电路的照明光通信装置的图。连接在电流检测用的电阻r3的两端间的积分电路56(包括电阻r5和电容器c3)可以说是使用上述的pi控制来作为输出平均化单元。

另外，专利文献3公开了一种照明光通信用电源，其在使用照明光的可见光通信中，在不传送和接收通信用的载体信号的非通信时以及传送和接收载体信号的通信时的任一个情况时，都使照明的亮度固定，并且成本低，光源的利用效率和电力效率高。

并且，专利文献4的照明光通信装置公开了以下内容：具备具有升压模式和降压模式的dc-dc转换器、恒定电流钳位开关和恒定电流钳位控制电路，在恒定电流钳位开关的接通占空比成为预先存储的最大值(或最小值)时，开始对电流进行限制，在小于最大值(或大于最小值)时，使限制停止。

另外，专利文献5公开了一种调光型照明装置，即使在光量少的情况下，也不使闪烁显眼，并改善数据发送速度。

专利文献1：日本特开2006-120910号公报

专利文献2：日本特开2012-69505号公报

专利文献3：日本特开2010-283616号公报

专利文献4：日本特开2011-130557号公报

专利文献5：日本特开2015-216580号公报

技术实现要素：

发明要解决的问题

图165是示意性地表示使用恒定电流反馈型的电源的100％调制的电路结构中的、断续信号、调制时的输出电压以及负载电流(led电流)的波形的图。在此，100％调制是指以点亮状态、熄灭状态两个状态对照明光进行调制。断续信号是用于对开关的接通和断开进行控制的调制信号。输出电压是恒定电流反馈型的电源的输出电压。led电流是流过led的电流。

在该图中，在断续信号(调制信号)为低(low)的期间，开关断开，led熄灭。该断开的期间越长，则平滑电容器65两端的输出电压上升得越大。在断续信号(调制信号)变为高的瞬间，led电流产生大的过冲(overshoot)。即，在断续信号(调制信号)变为高的瞬间，输出电压变高，因此led电流的峰值变高，随着输出电压的下降，led电流也下降。

这样，存在伴随着开关的断续而led电流的过冲变大的问题。一般地，光通信的接收装置是读取光信号的变化的装置，在过冲大的情况下，成为错误动作(例如接收错误)的主要原因。这样，在使用恒定电流型电源进行100％调制的情况下，存在可能使接收装置错误动作的问题。

本发明的目的在于，提供一种即使在使用恒定电流反馈型的电源进行100％调制的光通信的情况下也不容易产生接收装置的接收错误的照明光通信装置和通信组件。

用于解决问题的方案

为了达到上述目的，本发明所涉及的照明光通信装置的一个方式具备：发出照明光的光源；电源电路，其向所述光源供给电流，实现所述电流的恒流化；开关，其与所述光源串联连接，使流过所述光源的电流断续；信号发生电路，其产生用于对所述开关的接通和断开进行控制的二值的通信信号以对所述照明光进行调制；以及电流抑制电路，其与所述光源和所述开关串联连接，对流过所述光源的电流进行抑制使得不超过可变的电流设定值。

另外，本发明所涉及的通信组件的一个方式是一种通信组件，其针对照明装置能够安装和拆卸，用于对照明光进行调制，该通信组件具备：开关，其与所述照明装置的光源串联连接；信号发生电路，其产生用于对所述开关的接通和断开进行控制的二值的通信信号以对所述照明光进行调制；以及电流抑制电路，其与所述光源和所述开关串联连接，对流过所述光源的电流进行抑制使得不超过可变的电流设定值。

发明的效果

根据本发明所涉及的照明光通信装置和通信组件，具有以下效果：即使在使用恒定电流反馈型的电源进行100％调制的光通信的情况下，也不容易产生接收装置的接收错误。

附图说明

图1a是表示实施方式1中的照明光通信装置的结构的电路图。

图1b是表示实施方式1中的未附加通信组件的照明装置的结构的电路图。

图2是表示图1a中的电流抑制电路的第一变形例的电路图。

图3是表示图1a中的电流抑制电路的第二变形例的电路图。

图4是表示图1a中的电流抑制电路的第三变形例的电路图。

图5是表示针对图2的电路例的第一模拟结果的图。

图6是表示针对图2的电路例的第二模拟结果的图。

图7是表示针对图2的电路例的第三模拟结果的图。

图8是表示针对图2的电路例的第四模拟结果的图。

图9是表示针对图2的电路例的第五模拟结果的图。

图10是表示针对图2的电路例的第六模拟结果的图。

图11是表示针对图2的电路例的第七模拟结果的图。

图12是表示针对图2的电路例的第八模拟结果的图。

图13是表示针对图2的电路例的第九模拟结果的图。

图14是表示针对图2的电路例的第十模拟结果的图。

图15是表示通信信号的调制方式的说明图。

图16是表示通信信号的事例(1)～(4)的图。

图17是表示图16的事例(1)的模拟结果(之一)的图。

图18是表示图16的事例(1)的模拟结果(之二)的图。

图19是表示图16的事例(2)的模拟结果(之一)的图。

图20是表示图16的事例(2)的模拟结果(之二)的图。

图21是表示图16的事例(3)的模拟结果(之一)的图。

图22是表示图16的事例(3)的模拟结果(之二)的图。

图23是表示图16的事例(4)的模拟结果(之一)的图。

图24是表示图16的事例(4)的模拟结果(之二)的图。

图25a是作为图16的事例(1)的模拟结果表示电流设定值与led电流(平均值与变动值)之间的关系的图。

图25b是作为图16的事例(1)的模拟结果表示电流设定值与led电流的波动率之间的关系的图。

图25c是作为图16的事例(1)的模拟结果表示电流设定值与电路损失之间的关系的图。

图26a是作为图16的事例(2)的模拟结果表示电流设定值与led电流(平均值与变动值)之间的关系的图。

图26b是作为图16的事例(2)的模拟结果表示电流设定值与led电流的波动率之间的关系的图。

图26c是作为图16的事例(2)的模拟结果表示电流设定值与电路损失之间的关系的图。

图27a是作为图16的事例(3)的模拟结果表示电流设定值与led电流(平均值与变动值)的关系的图。

图27b是作为图16的事例(3)的模拟结果表示电流设定值与led电流的波动率之间的关系的图。

图27c是作为图16的事例(3)的模拟结果表示电流设定值与电路损失之间的关系的图。

图28a是作为图16的事例(4)的模拟结果表示电流设定值与led电流(平均值与变动值)之间的关系的图。

图28b是作为图16的事例(4)的模拟结果表示电流设定值与led电流的波动率之间的关系的图。

图28c是作为图16的事例(4)的模拟结果表示电流设定值与电路损失之间的关系的图。

图29a是表示断续的led电流的波形的说明图。

图29b是表示与接通占空比相应的电流设定值的图。

图30a是表示实施方式1中的照明光通信装置的变形例的电路图。

图30b是表示图30a的电源电路中的开关电流的阈值控制的波形图。

图31a是表示实施方式2中的电流抑制电路的第一结构例的图。

图31b是表示实施方式2中的电流抑制电路的第二结构例的图。

图32a是作为图31a的删除二极管后的电路的模拟结果表示接通占空比与led电流之间的关系的图。

图32b是作为图31a的删除二极管后的电路的模拟结果表示接通占空比与led电流波动率之间的关系的图。

图33a是作为图31a的模拟结果表示接通占空比与led电流之间的关系的图。

图33b是作为图31a的模拟结果表示接通占空比与led电流波动率之间的关系的图。

图34是作为图31a的模拟结果表示接通占空比与电路损失之间的关系的图。

图35a是表示实施方式3中的电流抑制电路的结构例的图。

图35b是表示实施方式4中的电流抑制电路的第一结构例的图。

图35c是表示实施方式4中的电流抑制电路的第二结构例的图。

图35d是表示实施方式4中的电流抑制电路的第三结构例的图。

图35e是表示实施方式5中的电流抑制电路的结构例的图。

图35f是表示实施方式6中的电流抑制电路的结构例的图。

图36作为实施方式3中的图35a的模拟结果表示接通占空比与led电流之间的关系的图。

图37是作为实施方式3中的图35a的模拟结果表示接通占空比与led电流的波动率之间的关系的图。

图38是作为实施方式3中的图35a的模拟结果表示接通占空比与电路损失之间的关系的图。

图39是作为实施方式4中的图35b的模拟结果表示接通占空比与led电流之间的关系的图。

图40是作为实施方式4中的图35b的模拟结果表示接通占空比与led电流的波动率之间的关系的图。

图41是作为实施方式4中的图35b的模拟结果表示接通占空比与电路损失之间的关系的图。

图42是作为实施方式5中的图35e的模拟结果表示接通占空比与led电流之间的关系的图。

图43是作为实施方式5中的图35e的模拟结果表示接通占空比与led电流的波动率之间的关系的图。

图44是作为实施方式5中的图35e的模拟结果表示接通占空比与电路损失之间的关系的图。

图45是表示从图1a中删除了电流抑制电路的比较参照例的图。

图46是作为图45的比较参照用的电路的模拟结果表示接通占空比为60％、75％、90％、100％时的led电流和输出电压波形的图。

图47是作为图45的比较参照用的电路的模拟结果表示接通占空比为75％、平滑电容为10μf、20μf、30μf时的led电流和输出电压波形的图。

图48a是作为图45的比较参照用的电路的模拟结果表示接通占空比与led电流之间的关系的图。

图48b是作为图45的比较参照用的电路的模拟结果表示接通占空比与led电流的波动率之间的关系的图。

图49a是作为图45的比较参照用的电路的模拟结果表示接通占空比与输出电压之间的关系的图。

图49b是作为图45的比较参照用的电路的模拟结果表示接通占空比与输出电压的波动率之间的关系的图。

图50a是表示实施方式7中的照明光通信装置的结构例的电路图。

图50b是表示真值表的图，该真值表表现图50a中的信号发生电路的通信信号、开关以及晶体管的动作状态。

图51是表示针对图50a的电路例的第一模拟结果的图。

图52是表示针对图50a的电路例的第二模拟结果的图。

图53是表示针对图50a的电路例的第三模拟结果的图。

图54是表示针对图50a的电路例的第四模拟结果的图。

图55是表示实施方式8中的通信组件的结构例的图。

图56是表示针对图55的电路例的模拟结果的图。

图57a是表示实施方式9中的通信组件的结构例的图。

图57b是表示真值表的图，该真值表表现来自图57a中的信号发生电路的通信信号、两个阀(valve)以及晶体管的动作状态。

图57c是表示实施方式9中的通信组件的变形例的图。

图57d是表示真值表的图，该真值表表现来自图57c中的信号发生电路的通信信号、两个阀以及晶体管2的动作状态。

图57e是表示实施方式9中的通信组件的其它的变形例的图。

图57f是表示真值表的图，该真值表表现来自图57e中的信号发生电路的通信信号、两个阀、晶体管以及双极性晶体管的动作状态。

图57g是表示包括图57a的兼用控制电路的变形例的通信组件10的结构例的图。

图58是表示针对图57c的电路例的第一模拟结果的图。

图59是表示针对图57c的电路例的第二模拟结果的图。

图60是表示针对图57c的电路例的第三模拟结果的图。

图61是表示针对图57e的电路例的第一模拟结果的图。

图62是表示针对图57e的电路例的第二模拟结果的图。

图63是表示针对图57e的电路例的第三模拟结果的图。

图64是表示实施方式7中的照明光通信装置的变形例的电路图。

图65是实施方式10所涉及的照明光通信装置的框图。

图66是表示实施方式10所涉及的电流抑制电路的另一例的图。

图67是表示实施方式10所涉及的电流抑制电路的另一例的图。

图68是表示实施方式10所涉及的电流抑制电路的另一例的图。

图69是表示实施方式10所涉及的照明光通信装置的动作例的图。

图70是表示实施方式10所涉及的照明光通信装置的概要结构的图。

图71是表示实施方式10的比较例所涉及的照明光通信装置的概要结构的图。

图72是表示实施方式10所涉及的电流设定值的第一控制例的图。

图73是表示实施方式10所涉及的电流设定值的第二控制例的图。

图74是表示实施方式10所涉及的电流设定值的第三控制例的图。

图75是表示实施方式10所涉及的电流设定值的第三控制例的变形例的图。

图76是表示实施方式10所涉及的电流设定值的第四控制例的图。

图77是表示实施方式10所涉及的照明光通信装置的使用例的图。

图78是表示实施方式10所涉及的照明光通信装置的外观的一例的图。

图79是表示实施方式10所涉及的照明光通信装置的另一使用例的图。

图80是表示实施方式11中的照明光通信装置的变形例的电路图。

图81是表示电流抑制电路的第四变形例的电路图。

图82是表示电流抑制电路的第五变形例的电路图。

图83是表示控制电路和信号发生电路的结构例的框图。

图84a是表示控制电路的处理例的流程图。

图84b是控制电路内的移位寄存器的说明图。

图84c是表示图84a的步骤s45的校正例的流程图。

图85是表示实施方式12中的照明光通信装置的结构例的电路图。

图86是表示实施方式12中的dc-dc转换器的电路例的图。

图87是实施方式12中的照明光通信装置的各部电位的时间图。

图88是表示实施方式13中的照明光通信装置的结构例的电路图。

图89是表示比较参照例中的照明光通信装置的结构例的电路图。

图90是比较参照例中的照明光通信装置的各部电位的时间图。

图91是表示实施方式12或13中的照明光通信装置的变形例的电路图。

图92是表示图91的电源电路的开关电流的阈值控制的波形图。

图93a是表示实施方式14中的照明光通信装置的结构的电路图。

图93b是表示电流抑制电路的更详细的结构例的电路图。

图94a是表示第一模拟结果的图。

图94b是表示第二模拟结果的图。

图95是用模式图表示接通占空比不同的两个通信信号与led电流之间的关系的图。

图96是表示电流设定值为固定的情况下的、接通占空比与led电流之间的关系的图。

图97a是表示第三模拟结果的图。

图97b是表示第四模拟结果的图。

图98是表示图93a中的led电流、输出电压、sw电压以及电流抑制电路的电压的图。

图99a是表示实施方式15中的照明光通信装置的结构的电路图。

图99b是表示实施方式15中的未附加通信组件的照明光通信装置的结构的电路图。

图99c是表示实施方式15中的通信组件和第二电流抑制电路的具体的结构例的电路图。

图100是表示针对图99a和图99c的电路例的模拟结果的图。

图101是表示与接通占空比相应的电流设定值的图。

图102是表示实施方式16中的照明光通信装置的结构的电路图。

图103是表示实施方式17中的照明光通信装置的结构的电路图。

图104是表示针对图102的电路例的第一模拟结果的图。

图105是表示针对图102的电路例的第二模拟结果的图。

图106是表示针对图102的电路例的第三模拟结果的图。

图107是表示针对图103的电路例的第一模拟结果的图。

图108是表示针对图103的电路例的第二模拟结果的图。

图109是表示针对图103的电路例的第三模拟结果的图。

图110是表示实施方式18中的照明光通信装置的结构的电路图。

图111是表示实施方式18中的照明光通信装置的其它结构的电路图。

图112a是表示包括实施方式18中的基准源的第一变形例的电流抑制电路的电路图。

图112b是表示包括实施方式18中的基准源的第二变形例的电流抑制电路的电路图。

图113是实施方式19所涉及的照明光通信装置的框图。

图114是表示实施方式19所涉及的照明部的结构的图。

图115是表示由实施方式19所涉及的照明光通信装置进行的调制动作的图。

图116是表示由实施方式19所涉及的照明光通信装置进行的调光动作的图。

图117是用于说明将调制动作与调光动作结合的情况下的课题的图。

图118是实施方式19所涉及的照明光通信装置的动作的流程图。

图119是表示实施方式19所涉及的照明光通信装置的第一动作例的图。

图120是表示实施方式19所涉及的照明光通信装置的第二动作例的图。

图121是实施方式19所涉及的接收装置的框图。

图122是由实施方式19所涉及的接收装置进行的动作的流程图。

图123是实施方式20所涉及的照明光通信装置的框图。

图124是表示实施方式20所涉及的照明光通信装置的动作例的图。

图125是实施方式20所涉及的照明光通信装置的变形例的框图。

图126是表示实施方式20所涉及的照明光通信装置的使用例的图。

图127是表示实施方式21所涉及的照明光通信装置的结构例的框图。

图128是表示实施方式21所涉及的照明光通信装置的第一动作例的波形图。

图129a是表示实施方式21所涉及的照明光通信装置的第二动作例的波形图。

图129b是表示实施方式21所涉及的照明光通信装置的第二动作例的波形图。

图130是表示实施方式21所涉及的照明光通信装置的第三动作例的波形图。

图131是表示实施方式21所涉及的照明光通信装置的第一动作例的波形图。

图132是表示实施方式21所涉及的照明光通信装置的第二动作例的波形图。

图133是表示实施方式21所涉及的照明光通信装置的第三动作例的波形图。

图134是表示实施方式21所涉及的照明光通信装置的第四动作例的波形图。

图135是表示实施方式21所涉及的照明光通信装置的第五动作例的波形图。

图136是表示成为实施方式22的前提的调制电路的结构例的图。

图137是表示实施方式22所涉及的调制电路的结构例和过电力检测电路的结构例的图。

图138是实施方式22中的正常动作时的各部的波形图。

图139是实施方式22中的过电力动作时的各部的波形图。

图140是表示led负载为不同的6个类型中的主电路损失和过电力的检测电平(level)的图。

图141是表示实施方式23所涉及的调制电路的结构例的图。

图142是实施方式23中的正常动作时的各部的波形图。

图143是实施方式22中的过电力动作时的各部的波形图。

图144是表示led负载为不同的6个类型中的主电路损失和过电力的检测电平的图。

图145是表示实施方式24所涉及的调制电路的结构例的图。

图146是表示实施方式25所涉及的调制电路的结构例的图。

图147是表示实施方式26所涉及的调制电路的结构例的图。

图148是表示实施方式27所涉及的调制电路的结构例的图。

图149是表示实施方式28所涉及的调制电路的结构例的图。

图150是实施方式22中的正常动作时的说明各部的波形图(正常时)。

图151是表示反转通信信号的上升时的对栅极电压和led电流的上升波形进行模拟得到的结果的图。

图152是表示反转通信信号的下降时的对栅极电压和led电流的下降波形进行模拟得到的结果的图。

图153是表示伴随有上升延迟时间的情况下的各部的信号波形的图。

图154是表示包括实施方式28所涉及的延迟电路的调制电路的结构例的图。

图155是表示图154的各部的信号波形的图。

图156是表示负载电容不同的多个类型中的针对led电流的主电路损失的图。

图157是表示负载电容不同的多个类型中的针对负载电力的主电路损失的图。

图158是表示负载电容不同的多个类型中的针对led电流的最佳电阻值的图。

图159是表示负载电容不同的多个类型中的针对负载电力的最佳基准电阻的图。

图160是用于说明栅极电容的电路图。

图161是用于说明栅极电容所产生的影响的图。

图162是表示包括实施方式29所涉及的延迟电路的调制电路的结构例的图。

图163是表示图162的各部的信号波形的图。

图164a是表示专利文献2中公开的照明光通信装置的结构的图。

图164b是表示包括图164a的恒定电流反馈电路的具体例的电路部分的图。

图164c是表示包括专利文献1中公开的平均电流检测电路的照明光通信装置的图。

图165是示意性地表示使用恒定电流反馈型的电源进行的100％调制的电路结构中的断续信号、调制时的输出电压以及负载电流(led电流)的波形的图。

附图标记说明

1：电流抑制电路；1c：偏置电路；2：晶体管(开关)；2a、2b：第一开关元件；3a：第二开关元件；4：基准源；6、6k：控制电路；6a：移位寄存器；10：通信组件；53：负载电路(光源)；52a：电源电路；64a：过电压保护电路；90、90a～90e：过电力检测电路(检测电路)；101：光源；121：调制开关(开关)；172：照度传感器；173：计时器；201r、201g、201b：照明部；202：调光控制部；203：调制控制部；sg：信号发生电路。

具体实施方式

下面，使用附图详细地说明本发明的实施方式。此外，下面说明的实施方式均表示本发明的优选的一个具体例。以下的实施方式中示出的数值、形状、材料、结构要素、结构要素的配置位置和连接方式、步骤和步骤的顺序等是一个例子，不是限定本发明的主旨。另外，关于以下的实施方式中的结构要素之中表示本发明的最上位概念的独立权利要求所没有记载的结构要素，作为构成更优选的方式的任意的结构要素进行说明。另外，各图是示意图，并非表示严格的尺寸、数值。

下面，根据附图说明本发明的实施方式。

(实施方式1)[a0018]

[1.1照明光通信装置的结构]

首先，说明实施方式1的照明光通信装置的结构。

图1a是表示实施方式1中的照明光通信装置的结构的电路图。该照明光通信装置具备具有使输出恒流化的功能的电源电路52a、平滑电容器(平滑电路)65、负载电路53以及通信组件10。通信组件10具备断续开关sw、信号发生电路sg以及电流抑制电路1。

电源电路52a具备整流桥62、电容器63、dc-dc转换器64、检测电阻66、恒定电流反馈电路67。恒定电流反馈电路67具备输入电阻68、放大器69、电容器70、电阻71以及基准电压源72。

电源电路52a通过整流桥62对商用电源(例如，交流100v)进行全波整流，并通过电容器63进行平滑之后，通过dc-dc转换器64转换为期望的直流电压。在dc-dc转换器64的输出两端间连接有平滑电容器65。另外，与平滑电容器65并联地连接有由负载电路53与电流抑制电路1与断续开关sw组成的串联电路。

电源电路52a具有以下功能：直接或间接地检测流过负载电路53的电流，并进行控制以使这些电流值为固定。在图1a中，该功能由用于直接检测负载电路53的电流的检测电阻66和恒定电流反馈电路67实现。恒定电流反馈电路67具备放大器69、与放大器69的正输入端子连接的基准电压源72、与放大器69的负输入端子连接的输入电阻68、连接在放大器69的输出端子与放大器69的负输入端子之间的增益调整用的电阻71以及相位补偿用的电容器70。恒定电流反馈电路67通过放大器69来比较检测电阻66的电压降与基准电压源72的电压的高低，将其差分放大，并反馈至dc-dc转换器64的控制部。也就是说，为了使检测电阻66的电压降与所述基准电压一致而对dc-dc转换器64施加了负反馈控制。另外，按连接在放大器69的反转输入端子与输出端子之间的电阻71与输入电阻68的分压比来设定增益，与电阻71并联地设置的电容器70作为用于进行相位补偿的积分要素发挥功能。

平滑电容器65连接在电源电路52a的输出之间，用于对电源电路52a的输出进行平滑。

负载电路53包括在电源电路52a的输出之间串联连接的多个发光二极管，被供给电源电路的输出。多个发光二极管是发出照明光的光源。

断续开关sw以与负载电路53串联的方式附加，使从电源电路52a供给至负载电路53的电流断续。

信号发生电路sg产生用于对断续开关sw的接通和断开进行控制的二值的通信信号以对照明光进行调制。通信信号被输入到断续开关sw的控制端子，用于将断续开关sw接通和断开。此外，信号发生电路sg也可以重复产生表示照明光通信装置所固有的id的id信号来作为通信信号，还可以根据从外部的装置输入的发送信号来产生通信信号。

[1.2电流抑制电路1的结构]

接着，关于电流抑制电路1的结构例进行说明。

电流抑制电路1以与负载电路53和断续开关sw串联的方式附加，用于抑制流向负载电路53的电流的大小。例如，电流抑制电路1也可以与作为光源的负载电路53和断续开关sw串联连接，根据基准值来对流过负载电路53的电流进行抑制使得不超过与基准值对应的电流设定值。这样的话，能够降低在断续开关sw从断开变为接通的瞬间在流过作为光源的负载电路53的电流所产生的过冲，因此能够降低接收装置的接收错误。

该电流抑制电路1由作为mosfet的晶体管2、与源极连接的电阻3、放大器5、基准源4以及控制电路6构成。

基准源4向放大器5的正输入端子输出基准值。基准值用于规定流过作为光源的负载电路53的电流的上限(电流设定值)。例如，基准值与电流设定值成比例。另外，基准源4也可以将基准值作为固定值输出，还可以根据信号发生电路sg产生的通信信号的序列模式(例如比特模式)输出可变的基准值。

晶体管2与作为光源的负载电路53和断续开关sw串联连接，根据基准值来抑制流向负载电路53的电流。

电阻3是用检测流过负载电路53的电流的大小的源极电阻。电阻3的源极侧端子与放大器5的负输入端子连接。

放大器5的正输入端子上连接基准源4，负输入端子上连接晶体管2的源极。放大器5将基准值与由电阻3检测出的电流值的差分放大，将放大后的信号向晶体管2的栅极输出。

控制电路6进行根据通信信号的序列模式变更基准源4的基准值的控制，以使基准源4输出可变的基准值。例如，控制电路6计算通信信号的部分接通占空比，在计算出的部分接通占空比为第一比率时，将所述基准值设为第一值，在部分接通占空比为比所述第一比率大的第二比率时，将所述基准值设为比所述第一值小的第二值。此时，控制电路6也可以与通信信号的部分接通占空比成反比例地变更基准值。“部分接通占空比”例如是与将最近的断开期间和紧邻该断开期间之前的接通期间加在一起得到的期间相对的、该接通期间的比例。或者，“部分接通占空比”也可以用通信信号中的最近的n比特的移动平均值代替。这样的话，在流过负载电路53的电流中产生的过冲的大小依赖于部分接通占空比的情况下，能够更适当地进行过冲的抑制。

[1.3电流抑制电路1的变形例]

接着，关于电流抑制电路1的第一～第三变形例进行说明。

图1a中的电流抑制电路1不限定于该结构，也可以如图2～图4那样构成。

图2是表示图1a中的电流抑制电路1的第一变形例的电路图。图2所示的电流抑制电路1具备双极性晶体管11、12、基准源4、电阻14、控制电路6。双极性晶体管11和12构成电流反射镜电路。流过双极性晶体管12的电流由基准源4和电阻14决定。在不超过该电流的磁镜比的倍数的电流(即，电流设定值)的范围内，双极性晶体管11能够使电流流过。控制电路6根据从信号发生电路sg输出的通信信号的信号序列，来变更基准源4、或电阻14。

图3是表示图1a中的电流抑制电路的第二变形例的电路图。图3所示的电流抑制电路1由双极性晶体管21、发射极电阻22r、偏置电阻23、齐纳二极管24以及控制电路6构成。

双极性晶体管21与负载电路53串联连接，根据双极性晶体管21的基极电压(基准值)来抑制流过负载电路53的电流。

发射极电阻22r是用于检测流过负载电路53的电流(即，流过发射极电阻22r的电流)的大小的电阻。

偏置电阻23是用于使双极性晶体管21的基极电压偏置的电阻。

齐纳二极管24向双极性晶体管21的基极输出基准值。

控制电路6根据通信信号的信号序列来变更齐纳二极管24的基准值。

图4是表示图1a中的电流抑制电路的第三变形例的电路图。图4所示的电流抑制电路1由三端稳压器25a、检测电阻26以及控制电路6构成。

三端稳压器25a的输入端子in和输出端子out与负载电路53串联连接，根据输入到调整端子adj的电压，来抑制流动于输入端子in与输出端子out之间的电流。

检测电阻26是用于检测流过负载电路53的电流(即，流过检测电阻26的电流)的大小的电阻。另外，检测电阻26是可变电阻，其电阻值是基准值。检测电阻26的断续开关sw侧的端子与三端稳压器25a的调整端子adj连接。

控制电路6根据通信信号的信号序列来变更检测电阻26的电阻值。

这样，根据电流抑制电路1的变形例，也能够在过冲的大小依赖于部分接通占空比(或部分的信号序列)的情况下，更适当地进行过冲的抑制。

此外，在图1a、图2～图4中，在基准源4输出固定的基准值的情况下，电流抑制电路1也可以不具备控制电路6。

[1.4照明光通信装置的动作]

使用模拟结果来说明如以上那样构成的照明光通信装置的动作。

图5～图14表示对图2的电流抑制电路1进行模拟得到的结果。

图5是表示针对图2的电路例的第一模拟结果的图。在图5中，将平滑电容器65的电容值设定为20uf，将来自信号发生电路sg的通信信号的频率和接通占空比设定为2.4khz、75％。在该设定下，图5表示使电流抑制电路1的电流设定值可变为四种的情况下的、led电流和施加于电流抑制电路1的电压波形。电流设定值为423ma、373ma、332ma、318ma四种。顺便提及，dc-dc转换器的动作频率设定为65khz，未断续的情况下的负载电流(led电流)的平均值设定为240ma。

在图5中，在将电流抑制电路1的电流设定值设定为423ma的情况下，led电流波形产生大的过冲，施加电压变得极低，实质上电流抑制电路1未发挥功能。

当将电流抑制电路1的电流设定值逐渐降低为373ma、332ma、318ma时，led电流的过冲部被削减，在电流设定值为318ma的情况下，led电流波形的过冲削除而成为矩形波。与此同时可知，电流抑制电路1的施加电压逐渐变高，当将电流设定值降低时，电流抑制电路1开始工作，在电流设定值318ma时，在接通期间的整个区域内有效地发挥了电流抑制电路1的电流抑制的功能。

图6是表示针对图2的电路例的第二模拟结果的图。图6表示在图5的模拟中再将电流抑制电路1的电流设定值从318ma逐次降低为309ma、299ma、289ma的情况下的led电流和施加于该电流抑制电路1的电压波形。伴随着电流设定值的下降，led电流的峰值减小，能够维持没有过冲的矩形波的波形。另外，施加电压波形伴随着电流设定值的下降而急剧地上升。

用线图表示以上的结果即为图7和图8。图7是表示针对图2的电路例的第三模拟结果的图。图7表示电流抑制电路1的电流设定值与led电流的关系。以电流设定值318ma为边界可知，当设定值大于电流设定值318ma时，led电流的平均值被维持为固定，但变动幅度(过冲)变大，另外，当设定值小于318ma时，led电流的变动幅度(过冲)消失，但平均值逐渐减小。图8是表示针对图2的电路例的第四模拟结果的图。图8表示电流抑制电路1的电流设定值与在电流抑制电路1中产生的电路损失(即，电流抑制电路1的消耗电力)的关系。以电流设定值318ma为边界可知，当设定值大于318ma时，损失被抑制为较小的值，另外，当设定值小于318ma时，损失急剧地增加。基于这些结果，在针对图2的电路例的图5的模拟条件下，如果将电流抑制电路1的电流设定值设定为318ma，则能够抑制led电流的过冲，并且其平均值被维持为未断续的情况下的值，并且，电流抑制电路1的电路损失也能够抑制为较低的值。

图9是表示针对图2的电路例的第五模拟结果的图。图9表示在图2的电路例中将电流抑制电路1的电流设定值设定为在上述(图5、图6)的条件下作为最佳值的318ma并使来自信号发生器sg的调制信号的接通占空比可变为三种的情况下的、led电流和施加于电流抑制电路1的电压波形。接通占空比为70％、75％、80％三种。其它的条件相同(平滑电容器65的电容值20uf、来自信号发生电路sg的调制信号频率2.4khz、dc-dc转换器的动作频率65khz、未断续的情况下的负载电流(led电流)的平均值240ma)。

在接通占空比75％时，led电流波形看不到过冲，电流抑制电路1的施加电压也低(可以说其为最佳条件)。

在接通占空比为80％的情况下可知，在led电流波形中，过冲没有被完全去除，在接通期间后半部分产生倾斜，并且施加电压变得极低，实质上，在该期间，电流抑制电路1没有发挥功能。

另外，在接通占空比为70％的情况下，led电流波形的过冲被完全去除而成为矩形波，但是施加电压变高而损失变大。

图10中表示来自信号发生器的调制信号的接通占空比与led电流的关系。图10是表示针对图2的电路例的第六模拟结果的图。在将电流抑制电路1的电流设定值设为318ma的情况下，以接通占空比75％为边界可知，当接通占空比大于75％时，led电流的平均值被维持为固定，但变动幅度(过冲)变大，另外，当接通占空比小于75％时，led电流的变动幅度(过冲)消失，但平均值逐渐减小。

图11是表示针对图2的电路例的第七模拟结果的图。图11是以波动率表现led电流的过冲的线图。图12是表示针对图2的电路例的第八模拟结果的图。图12表现出接通占空比与电流抑制电路1的电路损失的关系。基于这些结果类推，电流抑制电路1的最佳电流设定值依赖于来自信号发生器sg的通信信号的接通占空比。

图13中表示根据来自信号发生器sg的调制信号的接通占空比求出电流抑制电路1的最佳电流设定值的结果。图13是表示针对图2的电路例的第九模拟结果的图。在图13中，如果能够根据横轴的接通占空比而如图示那样改变电流设定值，则led电流的变动值(过冲)被抑制，并且，平均值能够维持为未断续的情况下的值。图14中表示该情况下的电流抑制电路1的电路损失。图14是表示针对图2的电路例的第十模拟结果的图。在图14中可知，在接通占空比50％～90％时电路损失收敛于较低的值。

图15是表示通信信号的调制方式的说明图。图15表示在照明光通信装置中使用的调制信号方式的事例。该图遵照由jeita-cp1223规定的1-4ppm传输方式。例如，2比特数据“00”的4ppm信号在包含4个时隙的1个符号期间被调制为“1000”。也就是说，在4个时隙中的1个时隙出现脉冲。在可见光通信中，为了使4个时隙中的3个时隙点亮并确保点亮时间，使用反转4ppm信号的情形多。该图的通信信号是被调制为反转4ppm信号后的信号。在该情况下，通信信号的高电平使断续开关sw接通并使作为光源的负载电路53点亮。另外，通信信号的低电平使断续开关sw断开并使作为光源的负载电路53熄灭。例如，1个时隙为104.167usec(＝1/9.6khz)，由4个时隙(416usec)形成了1个符号(在此，1个符号为2比特)。1-4ppm信号由逻辑值0、1二值构成，成为4个时隙中的1个时隙形成逻辑值1的数据序列。信号发生电路sg产生的通信信号是将该逻辑值反转得到的反转4ppm信号。反转4ppm信号用于通过在4个时隙的哪里形成负的脉冲来对数据进行调制，只要观察1个符号的4个时隙，就可知接通占空比为75％。但是，如果无视符号的划分，则信号序列的模式涉及多方面，部分接通占空比也涉及多方面。图16表示其一例。

图16是表示通信信号的事例(1)～(4)的图。对该图的4个符号的数据中的、紧邻通信信号从低电平向高电平的上升之前的断开期间和接通期间附加了○标号。只要观察○标号包围的部分的数据，部分接通占空比就能够定义为例如在将最近的断开期间和紧邻该断开期间之前的接通期间加在一起得到的期间(最近的1个周期)中的该接通期间所占的比例。在图16的事例(1)中，最近的1个周期的频率为1.2khz，部分接通占空比成为75％。在事例(2)中，最近的1个周期的频率为4.8khz，部分接通占空比成为50％，在事例(3)中，最近的1个周期的频率为3.2khz，部分接通占空比成为66.7％，在事例(4)中，最近的1个周期的频率为2.4khz，部分接通占空比成为75％。即，在实施方式1中，虽然公开了能够根据接通占空比来改变电流抑制电路1的最佳电流设定值，但是也可以动态地应对部分接通占空比时刻变化那样的用途。

并且，作为图2所示的电路例的模拟结果，图17～图24中示出在图16的事例(1)～事例(4)所示的4个案例中调查led电流波形和向电流抑制电路1的施加电压的波形的倾向得到的结果。

图17是表示图16的事例(1)的模拟结果(之一)的图(1.2khz、部分接通占空比75％)。另外，图18是表示图16的事例(1)的模拟结果(之二)的图。

在图17中，在电流抑制电路1的电流设定值为676ma的情况下，电流抑制电路1未能抑制过冲的电流。当将电流设定值下降至318ma时，led电流的过冲消失，电流抑制电路1的施加电压上升至峰值3v左右。

图18中示出相对于图17进一步降低了电流设定值的情况下的结果。led电流虽然维持矩形波，但电流值逐渐降低。另外，进一步降低了电流设定值的情况下的向电流抑制电路1的施加电压急剧上升，电流设定值为289ma时，该施加电压超过了20v。

图19是表示图16的事例(2)的模拟结果(之一)的图(4.8khz、接通占空比50％)。另外，图20是表示图16的事例(2)的模拟结果(之二)的图。

在图19中，在电流抑制电路1的电流设定值为558ma的情况下，电流抑制电路1未能抑制过冲的电流。当将电流设定值降低至475ma时，led电流的过冲消失，电流抑制电路1的施加电压上升至峰值1.2v左右。

图20中示出相对于图19进一步降低了电流设定值的情况下的结果。led电流虽然维持矩形波，但电流值逐渐降低。另外，向电流抑制电路1的施加电压急剧上升，电流设定值为407ma时，该施加电压超过了30v。

图21是表示图16的事例(3)的模拟结果(之一)的图(3.2khz、接通占空比66.7％)。另外，图22是表示图16的事例(3)的模拟结果(之二)的图。

在图21中，在电流抑制电路1的电流设定值为463ma的情况下，电流抑制电路1未能抑制过冲的电流。当将电流设定值降低至357ma时，led电流的过冲消失，电流抑制电路1的施加电压上升至峰值1.4v左右。图22中示出进一步降低了电流设定值的情况下的结果。led电流虽然维持矩形波，但电流值逐渐降低。另外，向电流抑制电路1的施加电压急剧上升，电流设定值为320ma时，该施加电压超过了22v。

图23是表示图16的事例(4)的模拟结果(之一)的图(2.4khz、接通占空比75％)。另外，图24是表示图16的事例(4)的模拟结果(之二)的图。

在图23中，在电流抑制电路1的电流设定值为429ma的情况下，电流抑制电路1未能抑制过冲的电流。当将电流设定值降低至318ma时，led电流的过冲消失，电流抑制电路1的施加电压上升至峰值1.4v左右。图24中示出进一步降低了电流设定值的情况下的结果。led电流虽然维持矩形波，但电流值逐渐降低。另外，向电流抑制电路1的施加电压急剧上升，电流设定值为289ma时，该施加电压超过了20v。

图25a～图25c、图26a～图26c、图27a～图27c、图28a～图28c是将使用图17～图24说明的结果汇总为线图得到的。

图25a、图26a、图27a、图28a是作为图16的事例(1)、(2)、(3)、(4)的模拟结果表示电流设定值与led电流(平均值和变动值)之间的关系的图。

图25b、图26b、图27b、图28b是作为图16的事例(1)、(2)、(3)、(4)的模拟结果表示电流设定值与led电流的波动率之间的关系的图。

图25c、图26c、图27c、图28c是作为图16的事例(1)、(2)、(3)、(4)的模拟结果表示电流设定值与电路损失之间的关系的图。

关于这些图，(a)表示电流设定值与led电流的平均值和变动值的关系，(b)表示电流设定值与led电流波动率的关系，(c)表示电流设定值与电流抑制电路1的损失的关系。从这些结果可知，电流抑制电路1的最佳电流设定值在接通占空比50％的情况下约为475ma，在接通占空比66.7％的情况下约为357ma，在接通占空比75％的情况下约为318ma。

接着，根据来自信号发生器sg的通信信号的部分接通占空比来说明电流抑制电路1的最佳电流设定值。成为本实施方式中的照明光通信装置的前提的电源电路52a如已经说明的那样具有恒定电流反馈功能。作为典型的事例，能够列举使用如图1a和图1b所示那样的放大器的恒定电流反馈电路67。通常附加用于确保反馈系统的稳定性的相位补偿电路。这样的相位补偿电路使用为了调整开环传递函数中的增益和相位而包含积分要素的补偿电路，作为pi控制、或pid控制而众所周知。换言之，这样的相位补偿电路可以说是将输出的平均值控制为固定的单元。基于这一点，图29a是表示断续的led电流的理想波形的说明图。当观察图29a所示的led电流的断续波形时，该波形的平均值iave能够通过下式(1)表示。

iave＝iop×ond(1)

在此，iop为led电流的峰值。ond为接通占空比，用100×ton/t(％)表示。

上述平均值iave通过恒定电流反馈功能被控制为与未断续的情况下的平均电流相同，即使接通占空比改变而上述平均值iave也被控制为固定值。即，当接通占空比变小时，为了使iave成为固定值而使峰值iop变大。如果将该峰值iop设为电流抑制电路1的电流设定值，则led电流波形成为矩形波而能够去除过冲，并且也能够抑制电流抑制电路1的损失，能够获得所谓的最佳值(参照(2)式)。

最佳电流设定值＝iave/ond(2)

在此，iave为未施加断续的情况下的led平均电流。

图29b是在将未断续的情况下的led平均电流设为240ma的条件下使用(2)式求出每个部分接通占空比的最佳电流设定值。可知，很好地符合目前为止的研究中示出的每个部分接通占空比的最佳电流设定值。

由此，能够抑制led电流的过冲，并且能够使未对照明光进行调制时的照明光的亮度与对照明光进行了调制时的照明光的亮度在人看起来为大致同等。

[1.5通信组件10的结构例]

接着，关于能够安装和拆卸的通信组件10的结构进行说明。

图1b是没有附加实施方式1中的通信组件10的照明装置的结构的电路图。也就是说，图1b表示在图1a的照明光通信装置中删除通信组件10并追加了短路线(shortline)s10的结构。图1a的照明光通信装置表示具有可见光通信功能的照明装置。图1b表示不具有可见光通信功能的照明装置。

图1a、图1b中的端子t1、t2上连接通信组件10或短路线s10。端子t1、t2也可以是端子座或接头，也可以将现有的照明装置内的配线中的与图1b的短路线s10对应的配线材料切断的地方设为端子t1、t2。

根据图1a、图1b那样的结构，能够直接利用搭载于原有的不具有光通信功能的照明器具的电源电路和led光源，通过后附设追加简单的电路部位(即，通信组件10)，由此附加光通信功能。

[1.6照明光通信装置的变形例]

接着，说明照明光通信装置的变形例。

图30a是表示实施方式1中的照明光通信装置的变形例的电路图。该图的照明光通信装置与图1a相比的不同点在于电源电路52a内部的电路结构。下面以不同点为中心进行说明。

在图1a的电源电路52a中，由恒定电流反馈电路67进行使输出电流的平均值恒流化的反馈控制，与此相对地，在图30a的电源电路52a中构成为进行开关电流阈值控制。

图30a的电源电路52a具备整流桥62、电容器63、dc-dc转换器64。dc-dc转换器64具备电感80、开关元件81、二极管66d、电阻82、信号源83、触发器84、比较器85、恒压源86、电容器87、电阻88、二极管89、驱动器90、栅极电阻91。

电感80、开关元件81以及二极管66d是构成dc-dc转换器64作为降压转换器的基本的电路要素。

将开关元件81进行接通和断开的控制由信号源83、触发器84、比较器85及其周边的电路来进行，并进行开关元件81的开关电流的阈值控制。即，该开关电流还是经由负载电路53(发光二极管)的电流，通过阈值控制能够获得恒定电流反馈的替代功能。使用图30b来说明这样的dc-dc转换器64的动作。

图30b是表示图30a的电源电路52a中的开关电流的阈值控制的波形图。其中，图30b表示在图30a中使端子t1与t2之间短路的情况或、端子t1和t2上连接通信组件10且断续开关sw维持接通状态的情况下的波形。

在图30b中设置信号s是从信号源83向触发器84的设置输入端子s输入的信号。正输入信号是向比较器85的正输入端子输入的信号，表示电阻82的电压降、即流过开关元件81的电流的大小。复位信号r是向触发器84的复位输入端子输入的信号。输出信号q是从触发器84的输出端子q输出的信号。输出信号q经由驱动器90和电阻91而成为开关元件81的栅极信号。开关电流是流过开关元件81的电流，被检测为电阻82的电压降。

设置信号由信号源83生成，并周期性地变为高。当设置信号s变为高时，rs触发器84的输出信号q变为高。输出信号q经由驱动器电路90和栅极电阻91被输入到开关元件81(mosfet)的栅极。如果输出信号q变为高则开关元件81变为接通。

开关电流(流过开关元件81的电流)的大小被检测为电阻82的电压降，被输入到比较器85的正输入端子，与对比较器85的负输入端子施加的基准电压vref进行比较。当该电压降达到基准电压vref时，比较器85的输出成为高，通过由电容器87和电阻88构成的微分电路被转换为脉冲，并被输入到rs触发器84的复位输入端子。在该时点，触发器84的输出信号q成为低，开关元件81断开。检测流过开关元件81的电流的大小来作为上述开关电流，替代检测流过负载电路53的电流的大小。

这样的开关电流的阈值控制是替代图1a的恒定电流反馈控制，发挥使输出电流的平均固定化那样的作用。由此，在图30a中，也与图1a同样地，如果没有电流抑制电路1，则产生在问题栏中所说明的过冲的问题。但是，在图30a的结构中，与图1a同样地，通过具备电流抑制电路1能够降低过冲。

此外，电源电路52a可以进行图1a的恒定电流反馈控制，也可以进行图30a的开关电流阈值控制。另外，电流抑制电路1具有降低过冲的作用，因此只要是可能通过断续开关sw的接通和断开而产生过冲的电源电路，就起到效果。

(实施方式2)[a0106]

在实施方式2中说明关于电流抑制电路1而通过模拟电路使基准值(甚至是电流设定值)为可变的结构进行说明。在实施方式1中，根据接通占空比而使基准值变化，但是在实施方式2中，不同点在于根据紧邻断续开关sw接通之前施加于电流抑制电路1的电压而使基准值变化。也就是说，代替接通占空比而使用了施加于电流抑制电路1的电压。接通占空比越大，则led电流的过冲越大。另外，如图51所示，输出电压(对应施加于电流抑制电路1的电压)越大，则led电流的过冲越大。因此，在实施方式2中，设为使施加于电流抑制电路1的电压替代接通占空比。

实施方式2的照明光通信装置的结构与图1a大致相同，但是电流抑制电路1的结构不同。下面，以不同点为中心进行说明。

图31a、图31b中表示实施方式2中的电流抑制电路1的结构例。

图31a所示的电流抑制电路1由作为mosfet2的晶体管2、与源极连接的电阻3、恒压源4a、分压电阻r1和r2、电容器c1以及二极管d构成。另外，图31b所示的电流抑制电路1由双极性晶体管11、12、恒压源13、分压电阻r1、r2、噪音防止用的电容器c1、电流限制用的电阻14以及二极管d构成。

在图31a中，恒压源4a的电压通过电阻r1和r2而被分压，经由电容器c1连接于经由晶体管2的栅极端子和电阻3的点。另外，从晶体管2的漏极端子朝向基于电阻r1和r2的分压点来连接二极管d。另外，在图31b中，双极性晶体管11、12形成电流反射镜，恒压源13的电压通过电阻r1、r2而被分压，经由电容器c1和电阻14使基准电流流向将集电极端子和基极端子短路的双极性晶体管12。另外，从双极性晶体管11的集电极端子朝向所述电阻r1和r2的分压点来连接二极管d。这些结构不是根据来自信号发生器sg的调制信号的接通占空比而在获得电流抑制电路1的最佳电流设定值时直接控制其基准源，而是利用在该电流设定值不适当的情况下产生的对电流抑制电路1施加的电压并将其反馈至基准源的分压点。

图31a、图31b的电阻r1、r2以及二极管d相当于图1a的变更基准值的控制电路6。

使用模拟结果来说明本发明的实施方式2中的图31a的动作。作为模拟中的主要设定条件，将平滑电容器的电容值设定为20uf，将来自信号发生电路的调制信号频率设定为2.4khz，将dc-dc转换器的动作频率设定为65khz，将未断续的情况下的负载电流(led电流)的平均值设定为240ma。

图32a、图32b、图33a、图33b以及图34中表示模拟结果。图32a、图32b表示为了观察利用图31a、图31b所示的二极管d的反馈效果而首先去除掉作为反馈电路的二极管d的情况下的模拟结果。在来自信号发生器sg的调制信号的接通占空比为50％～90％的范围内，设定为电流抑制电路1在接通占空比90％以下发挥功能，因此led电流的变动值(过冲)在接通占空比整个区域中被去除(参照图32a)，但是接通占空比越小，则led电流的平均值越是减小。并且，如图34所示，接通占空比越小，则电流抑制电路1损失明显变得越大(参照没有二极管的线图)。图33a、图33b是附加了由二极管d形成的反馈电路的情况下的结果。在接通占空比为50％～90％中，led电流的变动值(过冲)被抑制为较小的值，并且平均值被维持为未断续的情况下的值。并且，如图34(有二极管)所示可知，与没有由二极管d形成的反馈电路的情况相比，电流抑制电路1损失被大幅地降低。

(实施方式3)[a0114]

在实施方式3中，也与实施方式2同样地说明关于电流抑制电路1而通过模拟电路使基准值(甚至是电流设定值)为可变的结构进行说明。

实施方式3的照明光通信装置是与图1a大致相同的结构，但是电流抑制电路1的结构不同。下面，以不同点为中心进行说明。

图35a是表示实施方式3中的电流抑制电路1的结构例的图。图35a所示的电流抑制电路1由双极型的晶体管2、与发射极连接的电阻3、基准源4、分压电阻r1和r2、电容器c1、作为电压跟随器电路的放大器5、基极电阻rb、二极管d以及电阻r3构成。

在图35a中，恒压源4a通过电阻r1和r2而被分压，经由电容器c1与使用放大器5的电压跟随器的正输入端子连接。放大器5的输出端子与其负输入端子连接，并且经由基极电阻rb与晶体管2的基极端子连接，向经由该基极端子和电阻3的点供给驱动电压。另外，从晶体管2的集电极端子朝向基于所述电阻r1和r2的分压点来连接二极管d。该结构不是根据来自信号发生器的调制信号的接通占空比而在获得电流抑制电路1的最佳电流设定值时直接控制其基准源，而是利用在该电流设定值不适当的情况下产生的电流抑制电路1的施加电压并将其反馈至基准源的分压点，与表示实施方式2的图31a、图31b之间的差异在于追加了使用放大器5的电压跟随器。

此外，图35a的电阻r1、r2、r3以及二极管d相当于图1a的变更基准值的控制电路6。

图36～图38是表示验证图35a的电流抑制电路1的动作的模拟结果的图。作为模拟的主要的设定条件，将平滑电容器65的电容值设定为20uf，将来自信号发生电路sg的调制信号频率设定为2.4khz，将dc-dc转换器的动作频率设定为65khz，将未断续的情况下的负载电流(led电流)的平均值设定为240ma。图36表示使断续开关sw的接通占空比在50％～90％的范围内变化的情况下的led电流的峰值、平均值、变动值。led电流的变动值(过冲)几乎被去除，并且平均值被维持为未断续的情况下的值。图37用波动率表示led电流的变动值(过冲)，由此也可知过冲被去除了。图38表示接通占空比与电流抑制电路1的损失的关系。相对于接通占空比的变化，而电路损失被维持为低的值。

(实施方式4)[a0120]

在实施方式4中，也与实施方式2同样地说明关于电流抑制电路1而通过模拟电路使基准值(甚至是电流设定值)为可变的结构进行说明。

实施方式4的照明光通信装置是与图1a相同的结构，但是电流抑制电路1的结构不同。下面，以不同点为中心进行说明。

图35b是表示实施方式4中的电流抑制电路1的第一结构例的图。图35b所示的电流抑制电路1由作为mosfet的晶体管2、与源极连接的电阻3、恒压源4a、分压电阻r1和r2、电容器c1、放大器5、二极管d以及电阻r3构成。

在图35b中，恒压源4a通过电阻r1和r2而被分压，经由电容器c1与放大器5的正输入端子连接。放大器5的负输入端子连接于晶体管2与电阻3之间的连接点，放大器5的输出端子与晶体管2的栅极端子连接，在经由该栅极端子和电阻3的点之间供给驱动电压。另外，从晶体管2的漏极端子朝向所述电阻r1和r2的分压点，经由调整用的电阻r3而连接二极管d。这些结构不是根据来自信号发生器的调制信号的接通占空比而在获得电流抑制电路1的最佳电流设定值时直接控制其基准源，而是利用在该电流设定值不适当的情况下产生的电流抑制电路1的施加电压并将其反馈至基准电压的分压点，与实施方式2中的图31a之间的差异在于附加有放大器5。

图39～图41是表示验证图35b的动作的模拟结果的图。作为模拟的主要的设定条件，将平滑电容器的电容值设定为20uf，将来自信号发生电路的调制信号频率设定为2.4khz，将dc-dc转换器的动作频率设定为65khz，将未断续的情况下的负载电流(led电流)的平均值设定为240ma。图39～图41中表示模拟结果。图39表示使断续开关sw的接通占空比在50％～90％的范围内变化的情况下的led电流的峰值、平均值、变动值。led电流的变动值(过冲)几乎被去除，并且平均值被维持为未断续的情况下的值。图40用波动率表示led电流的变动值(过冲)，由此也可知过冲几乎被去除了。图41表示接通占空比与电流抑制电路1的损失的关系。相对于接通占空比的变化，电路损失被维持为较低的值。

在图39～图41中，与实施方式3的模拟结果(图36～图38)相比，led电流波动稍稍变大，并且能够看到有些不稳定的动作。

伴随与实施方式3、4，图35c、图35d中表示用于实现更稳定动作的例子。图35c是表示实施方式4中的电流抑制电路的第二结构例的图。图35c在电阻r1和r2的分压点与放大器5的正输入端子之间追加了形成电压跟随器的放大器5a和二极管da，在由电容器c1和电阻r4形成的滤波器电路中附加了阻抗转换电路以不受电阻r1、r2、r3等影响。

图35d是表示实施方式4中的电流抑制电路的第三结构例的图。图35d在电阻r1和r2的分压点与放大器5的正输入端子之间附加由晶体管tr、电阻r5、电容器c3形成的波动滤波器，用于抑制放大器5的正输入端子的脉动电压。

(实施方式5)[a0128]

在实施方式5中，也与实施方式2同样地说明关于电流抑制电路1而通过模拟电路使基准值(甚至是电流设定值)为可变的结构进行说明。

实施方式5的照明光通信装置是与图1a相同的结构，但是电流抑制电路1的结构不同。下面，以不同点为中心进行说明。

图35e是表示实施方式5中的电流抑制电路的结构例的图。图35e所示的电流抑制电路1由作为mosfet的晶体管2、与源极连接的电阻3、基准源4、分压电阻r1和r2、电容器c1、放大器5、设置在该放大器5的输出端子与正输入端子之间的电阻rg、电容器cp及电阻rp以及二极管d、电阻r3构成。

在图35e中，基准源4a通过电阻r1和r2而被分压，经由电容器c1与放大器5的正输入端子连接。该放大器5的负输入端子连接于晶体管2与电阻3的连接点，该放大器5的输出端子与晶体管2的栅极端子连接，在经由该栅极端子和电阻3的点之间供给驱动电压。另外，从mosfet的漏极端子朝向所述电阻r1和r2的分压点，经由调整用的电阻r3而连接二极管d。并且，在所述运算放大器的输出端子与负输入端子之间连接用于增益调整的电阻rg，并且与电阻rg并联地附加由电容器cp、电阻rp构成的相位补偿电路。

图42～图44是表示用于验证图35e的电流抑制电路1的动作的模拟结果的图。作为模拟的主要的设定条件，将平滑电容器的电容值设定为20uf，将来自信号发生电路的调制信号频率设定为2.4khz，将dc-dc转换器的动作频率设定为65khz，将未断续的情况下的负载电流(led电流)的平均值设定为240ma。图42表示使断续开关sw的接通占空比在50％～90％的范围内变化的情况下的led电流的峰值、平均值、变动值。led电流的变动值(过冲)几乎被去除，并且，平均值被维持为未断续的情况下的值。图43用波动率表示led电流的变动值(过冲)，由此也可知过冲几乎被去除了。图44表示接通占空比与电流抑制电路1的损失的关系。相对于接通占空比的变化，电路损失被维持为低的值。

在图42～图44中，与实施方式4的模拟结果(图39～图41)相比，led电流波动率得到改善，能够获得更稳定动作。

(实施方式6)[a0134]

实施方式2～5的电流抑制电路1是通过模拟电路使基准值(甚至是电流设定值)为可变的结构，与此相对地，在实施方式6中，关于通过数字电路使基准值(甚至是电流设定值)为可变的电流抑制电路1进行说明。

实施方式5的照明光通信装置是与图1a相同的结构，但是电流抑制电路1的结构不同。下面，以不同的点为中心进行说明。

图35f是表示实施方式6中的电流抑制电路的结构例的图。图35f所示的电流抑制电路1由作为mosfet的晶体管2、与源极连接的电阻3、基准源4、微型计算机(即，cpu7c)、分压电阻r1、r6、r7、r8、用于切换分压比的开关s01～s03、放大器5以及电阻r3构成。

在图35f中，将对电流抑制电路1(晶体管2和电阻3)施加的电压经由电阻r3输入到微型计算机(cpu7c)。恒压源4a经由电阻r1与放大器5的正输入端子连接，并且，在该连接点与基准电压的负端子之间连接分压电阻r6～r8和切换开关s01～s03。微型计算机根据电流抑制电路1间的电压计算适当的基准电压的值、或者从预先构建的对应表中选择适当的基准电压的值来对切换开关s01～s03进行切换。这些结构也可以说是将所述的实施方式3～5的一部分数字化的方法。

此外，图35f的电阻r1、r3、二极管d、r6～r8、开关s01～s03以及cpu7c相当于图1a中的变更基准值的控制电路6。

(比较参照例)[a0139]

接着，为了确认各实施方式中的电流抑制电路1的效果，而说明不具有电流抑制电路1的比较参照例。

图45是表示从图1a中删除了电流抑制电路1的作为比较参照例的照明光通信装置的图。该图的照明光通信装置与图1a相比的不同点在于具备电流抑制电路1以及作为光源的负载电路53与断续开关sw被直接连结。比较参照例的照明光通信装置不具备电流抑制电路1，因此不具有对流过光源的电流进行抑制以使其不超过电流设定值的功能。

使用图46～图49b说明对图45所示的比较参照例进行模拟得到的结果。

图46是作为图45的比较参照用的电路的模拟结果表示接通占空比为60％、75％、90％、100％时的led电流和输出电压波形的图。在该模拟中，将平滑电容器65的电容设为20uf，将驱动断续开关sw的调制信号的频率设为2.4khz。如该图所示可知，接通占空比越小，则led电流的过冲变得越大。另外，虽然电压波形也发生变动，但不像电流的变动那么激烈，从而大致可知led负载的动作电阻低。

图47是将调制信号的频率设为2.4khz、将接通占空比(on-duty)设为75％并使输出平滑电容器的电容在10uf～30uf变化的情况下的led电流波形和输出电压波形的模拟结果。可知，平滑电容器电容越小，则led电流的过冲越大。图48a、图48b、图49a、图49b用线图表示上述的模拟结果。即使横轴接通占空比发生了变化，led电流的平均值也不变，从而恒定电流反馈控制(平均化控制)发挥了功能，但是接通占空比越小则其峰值越大。图中的变动幅度表示led电流的过冲的大小，并且也用波动率表示。例如，当将实施方式1的图10～图14与比较参照例的图48a、图48b、图49a、图49b相比时可知，在实施方式中良好地降低了led电流的过冲。

如以上那样，实施方式1～6所涉及的照明光通信装置具备：发出照明光的光源53；开关sw，其与所述光源串联连接，使流过所述光源的电流断续；信号发生电路sg，其产生用于对所述开关sw的接通和断开进行控制的二值的通信信号以对所述照明光进行调制；以及电流抑制电路1，其与所述光源和所述开关串联连接，对流过所述光源的电流进行抑制以使其不超过可变的电流设定值。

由此，能够降低在断续开关sw从断开变为接通的瞬间流过光源(即，负载电路53)的电流所产生的过冲，由此能够降低接收装置的接收错误。

在此，所述电流抑制电路1具备：基准源4，其输出与所述电流设定值对应的可变的基准值；晶体管2，其与所述光源和所述开关串联连接，根据所述基准值来抑制流向所述光源的电流；以及控制电路6，其计算所述通信信号的部分接通占空比，在计算出的部分接通占空比为第一比率时，将所述基准值设为第一值，在部分接通占空比为比所述第一比率大的第二比率时，将所述基准值设为比所述第一值小的第二值，其中，与所述第二值对应的所述电流设定值也可以小于与所述第一值对应的电流设定值。

由此，在过冲的大小依赖于部分接通占空比的情况下，能够适当地进行过冲的抑制。

在此，所述控制电路6也可以以所述电流设定值与所述部分接通占空比成反比例的方式变更所述基准值。

在此，所述控制电路6也可以以满足下式的方式变更所述基准值。

i1＝(iave/ond)×100

在此，i1为所述电流设定值，iave为未进行基于所述开关的断续的对照明光的调制的情况下的流过所述光源的平均电流，ond为所述通信信号的部分接通占空比(单位为％)。

由此，能够抑制过冲，并且能够使未对照明光进行调制时的照明光的亮度与对照明光进行了调制时的照明光的亮度在人看起来为大致同等。

在此，所述控制电路6也可以以满足下式的方式变更所述基准值。

(iave/ond)×100≤i1＜ip

在此，iave为未进行基于所述开关的断续的对照明光的调制的情况下的流过所述光源的平均电流，ond为所述通信信号的部分接通占空比，i1为所述电流设定值，ip为在所述电流抑制电路未进行抑制的情况下流过所述光源的电流的峰值。

在此，也可以构成为，所述电流抑制电路1具备：基准源4，其输出与所述电流设定值对应的可变的基准值；以及晶体管2，其与所述光源和所述开关串联连接，根据所述基准值对流向自身和所述光源的电流进行抑制，所述基准源4具备：恒压源4a，其产生恒定电压；两个电阻(r1、r2)，其用于对所述恒定电压进行分压；二极管(d)，其将对所述电流抑制电路1施加的电压反馈至所述两个电阻之间的连接点；以及电容元件(c1)，其将所述连接点的电位作为所述基准值进行保持，其中，所述连接点的电位表示所述基准值。

由此，由于降低在开关从断开变为接通的瞬间流过所述光源的电流所产生的过冲，因此能够降低接收装置的接收错误。原因在于，在照明光通信装置的电源电路为电流反馈型的情况下，过冲的大小依赖于部分接通占空比，具有在断开的期间内输出电压逐渐上升的特性。通过二极管的反馈，与在断开的期间逐渐上升的输出电压相应地，基准值也上升，因此能够适当地降低过冲。

在此，也可以是，所述晶体管2为场效应晶体管，所述电流抑制电路1具有与所述晶体管2的源极连接并与所述晶体管2和所述开关sw串联连接的源极电阻以及具有输出端子、负输入端子及正输入端子的放大器5，所述输出端子与所述晶体管2的栅极连接，所述负输入端子连接于所述晶体管2与所述源极电阻的连接点，所述正输入端子连接于所述两个电阻之间的连接点和所述电容元件。

在此，也可以是，所述晶体管2为双极性晶体管，所述电流抑制电路1具备与所述晶体管2的发射极连接并与所述晶体管和所述开关串联连接的发射极电阻以及具有输出端子、负输入端子及正输入端子的放大器5，其中，所述输出端子与所述晶体管的基极连接，所述负输入端子连接于所述晶体管与所述发射极电阻的连接点和所述电容元件，所述正输入端子连接于所述两个电阻之间的连接点。

在此，所述电流抑制电路1也可以具备在所述放大器5中附加的增益调整电路以及在所述放大器5中附加的相位补偿电路。

在此，所述电流抑制电路1也可以还具备插入于所述两个电阻之间的连接点与所述正输入端子之间的电压跟随器电路。

在此，所述控制电路6也可以具备检测对所述电流抑制电路1施加的电压的检测部以及根据检测出的电压来决定所述基准值的cpu。

在此，所述照明光通信装置也可以具有被串联连接的所述光源、所述开关以及向所述电流抑制电路1供给电流的电源电路52a，所述电源电路52a进行用于使供给的电流的平均值为固定的反馈控制。

在此，所述电源电路52a也可以包括具有电感80和开关元件81的dc-dc转换器64，对流过所述开关元件81的电流的大小进行检测，根据检测出的值与规定值的差分来控制所述开关元件81的接通和断开。

另外，实施方式1～6所涉及的通信组件是相对于照明装置能够安装和拆卸的用于对照明光进行调制的通信组件10，具备：开关sw，其与所述照明装置的光源串联连接；信号发生电路sg，其产生用于对所述开关的接通和断开进行控制的二值的通信信号以对所述照明光进行调制；以及电流抑制电路1，其与所述光源和所述开关串联连接，对流过所述光源的电流进行抑制以使其不超过可变的电流设定值。

由此，通信组件能够追加在原有的照明器具中。也就是说，能够直接利用原有的照明器具，简单地附加光通信功能，与设置新的光通信照明器具的情况相比，能够以低成本实现光通信功能。另外，由于降低在开关从断开变为接通的瞬间流过所述光源的电流所产生的过冲，因此能够降低接收装置的接收错误。

(实施方式7)[b0018]

在实施方式7中，提供一种即使在使用恒定电流反馈型的电源进行100％调制的光通信的情况下也不容易产生接收装置的接收错误且适合于低成本化的照明光通信装置和通信组件。

本实施方式所涉及的照明光通信装置的一个方式是按照通信信号对照明光进行调制的照明光通信装置，具备发出所述照明光的光源、与所述光源串联连接的晶体管、产生二值的所述通信信号的信号发生电路以及使所述晶体管兼用于进行对所述照明光的调制动作和对流过所述光源的电流的抑制动作的兼用控制电路。另外，兼用控制电路还是已经说明的电流抑制电路的变形例。

另外，本实施方式所涉及的通信组件的一个方式是相对于照明装置能够安装和拆卸的用于对照明光进行调制的通信组件，具备与所述照明装置的光源串联连接的晶体管、产生二值的所述通信信号的信号发生电路以及使所述晶体管兼用于进行对所述照明光的调制动作和对流过所述光源的电流的抑制动作的兼用控制电路。

根据本实施方式所涉及的照明光通信装置和通信组件，具有如下效果：即使在使用恒定电流反馈型的电源进行100％调制的光通信的情况下，也不容易产生接收装置的接收错误。并且，上述的晶体管兼用作进行上述的调制动作的开关元件和进行上述的抑制动作的电流抑制元件，因此能够抑制电路元件的增加，适合于低成本化。

[7.1照明光通信装置的结构][b0019]

首先，说明实施方式7的照明光通信装置的结构。

图50a是表示实施方式7中的照明光通信装置的结构例的电路图。该照明光通信装置具备具有使输出恒流化的功能的电源电路52a、平滑电容器(平滑电路)65、负载电路53以及通信组件10。通信组件10具备晶体管2和兼用控制电路1b。

电源电路52a具备整流桥62、电容器63、dc-dc转换器64、检测电阻66、恒定电流反馈电路67。恒定电流反馈电路67具备输入电阻68、放大器69、电容器70、电阻71以及基准电压源72。

电源电路52a通过整流桥62对商用电源(例如，交流100v)进行全波整流，并通过电容器63进行平滑之后，通过dc-dc转换器64转换为期望的直流电压。在dc-dc转换器64的输出两端之间连接有平滑电容器65。另外，与平滑电容器65并联地连接有由负载电路53、兼用控制电路1b以及晶体管2组成的串联电路。

电源电路52a具有直接或间接地检测流过负载电路53的电流并进行控制以使这些电流值为固定的功能。在图50a中，该功能由用于直接检测负载电路53的电流的检测电阻66和恒定电流反馈电路67来实现。恒定电流反馈电路67具备放大器69、与放大器69的正输入端子连接的基准电压源72、与放大器69的负输入端子连接的输入电阻68以及连接在放大器69的输出端子与放大器69的负输入端子之间的增益调整用的电阻71和相位补偿用的电容器70。恒定电流反馈电路67通过放大器69来比较检测电阻66的电压降与基准电压源72的电压的高低，将其差分放大，并反馈至dc-dc转换器64的控制部。也就是说，为了使检测电阻66的电压降与所述基准电压一致而对dc-dc转换器64施加了负反馈控制。另外，按连接在放大器69的反转输入端子与输出端子之间的电阻71与输入电阻68的分压比来设定增益，与电阻71并联地设置的电容器70作为用于相位补偿的积分要素发挥功能。

平滑电容器65连接在电源电路52a的输出之间，用于对电源电路52a的输出进行平滑。

负载电路53包括串联连接在电源电路52a的输出之间的多个发光二极管，被供给电源电路的输出。多个发光二极管是发出照明光的光源。

晶体管2例如是mosfet(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)，与负载电路53串联连接。该晶体管2用于进行对照明光的调制动作以及对流过光源(即，负载电路53)的电流的抑制动作。在此，调制动作是照明光的调制，通过晶体管2使从电源电路52a供给到负载电路53的电流断续来进行该调制动作。另外，抑制动作是指进行抑制使得流过光源和晶体管2的电流不超过电流设定值。

兼用控制电路1b使晶体管2兼用于进行对照明光的调制动作和对流过光源的电流的抑制动作。因此，兼用控制电路1b具备信号发生电路sg、开关sw、基准源4、控制电路6、电阻r5、电阻r6以及放大器7。

信号发生电路sg产生用于对晶体管2的接通和断开进行控制的二值的通信信号以对照明光进行调制。通信信号不是被直接输入到晶体管2的栅极，而是经由开关sw和放大器7被间接输入到晶体管2的控制端子，间接地将晶体管2进行接通和断开。该通信信号的调制方式可以与已经说明的图15相同。

开关sw例如是开关晶体管，对其栅极或基极输入来自信号发生电路sg的二值的通信信号，根据通信信号来进行接通和断开。兼用控制电路1b中的开关sw和信号发生电路sg作为对照明光的调制动作进行控制的调制控制电路发挥功能。此外，开关sw也可以是晶闸管等开关元件。

并且，使用图50b来说明对照明光的调制动作。图50b是表示真值表的图，该真值表表现图50a中的信号发生电路sg的通信信号、开关sw以及晶体管2的动作状态。“sg”表示通信信号的逻辑值(高电平或低电平)，“sw”表示开关sw的状态(接通或断开)，“2”表示晶体管2的状态(接通或断开)。在此，设通信信号是图15的反转4ppm信号。

在通信信号为l(低电平)时，开关sw为接通，晶体管2为断开，电流不流向光源而光源熄灭。

在通信信号为h(高电平)时，开关sw为断开，晶体管2为接通，电流流向光源而点亮。这样，通过基于二值的通信信号使晶体管2接通和断开，来对照明光进行调制。

接着，关于对流过光源的电流的抑制动作进行说明。图50b中的“*接通(on)”的表述是如下意思。即，晶体管2不一定为完全接通的状态，而是根据放大器7的正输入端子与负输入端子之间的误差动态地成为完全接通或不完全接通的状态。不完全接通的程度(即，晶体管2的源极-漏极间电阻的大小)根据上述的误差来确定。由此，流过晶体管2的电流(即，流过光源的电流)被抑制为不超过电流设定值。该电流设定值根据输入到放大器7的正输入端子的基准值来确定。

通过兼用控制电路1b中的除去信号发生电路sg和开关sw的电路部分来进行该抑制动作。即，兼用控制电路1b中的基准源4、控制电路6、电阻r5、电阻r6以及放大器7作为使晶体管2进行抑制动作的电流抑制电路发挥功能。

基准源4向放大器7的正输入端子输出基准值。基准值用于规定流过作为光源的负载电路53的电流的上限(电流设定值)。例如，基准值与电流设定值成比例。另外，基准源4也可以将基准值作为固定值输出，还可以根据信号发生电路sg产生的通信信号的序列模式(例如比特图案)输出可变的基准值。

电阻r3是用于检测流过负载电路53的电流的大小的源极电阻。电阻r3的源极侧端子与放大器5的负输入端子连接。

放大器7的正输入端子上经由分压用的电阻r5、r6连接基准源4，负输入端子上连接晶体管2的源极。放大器7在通信信号指示点亮和熄灭中的点亮时，决定向晶体管2的栅极信号或基极信号的电平以使流过光源的电流不超过电流设定值。具体地说，放大器7将基准值与由电阻r3检测出的电流值的差分放大，将放大后的信号向晶体管2的栅极输出。

控制电路6为了使基准源4输出可变的基准值，而进行根据通信信号的序列模式变更基准源4的基准值的控制。例如，控制电路6计算通信信号的部分接通占空比，在计算出的部分接通占空比为第一比率时，将所述基准值设为第一值，在部分接通占空比为比所述第一比率大的第二比率时，将所述基准值设为比所述第一值小的第二值。此时，控制电路6也可以与通信信号的部分接通占空比成反比例地变更基准值。“部分接通占空比”例如是与将最近的断开期间和紧邻该断开期间之前的接通期间加在一起得到的期间相对的、该接通期间的比例。或者，“部分接通占空比”也可以用通信信号中的最近的n比特的移动平均值来替代。这样的话，在流过负载电路53的电流所产生的过冲的大小依赖于部分接通占空比的情况下，能够更适当地进行过冲的抑制。

此外，在图50a中，在基准源4输出固定的基准值的情况下，兼用控制电路1b也可以不具备控制电路6。

[7.2照明光通信装置的动作]

使用模拟结果来说明如以上那样构成的照明光通信装置的动作。

图51～图54表示对图50a的兼用控制电路1b进行模拟得到的结果。

图51是表示针对图50a的电路例的第一模拟结果的图。在图51中，表示接通占空比为60％、75％、90％、100％时的led电流和输出电压波形。在该模拟中，将平滑电容器65的电容设为20uf，将用于驱动开关sw的调制信号(即，通信信号)的频率设为2.4khz。如该图所示可知，与接通占空比无关地抑制了led电流的过冲。另外，虽然电压波形也发生变动，但是不像电流的变动那么激烈，从而大致可知led负载的动作电阻低。

图52中表示根据来自信号发生器sg的调制信号的接通占空比求出兼用控制电路1b的最佳的电流设定值的结果。图52是表示针对图50a的电路例的第二模拟结果的图。在该模拟中，也将平滑电容器65的电容设为20uf，将用于驱动开关sw的调制信号的频率设为2.4khz。在图52中，如果能够根据横轴的接通占空比而如图示那样改变电流设定值，则过冲所致的led电流的变动值得到抑制，并且，平均值能够维持为使晶体管2未断续的情况下的值。此外，图中的变动幅度表示调制后的矩形波状的led电流波形的过冲量。led电流的平均值与接通占空比无关地成为大致固定，因此照明光的亮度也与接通占空比无关地被维持为大致固定。另外，由于变动幅度小，因此led电流波形的过冲也被抑制而成为大致矩形波，因此能够防止接收装置的接收错误。此外，在接通占空比100％(无调制)时能够看到有些变动，但是存在于未施加调制的本来的波形中的高频波动所导致的。

图53是表示针对图50a的电路例的第三模拟结果的图。在该模拟中，也将平滑电容器65的电容设为20uf，将用于驱动开关sw的调制信号的频率设为2.4khz。在图53中，根据横轴的接通占空比，输出电压的峰值和平均值取大致相同的值，变动幅度也小且收敛在范围内。

并且，图54中表示兼用控制电路1b的电路损失。图54是表示针对图50a的电路例的第四模拟结果的图。模拟的条件与图52、图53相同。纵轴表示兼用控制电路1b中的电路损失。在图54中可知，在接通占空比50％～90％时、即进行了调制动作的情况下的电路损失收敛为较低的值。

[7.3通信组件10的结构例][b0046]

接着，关于能够安装和拆卸的通信组件10进行说明。

在图50a中，通信组件10经由端子t1和t2与负载电路53的一端和电源电路52a的一端连接。端子t1和t2也可以是端子座或接头。这样，通信组件10相对于端子t1和t2能够安装和拆卸。

在端子t1和t2上能够连接短路线来代替通信组件10。在图50a中，在端子t1和t2上连接有短路线而代替通信组件10得到的装置作为不具有可见光通信功能的照明装置发挥功能。

根据如图50a那样的结构，能够直接利用搭载于原有的不具有光通信功能的照明器具的电源电路和led光源，通过后附设追加简单的电路部位(即，通信组件10)，由此附加光通信功能。

如以上说明的那样，实施方式7的照明光通信装置中的兼用控制电路1b进行使晶体管2兼用于进行对照明光的调制动作和对流过所述光源的电流的抑制动作的控制。

由此，由于通过抑制动作来抑制电流波形的上升中产生的过冲，因此具有不容易产生接收装置的接收错误的效果。另外，晶体管2被兼用为进行上述的调制动作的开关元件和进行抑制动作的电流抑制元件，因此能够抑制电路元件的增加。

此外，兼用控制电路1b也可以按照通信信号生成向晶体管2的栅极或基极输入的栅极信号或基极信号，由此使晶体管2执行调制动作，在通信信号指示点亮和熄灭中的点亮时，为了不使流过光源的电流超过电流设定值而决定栅极信号或基极信号的电平。

另外，所述兼用控制电路1b也可以具备：电流检测电路(即，电阻r3)，其检测流过光源的电流的大小；基准源4，其输出与电流设定值对应的基准值；放大器7，其具有被输入所述电流的大小和所述基准值的两个输入端子，将所述两个输入端子间的误差放大，将放大后的信号作为栅极信号或基极信号输出；以及开关电路(例如开关sw)，其与两个输入端子中的至少一个结合，在通信信号指示了熄灭时，使误差实质为0。在此，使误差实质为0是指误差为使放大器7的输出为低电平的值。使误差实质为0例如也可以是负输入端子与正输入端子为相同电位，还可以是负输入端子为比正输入端子高的电位。

另外，上述的开关电路具有开关晶体管(例如，开关sw)，开关晶体管也可以通过在通信信号指示熄灭时导通，使两个输入端子中的与所述基准值对应的输入端子的电平实质地为接地电平。在此，实质地为接地电平是指使上述的误差实质为0那样的电平、换言之使放大器7的输出为低电平那样的电平。例如，实质地为接地电平可以是接地电平(即，0v)，也可以不是接地电平但与负输入端子相同的电平或低的电平。

在此，也可以是，开关晶体管(例如，开关sw)的一端与所述两个输入端子中的与所述基准值对应的输入端子连接，所述开关晶体管的另一端与实质为接地电位的配线连接(参照图50a)。

在此，兼用控制电路1b也可以还具备连接在与基准值对应的输入端子同实质为接地电位的所述配线之间的电阻元件(例如，电阻17)，开关晶体管(例如，阀b2)的一端与所述两个输入端子中的与所述基准值对应的输入端子连接，开关晶体管的另一端与基准源连接(参照图57c)。

(实施方式8)[b0057]

在实施方式7中表示开关sw与放大器7的正输入端子连接的兼用控制电路1b的电路例。对于此，在实施方式8中，关于开关sw与放大器7的负输入端子连接的兼用控制电路1b的电路例进行说明。

实施方式8中的照明光通信装置的结构与图50a的除去通信组件10的部分是相同的。以下以不同点为中心进行说明。

图55是表示具有实施方式8中的兼用控制电路1b的通信组件10的结构例的图。该图与图50a相比，主要的不同点在于开关sw与负输入端子连接以及追加了电阻r8。以下以不同点为中心进行说明。

开关sw与放大器7的两个输入端子中的、与由电阻r3检测的电流的大小对应的输入端子(即，负输入端子)和实质具有基准值的电平的配线(即，基准源4的正侧的配线)连接。图55的信号发生电路sg的通信信号、开关sw以及晶体管2的动作状态与图50b所示的真值表相同。

电阻r8是用于对在开关sw接通时从基准源4经由电阻r8和电阻r3流向接地线(与端子t2连接的配线)的电流进行限制的电阻。

图55的开关sw通过在通信信号指示熄灭时导通，由此使两个输入端子中的与所述电流的大小对应的负输入端子的电平实质为基准值的电平。在此，实质为基准值的电平实质使上述的误差实质为0那样的电平、换言之使放大器7的输出为低电平那样的电平。例如，实质为基准值的电平可以是与基准值相同的电平，也可以是比正输入端子高的电平。

这样，图55的兼用控制电路1b在通信信号指示熄灭时，使与流过光源的电流的大小对应的负输入端子实质为基准值的电平，由此使晶体管2断开。另外，兼用控制电路1b在通信信号指示点亮时，使晶体管2接通。

由此，兼用控制电路1b能够使晶体管2进行调制动作。

使用模拟结果来说明如以上那样构成的实施方式8中的照明光通信装置的动作。

图56是表示针对图55的电路例的第一模拟结果的图。在图56中表示接通占空比为60％、75％、90％、100％时的led电流和输出电压波形。在该模拟中，将平滑电容器65的电容设为20uf，将用于驱动开关sw的调制信号(即，通信信号)的频率设为2.4khz。该图表示与图51类似的结果，可知与接通占空比无关地抑制了led电流的过冲。另外，虽然电压波形也发生变动，但是不像电流的变动那么激烈，从而大致可知led负载的动作电阻低。

如以上说明的那样，实施方式8的照明光通信装置中的兼用控制电路1b进行使晶体管2兼用于进行对照明光的调制动作和对流过所述光源的电流的抑制动作的控制。

开关电路(即，作为开关晶体管的开关sw)通过在通信信号指示熄灭时导通，由此使两个输入端子中的与所述电流的大小对应的输入端子的电平实质为所述基准值的电平。

由此，兼用控制电路1b在通信信号指示熄灭时，使晶体管2断开。由此，兼用控制电路1b能够使晶体管2进行调制动作。

另外，也可以是，开关晶体管(图55的开关sw或图57a的阀b2)的一端与所述两个输入端子中的与所述电流的大小对应的输入端子连接，所述开关晶体管的另一端与实质具有基准值的电平的配线连接。

(实施方式9)[b0071]

在实施方式9中，关于兼用控制电路1b的几个结构例进行说明。

实施方式9中的照明光通信装置的结构与图50a的除去通信组件10的部分是相同的。以下以不同点为中心进行说明。

图57a是表示包括实施方式9中的兼用控制电路1b的通信组件的结构例的图。

图57a的通信组件10具备晶体管2和兼用控制电路1b。兼用控制电路1b具备信号发生电路sg、阀b1、阀b2、电阻r3、电阻r8、放大器7、电阻9a、电阻11r、电容器12c、放大器13a、电阻14、电容器15以及逆变器16。

兼用控制电路1b中的具有信号发生电路sg、阀b1、阀b2以及逆变器16的电路部分作为使晶体管2进行调制动作的调制控制电路发挥功能。

信号发生电路sg已经说明，因此省略。

阀b1例如可以是开关晶体管、晶闸管等开关元件，根据被输入到控制端子的控制信号而打开或闭合、即成为非导通或导通的状态。向阀b1的控制端子输入来自信号发生电路sg的通信信号。

阀b2可以是与阀b1相同的元件。从信号发生电路sg经由逆变器16向阀b2的控制端子输入反转后的通信信号。阀b2与放大器7的两个输入端子中的、与流过光源的电流的大小对应的负输入端子和实质具有基准值的电平的配线(即，恒压源4a的正侧配线)连接。

在此，使用图57b说明阀b1、阀b2、晶体管2的动作状态。图57b是表示真值表的图，该真值表表现来自图57a中的信号发生电路sg的通信信号、阀b1、b2以及晶体管2的动作状态。“sg”表示通信信号的逻辑值(高电平或低电平)，“b1”表示阀b1的状态(接通或断开)，“b2”表示阀b2的状态(接通或断开)，“2”表示晶体管2的状态(接通或断开)。在通信信号为l(低电平)时，阀b1、阀b2、晶体管2分别为断开、接通、断开，电流不流向光源而光源熄灭。也就是说，阀b2在通信信号指示熄灭时导通，由此使两个输入端子中的与所述电流的大小对应的负输入端子的电平实质为基准值的电平。由此，放大器7的输出信号成为低电平，晶体管2变为断开。

在通信信号为h(高电平)时，阀b1、阀b2、晶体管2分别为接通、断开、接通，电流流向光源而光源点亮。

由此，通过与二值的通信信号相应的晶体管2的接通和断开来对照明光进行调制。

另外，兼用控制电路1b中的除去信号发生电路sg、阀b1、阀b2以及逆变器16以外的电路部分作为使晶体管2抑制流过光源的电流的电流抑制电路而发挥功能。

电阻r3是用于检测流过晶体管2的电流、即流过作为光源的负载电路53的电流的大小的电阻。

电阻r8是用于对阀b2接通时从恒压源4a经由电阻r8和电阻r3流向接地线的电流进行限制的电阻。

电阻9a和电阻11r是作为可变的基准源发挥功能的电路。即，电阻9a和电阻11r检测在阀b1接通时对兼用控制电路1b施加的电压的大小。也就是说，阀b1与电阻11r的连接点的电压表示对兼用控制电路1b施加的电压的大小，经由放大器13a(在此，放大器13a作为缓冲器发挥功能)而作为基准值被输入到放大器7的正输入端子。对兼用控制电路1b施加的电压例如图51或图56的输出电压那样根据接通占空比而变化。在图57a中，将对兼用控制电路1b施加的电压作为可变的基准值输入到放大器7的正输入端子。通过根据该可变的基准值，能够使表示流向晶体管2的电流的上限的电流设定值为与输出电压和接通占空比相应的适当的值。

恒压源4a产生基准值以上的恒定电压。

电阻11r和电容器12c作为滤波器发挥功能，放大器13a作为阻抗整合用的缓冲器发挥功能。电阻14和电容器15作为噪声截止用的滤波器发挥功能。

如以上那样，在图57a的兼用控制电路1b中，阀b2(例如开关晶体管)在所述通信信号指示熄灭时(通信信号为l时)，使与流过光源的电流的大小对应的负输入端子实质为基准值的电平，由此使晶体管断开。由此，兼用控制电路1b能够使晶体管2进行调制动作。

接着，关于兼用控制电路1b的变形例进行说明。

图57c是表示包括实施方式9中的兼用控制电路1b的通信组件的变形例的图。另外，图57d是表示真值表的图，该真值表表示来自图57c中的信号发生电路sg的通信信号、阀b1、b2以及晶体管2的状态。

图57c的兼用控制电路1b与图57a相比的不同点在于阀b2的连接位置不同、追加了电阻17以及删除了恒压源4a、逆变器16以及电阻r8。以下以不同点为中心进行说明。

阀b2与放大器7的两个输入端子中的与基准值对应的正输入端子和放大器13a的输出端子连接，在通信信号指示熄灭时(通信信号为l时)，阀b2断开，由此使两个输入端子中的与基准值对应的正输入端子的电平经由电阻17而实质为接地电平。也就是说，在通信信号指示熄灭时(通信信号为l时)，两个输入端子的误差实质为0，晶体管2变为断开。

另一方面，在通信信号指示点亮时(通信信号为h时)，与图57a同样地，晶体管2导通且作为电流抑制元件发挥功能。

接着，关于兼用控制电路1b的其它的变形例进行说明。

图57e是表示包括实施方式9中的兼用控制电路1b的通信组件的其它的变形例的图。图57f是表示真值表的图，该真值表表示来自图57e中的信号发生电路sg的通信信号、阀b1、b2、晶体管22、双极性晶体管20的状态。

图57e与图57a相比的不同点在于代替电阻r3、r8、晶体管2、放大器7而具备双极性晶体管20、21、晶体管22、缓冲器23b、缓冲器24b、电阻26。以下主要说明不同点。

双极性晶体管20和21构成电流反射镜电路，发挥与图57a或图57c的晶体管2相同的功能。即，在通信信号指示熄灭时(通信信号为l时)，晶体管22变为断开，使电流反射镜的反射镜侧的晶体管21的基极信号实质成为0v(或0a)，双极性晶体管20变为断开。此时，阀b1、b2打开(断开)，不使无用的电流流动。另外，在通信信号指示点亮时(通信信号为h)，阀b1、b2闭合(接通)，晶体管22也为接通。此时，来自放大器13a的输出端子的基准值经由阀b2、电阻25而作为基极信号供给到双极性晶体管20的基极。由此，双极性晶体管20对流过双极性晶体管20的电流进行抑制以使其不超过与基准值对应的电流设定值。

接着，使用图58～图60来说明对图57c的兼用控制电路1b进行模拟得到的结果。

图58是表示针对图57c的电路例的第一模拟结果的图。图58表示根据来自信号发生器sg的调制信号(即，通信信号)的接通占空比而流过兼用控制电路1b的电流(即，与led电流相同)的峰值、平均值、变动值(即，变动幅度)。在该模拟中，将平滑电容器65的电容设为20uf，将调制信号的频率设为2.4khz，使接通占空比在50％～90％中变化。led电流的峰值为与图52所示的基准值所对应的电流设定值大致相等的结果，表示过冲被抑制。led电流的平均值与接通占空比无关地而为大致固定、也就是说人看起来为固定的亮度。led电流的变动值大致为0，过冲几乎被去除了。

图59是表示针对图57c的电路例的第二模拟结果的图。图59表示使接通占空比变化时的led电流的波动率(变动率)。模拟的条件与图58相同。如该图那样，波动率小于2％。此外，此处记载的波动率是将在晶体管2接通的期间流动的、矩形波状的led电流的变动量除以平均电流值得到的，如下面那样定义。

波动率＝(电流峰值-电流谷值)/(2×平均电流值)

图60是表示针对图57c的电路例的第三模拟结果的图。图60表示使接通占空比变化时的兼用控制电路1b的电路损失(即，消耗电力)。模拟的条件与图58相同。如该图那样，电路损失被抑制得低于0.5w。这是由于通过将流过晶体管2的电流控制为大致目标的电流设定值而抑制了兼用控制电路1b中的多余的电力损失的产生所得到的效果。

接着，使用图61～图63来说明对图57e的兼用控制电路1b进行模拟得到的结果。

图61是表示针对图57e的电路例的第一模拟结果的图。图61表示根据来自信号发生器sg的调制信号的接通占空比而流过兼用控制电路1b的电流(即，与led电流相同)的峰值、平均值、变动值(即，变动幅度)。在该模拟中，将平滑电容器65的电容设为20uf，将调制信号的频率设为2.4khz，使接通占空比在50％～100％中变化。led电流的峰值为与图52所示的基准值所对应的电流设定值大致相等的结果，示出过冲被抑制。led电流的平均值与接通占空比无关地而为大致固定、也就是说人看起来为固定的亮度。led电流的变动值大致为0，过冲几乎被去除了。

图62是表示针对图57e的电路例的第二模拟结果的图。图62表示使接通占空比变化时的led电流的波动率(变动率)。模拟的条件与图61相同。如该图那样，波动率为1.5％以下。此外，此处记载的波动率也与图59的情况相同。

图63是表示针对图57e的电路例的第三模拟结果的图。图60表示使接通占空比变化时的兼用控制电路1b的电路损失(即，消耗电力)。模拟的条件与图61相同。如该图那样，电路损失被抑制得低于0.7w。这是由于通过将流过晶体管2的电流控制为大致目标的电流设定值来抑制兼用控制电路1b中的多余的电力损失的产生所得到的效果。

接着，关于图57a所示的兼用控制电路1b的变形例进行说明。

图57g是表示包括图57a的兼用控制电路1b的变形例的通信组件10的结构例的图。图57g的兼用控制电路1b以图57a为基础形成为兼有简单化且适合于实际使用的结构。图57g与图57a相比的不同点如下。即，省略阻抗整合电路(放大器13a、电阻11r、电容器12c)，并且将阀元件b1替换为mosfet，附加了栅极电阻rg1、栅极保护电阻rg2。

另外，为了可靠地防止晶体管2断开期间的施加电压(对兼用控制电路1b施加的电压且在断开期间逐渐上升)迂回进入放大器7的正输入端子，而设置使信号发生电路sg的信号的上升延迟的延迟电路dy，将其输出与上述mosfet(b1)的栅极电阻rg1连接。

并且，在图57g中，省略图57a中的阀b2，将逆变器16的输出端子经由电阻10与放大器7的负输入端子连接，并且在放大器7的输出端子与负输入端子之间连接增益调整用的电阻rf、作为积分要素的电容器cf，由此能够调整伴随晶体管2的接通、断开产生的过渡特性。特别地，电容器cf通过改变其电容值，能够改变调制后的矩形波状的led电流波形的上升时间，因此适合于进行与接收装置的接收灵敏度相应的适度的调整。

此外，设置在端子t1与t2之间的电容器co用于抑制伴随着晶体管2的断开动作而有可能产生的寄生振动，对于噪音降低、错误动作防止而言是有效的。

(变形例)[b0112]

接着，说明照明光通信装置的变形例。

图64是表示实施方式7中的照明光通信装置的变形例的电路图。该图的照明光通信装置与图50a相比，电源电路52a内部的电路结构不同。以下以不同点为中心进行说明。

在图50a的电源电路52a中，通过恒定电流反馈电路67进行使输出电流的平均值恒流化的反馈控制，与此相对地，在图64的电源电路52a中，构成为进行开关电流的阈值控制。

图64的电源电路52a具备整流桥62、电容器63、dc-dc转换器64。dc-dc转换器64具备电感80、开关元件81、二极管66d、电阻82、信号源83、触发器84、比较器85、恒压源86、电容器87、电阻88、二极管89、驱动器90、栅极电阻91。

电感80、开关元件81以及二极管66d是将dc-dc转换器64构成为降压转换器的基本的电路要素。

将开关元件81进行接通和断开的控制通过信号源83、触发器84、比较器85及其周边的电路来进行，并进行开关元件81的开关电流的阈值控制。即，该开关电流还是经由负载电路53(发光二极管)的电流，能够通过阈值控制而得到恒定电流反馈的替代功能。关于这样的dc-dc转换器64的动作，如使用图30b的波形图已经说明的那样。

图64和图30b中的开关电流的阈值控制用于替代图50a的恒定电流反馈控制，以使输出电流的平均值固定化的方式发挥作用。由此，在图64中，也与图50a同样地，如果没有兼用控制电路1b，则产生过冲的问题。但是，在图64的结构中，通过与图50a同样地具备兼用控制电路1b，能够降低过冲。

如以上那样，实施方式7～9所涉及的照明光通信装置是按照通信信号对照明光进行调制的照明光通信装置，其具备：发出照明光的光源；晶体管2，其与所述光源串联连接；信号发生电路sg，其产生二值的所述通信信号；以及兼用控制电路1b，其使所述晶体管2兼用于进行对所述照明光的调制动作和对流过所述光源的电流的抑制动作。

由此，晶体管2被兼用为进行上述的调制动作的开关元件和进行上述的抑制动作的电流抑制元件，因此能够抑制电路元件的增加。在抑制动作中，能够降低在晶体管2从断开变为接通的瞬间流过光源(即，负载电路53)的电流所产生的过冲，由此能够降低接收装置的接收错误。

在此，兼用控制电路1b也可以通过按照所述通信信号来生成对所述晶体管2的栅极或基极输入的栅极信号或基极信号，由此使所述晶体管2执行所述调制动作，在所述通信信号指示点亮和熄灭中的点亮时，在所述抑制动作中，为了不使流过所述光源的电流超过电流设定值而决定所述栅极信号或基极信号的电平。

根据该结构，上述的晶体管能够根据所述栅极信号或基极信号的电平来抑制流过所述光源的电流。

在此，兼用控制电路1b也可以具备：电流检测电路r3，其用于检测流过所述光源的电流的大小；基准源4，其输出与所述电流设定值对应的基准值；放大器7，其具有被输入所述电流的大小和所述基准值的两个输入端子，将所述两个输入端子间的误差放大，将放大后的信号作为所述栅极信号或所述基极信号输出；以及开关电路，其与所述两个输入端子的至少一个结合，在所述通信信号指示熄灭时，使所述误差实质为0。

根据该结构，通过在所述通信信号指示熄灭时，使所述两个输入端子间的误差实质为0，由此能够进行调制动作。

在此，也可以是，所述开关电路具有开关晶体管，所述开关晶体管通过在所述通信信号指示熄灭时导通，由此使所述两个输入端子中的与所述基准值对应的输入端子的电平实质为接地电平。

根据该结构，通过在所述通信信号指示熄灭时，使与所述基准值对应的输入端子实质为接地电平，由此能够进行调制动作。

在此，也可以是，所述开关晶体管的一端与所述两个输入端子中的与所述基准值对应的输入端子连接，所述开关晶体管的另一端与实质为接地电位的配线连接。

在此，兼用控制电路1b也可以还具备电阻元件17，该电阻元件17连接在与所述基准值对应的输入端子与实质为接地电位的所述配线之间，所述开关晶体管的一端与所述两个输入端子中的与所述基准值对应的输入端子连接，所述开关晶体管的另一端与所述基准源连接。

在此，也可以是，所述开关电路具有开关晶体管，所述开关晶体管通过在所述通信信号指示熄灭时导通，由此使所述两个输入端子中的与所述电流的大小对应的输入端子的电平实质为所述基准值的电平。

根据该结构，通过在所述通信信号指示熄灭时，使与所述电流的大小对应的输入端子实质为所述基准值的电平，由此能够进行调制动作。

在此，也可以是，所述开关晶体管的一端与所述两个输入端子中的与所述电流的大小对应的输入端子连接，所述开关晶体管的另一端与实质具有基准值的电平的配线连接。

在此，兼用控制电路1b也可以还具备：反馈电容器cf，其连接在所述放大器的输出端子与所述两个输入端子中的与所述电流的大小对应的输入端子之间；以及反馈电阻元件rf，其与所述反馈电容器并联连接。

根据该结构，通过反馈电阻元件rf能够进行增益调整，由于具备作为积分要素的电容器cf，能够调整伴随晶体管2的接通、断开产生的过渡特性。特别地，反馈电容器cf能够根据其电容值来规定调制后的矩形波状的led电流波形的上升时间，因此适合于进行与接收装置的接收灵敏度相应的适度的调整。

在此，兼用控制电路1b也可以还具备连接在所述晶体管的电源线侧的端子与接地线之间的电容器元件co。

根据该结构，能够抑制伴随着晶体管的断开动作而有可能产生的寄生噪声，对于噪声降低、错误动作防止而言是有效的。

在此，也可以是，所述开关电路具备：开关元件b1，其与所述两个输入端子中的被输入所述基准值的输入端子连接，根据所述通信信号而进行接通和断开；电阻元件r10，其与所述两个输入端子中的与所述电流的大小对应的输入端子连接；以及逆变器16，其将使所述通信信号反转得到的反转信号经由所述电阻元件向与所述电流的大小对应的输入端子输出。兼用控制电路1b还可以具备插入在从所述信号发生电路向所述开关元件传递所述通信信号的信号线中的延迟电路dy。

根据该结构，设置使信号发生电路sg的通信信号或反转信号延迟的延迟电路，将延迟后的通信信号输出到开关元件b1的控制端子。由此，能够可靠地防止在晶体管2断开的期间对兼用控制电路1b施加的电压(该电压在断开期间逐渐上升)迂回进入放大器的正输入端子，从而能够防止基准值变化。

在此，所述基准源也可以输出与所述通信信号的接通占空比或对兼用控制电路1b施加的电压相应的可变的所述基准值。

根据该结构，能够动态地使基准值最佳化，因此也能够使电流抑制动作最佳化。

在此，也可以是，所述照明光通信装置具有向被串联连接的所述光源、所述晶体管供给电流的电源电路，所述电源电路进行用于使供给的电流的平均值固定的反馈控制。

在此，也可以是，所述电源电路包括具有电感80和开关元件81的作为降压转换器的dc-dc转换器64，检测流过所述开关元件的电流的大小，根据检测出的值与规定值的差分来控制所述开关元件的接通和断开。

根据该结构，即使在具备进行开关电流的阈值控制的dc-dc转换器来作为电源电路的情况下，也能够有效地降低过冲。

另外，各实施方式所涉及的通信组件是相对于照明装置能够安装和拆卸的对照明光进行调制的通信组件，其具备：晶体管，其与所述照明装置的光源串联连接；信号发生电路，其产生二值的所述通信信号；以及兼用控制电路1b，其使所述晶体管兼用于进行对所述照明光的调制动作和对流过所述光源的电流的抑制动作。

由此，通信组件能够追加在原有的照明器具中。也就是说，能够直接利用原有的照明器具，简单地附加光通信功能，与设置新的光通信照明器具的情况相比，能够低成本地实现光通信功能。另外，由于降低在开关从断开变为接通的瞬间流过所述光源的电流所产生的过冲，因此能够降低接收装置的接收错误。另外，晶体管具有进行调制动作的开关元件和进行抑制动作的电流抑制元件两者的功能，因此能够抑制电路元件的增加。

(实施方式10)[c0013]

在实施方式10中，提供一种能够降低可见光通信中的接收错误并且能够实现稳定的电路动作的照明光通信装置或通信组件。

实施方式10所涉及的照明光通信装置具备：发出照明光的光源；开关，其与所述光源串联连接，使流过所述光源的电流断续；调制信号生成部，其生成对所述开关的接通和断开进行控制的调制信号以对所述照明光进行调制；电流抑制电路，其与所述光源和所述开关串联连接，对流过所述光源的电流进行抑制以使其不超过电流设定值；以及控制部，其变更所述电流设定值，其中，所述光源、所述开关以及所述电流抑制电路按此顺序被串联连接。另外，电流抑制电路与接地电位连接。

另外，实施方式10所涉及的通信组件是相对于照明装置能够安装和拆卸的对照明光进行调制的通信组件，其具备：开关，其与所述照明装置具备的光源串联连接，使流过所述光源的电流断续；调制信号生成部，其生成对所述开关的接通和断开进行控制的调制信号以对所述照明光进行调制；以及电流抑制电路，其与所述光源和所述开关串联连接，对流过所述光源的电流进行抑制以使其不超过电流设定值，其中，所述光源、所述开关以及所述电流抑制电路按此顺序被串联连接。另外，电流抑制电路与接地电位连接。

根据实施方式10的照明光通信装置和通信组件，能够降低可见光通信中的接收错误，并且能够实现稳定的电路动作。

[10.1照明光通信装置的结构][c0008]

首先，说明实施方式10所涉及的照明光通信装置的结构。图65是表示实施方式10所涉及的照明光通信装置100的结构的框图。

图65所示的照明光通信装置100作为通过对照明光的强度进行调制来发送信号的可见光通信发送器发挥功能。该照明光通信装置100具备光源101、电源电路102、通信组件103以及调光控制部104。

光源101包括1个以上的发光元件(例如，led)，发出照明光。

电源电路102向光源101供给电力。该电源电路102具备电源111、dc-dc转换器112、电容器113、检测电阻114以及恒定电流反馈电路115。

电源111向dc-dc转换器112输出直流电压。dc-dc转换器112将从电源111供给的直流电压转换为期望的电压v0，将电压v0向光源101输出。电容器113连接在dc-dc转换器112的输出端子间。

检测电阻114用于检测流向光源101的电流。恒定电流反馈电路115对dc-dc转换器112的输出电压v0进行控制以使流过检测电阻114的电流、即流向光源101的电流成为固定。

另外，dc-dc转换器112根据从调光控制部104输出的调光信号s3，对输出电压v0进行控制。

通信组件103相对于包括光源101和电源电路102的照明装置能够安装和拆卸。在通信组件103未被安装于照明装置的状态下，光源101的阴极与电源电路102的gnd端子短路。也就是说，通过将通信组件103安装于不支持可见光通信的照明装置，而能够通过该照明装置来实现可见光通信功能。

通信组件103具备调制开关121、电流抑制电路122、调制信号生成部123、外部同步信号输入部124、控制部125、控制电源126、电压检测电路127以及驱动电路128。

调制信号生成部123根据通过可见光通信来发送的通信信号生成调制信号。此外，调制信号生成部123可以重复产生表示照明光通信装置100所固有的id的调制信号，也可以根据从外部的装置输入的通信信号产生调制信号。

外部同步信号输入部124向控制部125供给由调制信号生成部123生成的调制信号。

控制部125由微型计算机(例如cpu)构成，根据从外部同步信号输入部124供给的调制信号生成二值的调制信号s1，将所生成的调制信号s1经由驱动电路128供给到调制开关121的控制端子(栅极端子)。

控制电源126基于从电源电路102输出的电压v0生成控制部125的电源电压，将所生成的电源电压供给到控制部125。电压检测电路127检测电源电路102的输出电压v0。

调制开关121与光源101串联连接，使从电源电路102向光源101供给的电流断续。调制开关121例如是晶体管(例如mosfet)。

电流抑制电路122与光源101和调制开关121串联连接，对流向光源101的电流进行抑制。具体地说，电流抑制电路122对流过光源101的电流进行抑制(钳制：clip)以使其不超过电流设定值is。

该电流抑制电路122包括作为mosfet的晶体管131、电流设定电路132、放大器133以及与晶体管131的源极连接的作为电阻的电流检测电路134。

电流设定电路132向放大器133的正输入端子输出基准值。基准值用于规定流过光源101的电流的上限(电流设定值is)。例如，基准值与电流设定值成比例。另外，电流设定电路132输出与由控制部125生成的电流指令值s2相应的可变的基准值。此外，电流设定电路132也可以将基准值作为固定值输出。

晶体管131与光源101和调制开关121串联连接，根据基准值来对流向光源101的电流进行抑制(钳制)。

电流检测电路134是用于检测流过光源101的电流的大小的源极电阻。电流检测电路134的晶体管131侧的端子与放大器133的负输入端子连接。

放大器133的正输入端子与电流设定电路132连接，放大器133的负输入端子与晶体管131的源极端子连接。放大器133将从电流设定电路132输出的基准值与由电流检测电路134检测出的电流值的差分放大，将放大后的信号向晶体管131的栅极输出。

此外，图65所示的电路结构是一例，照明光通信装置100不需要具备图65所示的全部结构要素。例如，照明光通信装置100可以不具备调光控制部104和电压检测电路127的至少一方。

另外，电源电路102的结构也是一例，不限定于该结构。例如，电源电路102可以不具备检测电阻114和恒定电流反馈电路115。另外，dc-dc转换器112可以进行恒定电流控制。例如，dc-dc转换器112也可以进行开关电流阈值控制。或者，电源电路102也可以代替恒定电流控制而进行恒定电压控制。例如，电源电路102也可以代替检测电阻114和恒定电流反馈电路115而具备恒定电压反馈电路，dc-dc转换器112也可以进行恒定电压控制。

另外，电流抑制电路122的结构也是一例，只要是能够对流向光源101的电流进行抑制(钳制)的结构，就不限定于此。例如，也可以代替电流抑制电路122而使用图66～图68所示的电流抑制电路122a、122b或122c。此外，图66～图68所示的端子t1与调制开关121连接，端子t2与电源电路102的gnd端子连接。

图66所示的电流抑制电路122a具备双极性晶体管141和142、作为可变电压源的电流设定电路132a以及电阻143。双极性晶体管141和142构成电流反射镜电路。流过双极性晶体管142的电流由从电流设定电路132a输出的电压和电阻143的电阻值决定。在不超过该电流的磁镜比的倍数的电流(即，电流设定值is)的范围内，双极性晶体管141能够使电流流过。电流设定电路132a根据从控制部125输出的电流指令值s2来变更输出电压。

图67所示的电流抑制电路122b具备双极性晶体管151、发射极电阻152、偏置电阻153以及作为齐纳二极管的电流设定电路132b。

双极性晶体管151与光源101和调制开关121串联连接。根据双极性晶体管151的基极电压(基准值)来对流向光源101的电流进行抑制。

发射极电阻152是用于检测流过光源101的电流(即，流过发射极电阻152的电流)的大小的电阻。

偏置电阻153是用于使双极性晶体管151的基极电压偏置的电阻。

电流设定电路132b向双极性晶体管151的基极输出与从控制部125输出的电流指令值s2相应的基准值。

图68所示的电流抑制电路122c具备三端稳压器161和作为检测电阻的电流设定电路132c。

三端稳压器161的输入端子in和输出端子out与光源101和调制开关121串联连接，根据输入到调整端子adj的电压，对流过输入端子in与输出端子out之间的电流进行抑制。

电流设定电路132c是用于检测流过光源101的电流(即，流过电流设定电路132c的电流)的大小的电阻。另外，电流设定电路132c是可变电阻，其电阻值根据从控制部125输出的电流指令值s2而被变更。另外，电流设定电路132c连接在三端稳压器161的输出端子out与端子t2之间，端子t2与三端稳压器161的调整端子adj连接。

[10.2基本动作][c0045]

以下，说明照明光通信装置100的基本动作。图69是表示照明光通信装置100的基本动作的图。如图69所示，根据调制信号s1来使调制开关121接通和断开。此处使用的调制方式例如遵照由jeita-cp1223规定的1-4ppm传输方式。具体地说，2个比特的数据被转换为4个时隙的脉冲。该4个时隙中的3个时隙始终为高电平(接通)，1个时隙始终为低电平(断开)。

另外，在图69的例子中，电流指令值s2是固定的，电流设定值is是固定的。

在此，在进行了用于可见光通信的调制的情况下，紧接着调制开关121接通之后，如图69的虚线所示那样，产生流向光源101的电流即led电流瞬间增加的过冲。由于该过冲的产生，而存在产生可见光接收器无法正确地接收信号的情况这样的问题。

另一方面，在实施方式10所涉及的照明光通信装置100中，通过设置电流抑制电路122，led电流的最大值被限制为电流设定值is。由此，如图69所示那样能够抑制过冲的产生。由此，能够降低可见光通信中的接收错误。

此外，图65所示的恒定电流反馈电路115也具有使led电流固定的功能，但是该恒定电流反馈电路115的恒定电流控制是时间常数比较大的控制。也就是说，该恒定电流控制是使规定期间内的平均电流固定的控制，无法抑制图69所示那样的瞬间产生的过冲。

并且，在实施方式10中，如图70所示，光源101、调制开关121以及电流抑制电路122按该顺序被串联连接在电源电路102的电源端子与gnd端子之间。另一方面，作为光源101、调制开关121以及电流抑制电路122的连接方式，还考虑如图71所示的照明光通信装置100a那样按光源101、电流抑制电路122以及调制开关121的顺序连接。

然而，在图71的连接方式中，电流抑制电路122不与电源电路102的gnd端子连接，因此存在动作变为不稳定这样的问题。具体地说，在调制开关121断开的状态下，电流抑制电路122的gnd(v1)成为浮游(浮置：floating)的状态，因此gnd的电位变动变大。另一方面，在实施方式10中，通过利用图70所示的连接方式，电流抑制电路122始终与gnd端子连接，因此不论调制开关121的状态如何都能够提高稳定的动作。

特别地，在使用可变的电流设定值is的情况下，在图71的连接方式中无法高精度地控制微小电流，难以高精度地控制电流设定值is。另一方面，通过利用图70所示的连接方式，能够高精度地控制微小电流，因此能够高精度地控制电流设定值is。并且，在实施方式10中，通过使生成电流指令值s2的作为微型计算机的控制部125的gnd(控制电源126的gnd)与电流抑制电路122的gnd共通，能够更高精度地控制电流设定值is。

此外，图70和图71所示的信号发生电路129是产生对调制开关121的接通和断开进行控制的二值的调制信号s1以对照明光进行调制的电路，包括图65所示的调制信号生成部123、外部同步信号输入部124、控制部125以及驱动电路128。

此外，在上述说明中，作为调制方式，使用在断开期间将led电流完全切断的100％调制方式，但是也可以使用相比于接通期间而在断开期间使led电流降低的方式。其中，在100％调制方式中，上述的过冲特别显著。因此，实施方式10的方法对于使用100％调制方式的情况而言特别有效。

如以上那样，实施方式10所涉及的照明光通信装置100具备：发出照明光的光源101；调制开关121，其与光源101串联连接，使流过光源101的电流断续；调制信号生成部123，其生成对调制开关121的接通和断开进行控制的调制信号s1以对照明光进行调制；电流抑制电路122，其与光源101和调制开关121串联连接，对流过光源101的电流进行抑制以使其不超过电流设定值is；以及变更电流设定值is的控制部125，其中，光源101、调制开关121以及电流抑制电路122按该顺序被串联连接。

由此，由于通过电流抑制电路122能够抑制过冲的产生，因此能够降低可见光通信中的接收错误。另外，通过光源101、调制开关121以及电流抑制电路122按该顺序被串联连接，由此不论调制开关121的状态如何都向电流抑制电路122供给gnd电位。因此能够实现稳定的电路动作。

另外，照明光通信装置100通过变更电流设定值is而能够设定适合于各状态的电流设定值is。并且，不论调制开关121的状态如何都向电流抑制电路122供给gnd电位，由此能够稳定地进行被要求高精度的控制的电流设定值is的控制。

另外，实施方式10所涉及的通信组件103是相对于照明装置能够安装和拆卸的对照明光进行调制的通信组件103，其具备：调制开关121，其与照明装置所具备的光源101串联连接，使流过光源101的电流断续；调制信号生成部123，其生成对调制开关121的接通和断开进行控制的调制信号s1以对照明光进行调制；以及电流抑制电路122，其与光源101和调制开关121串联连接，对流过光源101的电流进行抑制以使其不超过电流设定值is，其中，光源101、调制开关121以及电流抑制电路122按该顺序被串联连接。

由此，通过电流抑制电路122能够抑制过冲的产生，因此能够降低可见光通信中的接收错误。另外，通过光源101、调制开关121以及电流抑制电路122按该顺序被串联连接，由此不论调制开关121的状态如何都向电流抑制电路122供给gnd电位。因此，能够实现稳定的电路动作。

[10.3电流设定值的第一控制例][c0060]

下面，说明电流设定值is的控制例。此外，以下记述进行电流设定值is的控制的多个方法，但是可以仅使用以下方法中的某一个方法，也可以将多个方法结合着使用。

图72是表示电流设定值is的第一控制例的图。在第一控制例中，控制部125根据调制开关121的断开期间(调制信号s1为低的期间)的长度来变更电流指令值s2(电流设定值is)。具体地说，断开期间越长，则控制部125将电流设定值is设定得越高。也就是说，控制部125在断开期间为第一长度的情况下，将电流设定值is设定为第一值，在断开期间为比第一长度长的第二长度的情况下，将电流设定值is设定为比第一值高的第二值。例如，在使用4ppm的情况中，在将相当于1个时隙的期间设为t0、将相当于2个时隙的期间设为t1的情况下，控制部125在断开期间比阈值短的情况下，将电流设定值is设定为第一值，在断开期间比上述阈值长的情况下，将电流设定值is设定为比第一值高的第二值，其中，该阈值比t0长且比t1短。

或者，控制部125也可以计算调制信号s1的部分接通占空比，根据计算出的部分接通占空比来变更电流指令值s2(电流设定值is)。具体地说，部分接通占空比越高，则控制部125将电流设定值is设定得越低。也就是说，控制部125也可以以与部分接通占空比成反比例的方式设定电流设定值is。换言之，控制部125在部分接通占空比为第一比率时，将电流设定值is设定为第一值，在部分接通占空比为比第一比率大的第二比率时，将电流设定值is设定为比第一值小的第二值。

在此，“部分接通占空比”是指在规定的期间中的调制信号s1的接通(高)期间所占的比例。例如，“部分接通占空比”是与将最近的断开期间和紧邻该断开期间之前的接通期间加在一起得到的期间相对的、该接通期间的比例。或者，“部分接通占空比”也可以是调制信号s1中的最近的n比特的移动平均值。

在此，过冲的大小依赖于断开期间的长度(部分接通占空比)。因此，通过根据断开期间的长度(部分接通占空比)变更电流设定值is，能够更适当地进行过冲的抑制。

另外，在断开期间的长度(部分接通占空比)可变的情况下，断开期间越长，平均亮度值越是减小，因此为了使平均亮度值固定，而需要在断开期间长的情况下使接通期间的亮度值增加。通过进行上述的电流设定值is的控制，在进行这样的亮度值的控制的情况下也能够适当地变更电流设定值is。

[10.4电流设定值的第二控制例][c0066]

图73是表示电流设定值is的第二控制例的图。在第二控制例中，控制部125根据调光信号s3变更电流指令值s2(电流设定值is)。例如，调光信号s3是在由用户进行了调光(亮度的变更)操作时由调光控制部104生成的。电源电路102通过根据该调光信号s3变更输出电压v0，来变更流向光源101的电流。由此，照明光的亮度被变更。

图73表示进行了减光操作的情况下的例子。控制部125在由调光信号s3指示了减光的情况下，使电流指令值s2(电流设定值is)降低。也就是说，控制部125根据光源101的调光水平来设定电流设定值is。具体地说，调光水平越高(越亮)，则控制部125将电流设定值is设定得越高。也就是说，控制部125在调光水平为第一水平的情况下，将电流设定值is设定为第一值，在调光水平为比第一水平高的第二水平的情况下，将电流设定值is设定为比第一值高的第二值。

通过进行这样的电流设定值is的控制，能够根据调光水平适当地变更电流设定值is。

另外，如图73所示，控制部125从由调光信号s3指示减光的定时起使电流指令值s2缓慢地减小。由此，能够追随调光水平(亮度)的变更来使电流指令值s2减小，因此能够抑制由于电流指令值s2急剧地减少所致的损失的增大。

[10.5电流设定值的第三控制例][c0070]

图74是表示电流设定值is的第三控制例的图。在第三控制例中，控制部125根据由电流检测电路134检测出的led电流(流向光源101的电流)的检测结果即led电流检测值s4来变更电流指令值s2(电流设定值is)。具体地说，led电流越小，则控制部125将电流设定值is设定得越低。也就是说，控制部125在led电流为第一电流值的情况下，将电流设定值is设定为第一值，在led电流为比第一电流值小的第二电流值的情况下，将电流设定值is设定为比第一值低的第二值。

由此，在例如图74所示那样变更调光水平的情况下，能够根据调光水平适当地变更电流设定值is。另外，如图72中想要说明那样，在根据断开期间的长度(部分接通占空比)变更亮度值(led电流)的情况下，也能够适当地变更电流设定值is。由此，能够抑制调光时等的损失的增加。

另外，如图74所示，检测led电流的定时优选为未产生过冲、电流值稳定的定时。例如图75所示，电流检测电路134在从调制信号s1的上升沿(调制开关121接通的定时)起经过了预先决定的延迟时间td之后的定时检测led电流。由此，能够高精度地检测led电流。

此外，在图65中，还将电流抑制电路122内的电流检测电路134用于led电流的检测，但是也可以与电流抑制电路122内的电流检测电路134分开地设置电流检测电路，在上述控制中使用该电流检测电路的检测结果。

[10.6电流设定值的第四控制例][c0074]

图76是表示电流设定值is的第四控制例的图。在第四控制例中，控制部125根据由电压检测电路127检测出的电压v0的检测结果即led电压检测值s5来变更电流指令值s2(电流设定值is)。在此，电压v0是对光源101施加的电压。具体地说，电压v0越小，则控制部125将电流设定值is设定得越低。也就是说，控制部125在电压v0为第一电压值的情况下，将电流设定值is设定为第一值，在电压v0为比第一电压值小的第二电压值的情况下，将电流设定值is设定为比第一值低的第二值。

在此，电压v0以与led电流同样的倾向变化。因此，通过上述控制能够实现与第三控制例同样的效果。

此外，也可以与led电流的检测的情况同样地控制电压检测的定时。也就是说，也可以与图75的情况同样地，电压检测电路127在从调制信号s1的上升沿(调制开关121接通的定时)起经过了预先决定的延迟时间td之后的定时检测电压v0。

[10.7照明光通信装置的使用例][c0077]

以下说明照明光通信装置100的使用例。图77是表示照明光通信装置100的使用例的图。例如图77所示，照明光通信装置100为rgb投光器。用户通过智能手机等可见光接收器拍摄由照明光通信装置100照射的光，由此该可见光接收器对可见光信号进行接收。

图78是表示作为rgb投光器的照明光通信装置100的外观的图。

图79是表示照明光通信装置100的其它的使用例的图。例如图79所示，照明光通信装置100是rgb射灯。用户通过智能手机等可见光接收器拍摄由照明光通信装置100照射的光，由此该可见光接收器对可见光信号进行接收。

(实施方式11)[d0018]

图1a等的电流抑制电路1内的控制电路6能够构成为模拟电路，或者能够构成为数字电路。在实施方式11中，关于将控制电路6构成为数字电路的一例进行说明。

实施方式11所涉及的照明光通信装置的一个方式具备：发出照明光的光源；开关，其与所述光源串联连接，使流过所述光源的电流断续；信号发生电路，其产生用于对所述开关的接通和断开进行控制的二值的通信信号以所述对照明光进行调制；以及电流抑制电路，其与所述光源和所述开关串联连接，对流过所述光源的电流进行抑制以使其不超过与基准值对应的电流设定值，所述电流抑制电路具备：输出所述基准值的基准源；晶体管，其与所述光源和所述开关串联连接，根据所述基准值来对流向所述光源的电流进行抑制；以及控制电路，其具有移位寄存器，该移位寄存器所述通信信号中的n(n为2以上的整数)比特数据移位并进行保持，其中，所述控制电路根据所述n比特数据来计算所述通信信号的部分接通占空比，根据计算出的部分接通占空比来决定所述基准值。

[11.1照明光通信装置的结构][d0035]

实施方式11的照明光通信装置的整体结构可以与图1a所示的照明光通信装置相同，也可以与图80所示的照明光通信装置相同。

图80是表示实施方式11中的照明光通信装置的变形例的电路图。图80与图64相比，通信组件10的内部结构不同，但是电源电路52a是相同的。图80的通信组件如图1a中已经说明的那样。另外，电源电路52a如图64中已经说明的那样。

[11.2电流抑制电路1的变形例][d0035]

接着，说明电流抑制电路1的第一～第三变形例。

图1a或图80中的电流抑制电路1并不限定于该结构，可以如图2～图4所示的第一～第三变形例那样构成，也可以如图81或图82那样构成。

图81是表示图1a或图80中的电流抑制电路1的第四变形例的电路图。图81所示的电流抑制电路1具备作为mosfet的晶体管2、与源极连接的电阻3、基准源4以及控制电路6。基准源4由恒压源4a、分压电阻r1、r6、r7、r8以及用于切换分压比的开关元件s01～s03构成。

控制电路6也可以根据通信信号的信号序列计算适当的基准电压的值、或者从预先构建的对应表中选择适当的基准电压的值，来切换开关元件s01～s03。分压电路的电阻器和开关元件的个数越多，能够进行越精细的基准电压的切换。

图82是表示图1a或图80中的电流抑制电路1的第五变形例的电路图。图82的电流抑制电路1具备作为mosfet的晶体管2、与源极连接的电阻3、基准源4以及控制电路6。基准源4由恒压源4a、分压电阻r11、r12、r13、r14以及用于切换分压比的开关元件s01、s02构成。

基准源4的正电位侧经由电阻r11与误差放大器的正输入端子连接。在该连接点与基准电压的负电位侧之间设置电阻r12、r13、r14的串联电路，连接将它们中的一个或两个短路的开关元件s01、s02来构成。

图82的控制电路6可以与图81相同。

[11.3控制电路6的结构例][d0054]

接着，使用图83、图84a～图84c更详细地说明进行根据通信信号的信号序列来变更基准源4的基准值的控制的控制电路6的结构。即，关于如下的结构例进行说明：控制电路6具有使通信信号中的n(n为2以上的整数)比特数据移位并保持的移位寄存器，根据该n比特数据来计算通信信号的部分接通占空比，根据计算出的部分接通占空比来决定基准值。

图83是表示图1a或图80中的控制电路6和信号发生电路sg的结构例的框图。在该图中，控制电路6具备移位寄存器6a、运算部6b、校正部6c、换算部6d以及基准值设定部6e。

移位寄存器6a使信号发生电路sg产生的通信信号中的n(n为2以上的整数)比特数据移位并保持。

运算部6b根据移位寄存器6a中所保持的n比特数据来计算通信信号的部分接通占空比。部分接通占空比可以是例如(i)与将最近的断开期间(比特0连续的期间)和紧邻该断开期间之前的接通期间(比特1连续的期间)加在一起得到的期间相对的、该接通期间的比例。或者，“部分接通占空比”也可以(ii)用通信信号中的最近的n比特的移动平均值来代替，还可以是n比特中的规定比特数的移动平均值。

运算部6b在求出移动平均值来作为部分接通占空比的情况下，只要简单地对移位寄存器6a的n比特求出加法平均即可。

校正部6c对由运算部6b计算出的部分接通占空比进行校正。如果上述的(i)(ii)等的计算方法不同，则计算结果也不同，因此由校正部6c来进行校正。

换算部6d将校正后的部分接通占空比换算为对应的适当的基准值。也就是说，换算部6d根据校正后的部分接通占空比来决定适当的基准值。

基准值设定部6e将所决定的基准值设定给基准源4。也就是说，基准值设定部6e对基准源4进行控制使得基准源4输出所决定的基准值。

接着，关于信号发生电路sg的结构例进行说明。

在图83中，信号发生电路sg具备信号源6f、判别部6g、待机控制部6h以及驱动部6i。

信号源6f产生通信信号。例如，信号源6f可以重复产生包含照明光通信装置的id的通信信号，也可以产生包含照明光通信装置的id并且对来自外部的信息进行调制得到的通信信号。

判别部6g判别从信号源6f输出的最新比特是否为“1”。如果紧邻最新比特之前的比特为0，则根据从信号源6f输出的最新比特，而作为光源的负载电路53的电流波形产生上升沿。如果紧邻最新比特之前的比特为1，则在从信号源6f输出的最新比特的区间，使作为光源的负载电路53的导通状态继续。

待机控制部6h在由判别部6g判定为最新比特为“1”的情况下，将基于该最新比特的开关sw的驱动、即向开关sw的栅极输出该最新比特的动作待机，直到从控制电路6接收到就绪信号为止。该待机是为了在作为光源的负载电路53的电流波形产生上升沿之前，使电流抑制电路1完成与紧邻该上升沿之前的部分接通占空比相应的基准值的设定。

驱动部6i在从控制电路6接收到就绪信号的定时，向开关sw的栅极输出上述的最新比特“1”。

此外，判别部6g也可以是，代替判别从信号源6f输出的最新比特是否为“1”，而判别从信号源6f输出的最新的2比特是否为“01”、也就是说判别最新比特是否为1且紧邻其之前的比特是否为0。这样，判别部6g根据从信号源6f输出的最新比特来判别作为光源的负载电路53的电流波形是否产生上升沿。

接着，更详细地说明控制电路6的动作例。

图84a是表示图1a中的控制电路的处理例的流程图。在图84a中，在照明光通信装置中的可见光通信开始时(例如，照明光通信装置的电源接通时)，控制电路6首先将移位寄存器6a初始化(例如复位)(s40)，对基准源4设定基准值的初始值(s41)。该初始值例如可以是与通信信号的平均的接通占空比75％对应的基准值。

控制电路6当向移位寄存器6a输入信号发生电路sg的信号源6f以串行的方式产生的通信信号的1比特时(s42)，判定被输入的1比特是否为1(s43)。

在判定为被输入的1比特为1的情况下，控制电路6求出移位寄存器6a所保持的n比特数据的平均值来作为部分接通占空比(s44)。该平均值是将作为串行数据的通信信号的n比特按图84a的循环处理(s42～s47)移位并求出的移动平均值。并且，控制电路6对移动平均值进行校正(s45)，基于校正结果求出基准值并将该基准值设定给基准源4(s46)，向信号发生电路sg输出就绪信号(s47)。通过该就绪信号的输出，在步骤s42中输入的1比特被输出到开关sw的栅极。在步骤s46中，基于施加校正后的移动平均值的值求出电流抑制电路1的电流设定值和基准值也可以使用后述的关系式(2)进行计算、或者预先准备数值表。该数值表例如可以是使校正后的移动平均值与基准值进行对应得到的表。

接着，说明移位寄存器6a的结构例。图84b是表示控制电路6内的移位寄存器6a的结构例的说明图。在图84b中，例示了8比特的移位寄存器6a。该移位寄存器6a具有用于输入1比特数据的串入端子、用于输出8比特数据的并出端子以及用于输出1比特数据的串出端子。在所保持的8比特数据中，从串入端子侧依次称为比特b1、b2、···、b8。比特b1是从信号源6f输出的最新比特。在最新比特从串入端子被输入到比特b1的定时，比特b2被输入到了开关sw的栅极。比特b1被输出到开关sw的栅极是图84a的步骤s47的就绪信号被输出的定时。

接着，说明图84a的步骤s45中的校正的具体例。

图84c是表示图84a的步骤s45的校正例的流程图。在步骤s44中求出移动平均值时，移位寄存器6a的最新比特b1如在步骤s43中判别出的那样是1。在图84c中，首先，如果紧邻最新比特b1之前的比特b2为0(s11：“是(yes)”)，则控制电路6对移动平均值乘以系数k1(s12)，并且，如果紧邻比特b2之前的比特b3为0(s13：“是”)，则再次乘以系数k1(s14)。也就是说，控制电路6在从移位寄存器6a的末尾起的第一比特b1为1且从末尾起的第二比特b2以后连续1个比特以上为0的情况下，对移动平均值乘以小于1的系数k1，以与连续为0的比特数相同的数量进行累乘。在此，系数k1例如可以为0.9。

接着，在步骤s11中为“否(no)”的情况下，如果比特b3为1(s15：“是”)，则控制电路6对移动平均值乘以系数k2(s16)，并且，如果比特b4为1(s17：“是”)，则再次乘以系数k2(s18)。也就是说，控制电路6在从移位寄存器6a的末尾起的第一比特b1为1且从末尾起的第二比特b2或第三比特b3以后连续1个比特以上为1的情况下，对移动平均值乘以大于1的系数k2，以与b2或b3以后连续为1的比特数相同的数量进行累乘。在此，系数k2例如可以为1.03。

通过这样的校正，能够使假定的数据序列全部的移动平均值收敛于大致0.5～0.9的范围。上述的校正方法只是一个事例，需要进行与必要的动态性相应的选择。特别地，相乘的系数根据使用的数据传输形式、电源电路条件等而改变，因此需要探讨实际的条件下的妥当性。

根据这样的结构，能够更适当地抑制流过负载电路53的电流所产生的过冲。

[11.4照明光通信装置的动作][d0079]

关于如以上那样构成的照明光通信装置的动作，例如图5～图14所示的模拟结果符合。进行与实施方式1等相同的动作。

如以上那样，实施方式11所涉及的照明光通信装置具备：发出照明光的光源53；开关sw，其与所述光源串联连接，使流过所述光源的电流断续；信号发生电路sg，其产生用于对所述开关的接通和断开进行控制的二值的通信信号以对所述照明光进行调制；以及电流抑制电路1，其与所述光源和所述开关sw串联连接，对流过所述光源的电流进行抑制以使其不超过与基准值对应的电流设定值，所述电流抑制电路1具备：输出所述基准值的基准源4；晶体管2，其与所述光源和所述开关串联连接，根据所述基准值来对流向所述光源的电流进行抑制；以及控制电路6，其具有移位寄存器6a，该移位寄存器6a使所述通信信号中的n(n为2以上的整数)比特数据移位并保持，其中，所述控制电路6根据所述n比特数据来计算所述通信信号的部分接通占空比，根据计算出的部分接通占空比来决定所述基准值。

由此，能够降低在开关sw从断开变为接通的瞬间流过光源(即，负载电路53)的电流所产生的过冲，由此能够降低接收装置的接收错误。并且，由于使用移位寄存器计算部分接通占空比，根据计算出的部分接通占空比来决定所述基准值，因此能够将基准值动态地设为更适当的值。

在此，所述控制电路6在所述部分接通占空比为第一比率时将所述基准值设为第一值，在部分接通占空比为比所述第一比率大的第二比率时将所述基准值设为比所述第一值小的第二值，也可以使与所述第二值对应的所述电流设定值小于与所述第一值对应的电流设定值。

由此，在过冲的大小依赖于部分接通占空比的情况下，能够适当地进行过冲的抑制。

在此，所述控制电路6也可以以所述电流设定值与部分接通占空比成反比例的方式变更所述基准值。

在此，所述控制电路也可以变更所述基准值以满足下式。

i1＝(iave/ond)×100

在此，i1为所述电流设定值，iave为未进行基于所述开关的断续的对照明光的调制的情况下的流过所述光源的平均电流，ond为所述通信信号的部分接通占空比(单位为％)。

由此，能够对过冲进行抑制，并且能够使未对照明光进行调制时的照明光的亮度与对照明光进行了调制时的照明光的亮度在人看起来为大致同等。

在此，所述控制电路也可以变更所述基准值以满足下式。

(iave/ond)×100≤i1＜ip

在此，iave为未进行基于所述开关的断续的对照明光的调制的情况下的流过所述光源的平均电流，ond为所述通信信号的部分接通占空比，i1为所述电流设定值，ip为在所述电流抑制电路未进行抑制的情况下流过所述光源的电流的峰值。

在此，所述控制电路6也可以针对从所述移位寄存器6a的末尾起的规定比特数的数据计算移动平均值来作为部分接通占空比，根据所述移位寄存器中所保持的n比特数据的比特模式来对所述移动平均值进行校正，决定与校正后的移动平均值对应的基准值。

由此，由于降低在开关从断开变为接通的瞬间流过所述光源的电流所产生的过冲，因此能够降低接收装置的接收错误。原因在于，在照明光通信装置的电源电路为电流反馈型的情况下，过冲的大小依赖于部分接通占空比，具有在断开的期间内输出电压逐渐上升的特性。通过二极管的反馈，与在断开的期间逐渐上升的输出电压相应地，基准值也上升，因此能够适当地降低过冲。

在此，所述控制电路6也可以在所述移动平均值的校正中，在从所述移位寄存器的末尾起的第一比特为1且从末尾起的第二比特以后连续1个比特以上为0的情况下，对所述移动平均值乘以小于1的系数，以与连续为0的比特数相同的数量进行累乘。

在此，所述控制电路6也可以在所述移动平均值的校正中，在从所述移位寄存器6a的末尾起的第一比特为1且从末尾起的第二比特或第三比特以后连续1个比特以上为1的情况下，对所述移动平均值乘以大于1的系数，以与连续为1的比特数相同的数量进行累乘。

在此，所述控制电路6也可以代替计算所述移动平均值接通占空比，而使用进行n(n为2以上的整数)值脉冲位置调制得到的所述通信信号的平均的接通占空比即(1-(1/n))×100(％)来作为部分接通占空比。

在此，所述通信信号被进行n(n为4以上的整数)值脉冲位置调制，所述移位寄存器6a的比特数和成为所述移动平均值的对象的比特数也可以为n比特以上。

在此，所述基准源4也可以具备产生固定电压的恒压源4a、将所述恒压源进行分压的多个电阻元件(例如r1、r6～r7、r11～r14若干)以及与所述电阻元件串联或并联连接的一个以上的开关元件(例如s01～s03若干)，所述控制电路6根据校正后的值来控制所述一个以上的开关元件的接通和断开。

在此，所述照明光通信装置也可以具有向被串联连接的所述光源、所述开关以及所述电流抑制电路供给电流的电源电路52a，所述电源电路52a进行用于使供给的电流的平均值固定的反馈控制。

在此，所述电源电路52a也可以包括具有电感80和开关元件81的dc-dc转换器64，检测流过所述开关元件81的电流的大小，根据检测出的值与规定值的差分来控制所述开关元件81的接通和断开。

另外，实施方式11所涉及的通信组件是相对于照明装置能够安装和拆卸的对照明光进行调制的通信组件10，其具备：开关sw，其与所述照明装置的光源串联连接；信号发生电路sg，其产生用于对所述开关的接通和断开进行控制的二值的通信信号以对所述照明光进行调制；以及电流抑制电路1，其与所述光源和所述开关sw串联连接，对流过所述光源的电流进行抑制，所述电流抑制电路1具备：输出所述基准值的基准源4；以及晶体管2，其与所述光源和所述开关串联连接，根据所述基准值来对流向所述光源的电流进行抑制，还具备具有移位寄存器6a的控制电路6，该移位寄存器6a使所述通信信号的开头n(n为2以上的整数)比特数据移位并保持，所述控制电路6根据所述n比特数据来计算所述通信信号的部分接通占空比，根据计算出的部分接通占空比来决定所述基准值。

由此，通信组件能够在原有的照明器具中追加。也就是说，能够直接利用原有的照明器具，简单地附加光通信功能，与设置新的光通信照明器具的情况相比，能够低成本地实现光通信功能。另外，由于降低在开关从断开变为接通的瞬间流过所述光源的电流所产生的过冲，因此能够降低接收装置的接收错误。

(实施方式12)[e0008]

在实施方式12中，关于在进行100％调制的光通信的情况下也防止电源接通时的过电压保护电路的错误动作的照明光通信装置和通信组件进行说明。

一般地，电源电路的输出电压在无负载状态下变高。另外，电源电路具备当输出电压超过过电压保护电平时使动作停止的过电压保护电路的情形多。在可见光通信中进行100％的调制的情况下，在电源接通时电源电路的输出电压或输出电流上升为止的上升时间内，在调制动作开始之前开关元件为断开(即，无负载状态)，输出电压上升，导致超过过电压保护电平，电源电路有可能停止。也就是说，有可能由于无负载状态引起过电压保护电路进行错误动作而使电源停止。

例如，在原有的照明器具中后附加进行可见光通信的通信组件的情况下，电源电路内的过电压保护电路有可能进行动作。另外，在设计电源电路的情况下，存在难以进行过电压保护电路的余量设计的问题。

因此，实施方式12所涉及的照明光通信装置的一个方式是进行使照明光的点亮和熄灭两个状态与二值的通信信号相对应的调制的照明光通信装置，其具备：具有过电压保护电路的电源电路；光源，其与所述电源电路连接，发出所述照明光；与所述光源串联连接的第一开关元件；产生二值的所述通信信号的信号发生电路；偏置电路，其在电源接通后的期间且所述信号发生电路开始进行产生所述通信信号的动作之前的期间，向所述第一开关元件的控制端子供给使所述第一开关元件接通的偏置电压；以及第二开关元件，其与所述第一开关元件的控制端子连接，按照所述通信信号进行接通和断开。偏置电路也可以是已经说明的电流抑制电路的变形例。

另外，实施方式12所涉及的通信组件的一个方式是进行使照明装置发出的照明光的点亮和熄灭两个状态与二值的通信信号相对应的调制并相对于照明装置能够安装和拆卸的通信组件，其具备：光源，其与所述照明装置的光源串联连接，发出所述照明光；与所述光源串联连接的第一开关元件；信号发生电路，其产生二值的所述通信信号；偏置电路，其在电源接通后且所述信号发生电路开始进行产生所述通信信号的动作之前，向所述第一开关元件的控制端子供给使所述第一开关元件接通的偏置电压；以及第二开关元件，其与所述第一开关元件的控制端子连接，在所述信号发生电路开始进行动作之后，按照所述通信信号进行接通和断开。

根据本实施方式所涉及的照明光通信装置和通信组件，能够防止电源接通时的过电压保护电路的错误动作。

[12.1照明光通信装置的结构例][e0015]

首先，说明实施方式12中的照明光通信装置的电路结构的例子。

图85是表示实施方式12中的照明光通信装置的结构例的电路图。该照明光通信装置具备具有使输出恒流化的功能的电源电路51a、平滑电容器(平滑电路)65、负载电路53以及通信组件10。

电源电路51a具备整流桥62、电容器63、dc-dc转换器64、检测电阻66、恒定电流反馈电路67。恒定电流反馈电路67具备输入电阻68、放大器69、电容器70、电阻71以及基准电压源72。

电源电路51a通过整流桥62对商用电源(例如，交流100v)进行全波整流，并通过电容器63进行平滑之后，通过dc-dc转换器64转换为期望的直流电压。在dc-dc转换器64的输出两端间连接有平滑电容器65。也就是说，平滑电容器65连接在电源电路51a的电源线与接地线之间。负载电路53与第一开关元件2a串联连接在电源电路51a的电源线与接地线之间。

电源电路51a直接或间接地检测流过负载电路53的电流，具有进行控制以使这些电流值固定的功能。该功能在图85中通过用于直接检测负载电路53的电流的检测电阻66和恒定电流反馈电路67来实现。恒定电流反馈电路67具备放大器69、与放大器69的正输入端子连接的基准电压源72、与放大器69的负输入端子连接的输入电阻68、连接在放大器69的输出端子与放大器69的负输入端子之间的增益调整用的电阻71以及相位补偿用的电容器70。恒定电流反馈电路67通过放大器69来比较检测电阻66的电压降与基准电压源72的电压的高低，将其差分放大并反馈至dc-dc转换器64的控制部。也就是说，对dc-dc转换器64施加负反馈控制以使检测电阻66的电压降与所述基准电压一致。另外，按连接在放大器69的负输入端子与输出端子之间的电阻71与输入电阻68的分压比来设定增益，与电阻71并联地设置的电容器70作为用于相位补偿的积分要素发挥功能。

平滑电容器65连接在电源电路51a的电源线与接地线之间，用于对电源电路51a的输出进行平滑。

负载电路53包括被串联连接的多个发光二极管。多个发光二极管是发出照明光的光源。根据二值的通信信号来对该照明光进行调制。

通信组件10具备偏置电路1c、第一开关元件2a、第二开关元件3a、逆变器5a以及信号发生电路sg。

第一开关元件2a与作为光源的负载电路53串联连接，通过进行接通和断开，来对光源发出的照明光进行100％调制。此处所说的100％调制是指在点亮状态、熄灭状态两个状态下对照明光进行调制。图85的第一开关元件2a是常开型的开关晶体管。也就是说，在第一开关元件2a的源极与栅极之间未施加阈值以上的电压时，成为断开的状态。该第一开关元件2a的一端与负载电路53连接。第一开关元件2a的另一端与接地线连接。第一开关元件2a的控制端子与第二开关元件3a连接，被输入来自偏置电路1c的偏置电压。

偏置电路1c在照明光通信装置的电源接通后的期间且信号发生电路sg开始进行产生通信信号的动作之前的期间，向第一开关元件2a的控制端子供给使第一开关元件2a接通的偏置电压。通过该偏置电压，避免电源电路51a在该期间成为无负载状态，防止电源电路51a的输出电压上升并超过过电压保护电平。

第二开关元件3a按照通信信号进行接通和断开。具体地说，第二开关元件3a为常开型的晶体管。第二开关元件3a的一端与第一开关元件2a的控制端子连接。第二开关元件3a的另一端与接地线连接。第二开关元件3a的控制端子经由逆变器5a与信号发生电路sg连接，被输入反转后的通信信号。

由此，在通信信号为低电平时，第二开关元件3a是接通的，第一开关元件2a的控制端子为低电平。其结果，第一开关元件2a是断开的。

另外，在通信信号为高电平时，第二开关元件3a是断开的，第一开关元件2a的控制端子被维持偏置电压的电平。其结果，第一开关元件2a是接通的。

另外，在电源接通后的上述的期间，由于逆变器5a的输出电平低，因此第二开关元件3a是断开的，第一开关元件2a的控制端子成为偏置电压的电平。偏置电压从电源接通起随着输出电压上升而上升，因此在信号发生电路sg的动作开始始前使第一开关元件2a接通。其结果，在电源接通时的上述期间，第一开关元件2a是接通的。

这样，通过偏置电压，第一开关元件2a虽然是常开型的开关，但是在上述期间，看起来是作为常闭来进行动作，因此能够消除电源接通时的无负载状态。其结果，能够防止电源接通时过电压保护电路的错误动作。另外，能够增大过电压保护电平的余量和余量设计的自由度。

信号发生电路sg产生二值的通信信号。该通信信号例如也可以是以jeita-cp1223规定的反转4ppm信号。

[12.2偏置电路1c的结构例][e0031]

如图85所示，偏置电路1c具备第一电阻元件6r、第二电阻元件7r、电容器8、电阻4r。

第一电阻元件6r和第二电阻元件7r串联连接在电源电路51a的电源线与接地线之间。第一电阻元件6r与第二电阻元件7r的连接点与第一开关元件2a的控制端子电性耦合、也就是说经由输入用的电阻4r来连接。偏置电压作为由第一电阻元件6r和第二电阻元件7r构成的分压电路的分压值能够容易地生成。

另外，从电源电路51a的电源线经由第一电阻元件6r与第二电阻元件7r的连接点来向信号发生电路sg和逆变器5a供给电力。也就是说，第一电阻元件6r与第二电阻元件7r的连接点与信号发生电路sg和逆变器5a连接。向信号发生电路sg和逆变器5a供给电源电压的电容器8与第二电阻元件7r并联连接，实现上述连接点的电压(信号发生电路sg和逆变器5a的电源电压)的稳定化。这样，能够利用包括第一电阻元件6r和第二电阻元件7r的分压电路的分压值来作为信号发生电路sg和逆变器5a的电源电压。

[12.3dc-dc转换器的结构例][e0034]

接着，说明具有过电压保护电路的电源电路51a的结构例。

图86是表示具有实施方式12中的过电压保护电路64a的dc-dc转换器64的电路例的图。该图的dc-dc转换器64具备输入端子i1、i2、输出端子o1、o2、反馈输入端子fb、变压器tr1、开关sw1、二极管d1、电容器c1、缓冲器b1、误差放大器a1、电阻r1、r2、三角波生成电路gn以及过电压保护电路64a。

输入端子i1、i2与图85的整流桥62的两个输出端子和电容器63的两端连接，被施加进行整流和平滑化得到的直流电压。

输出端子o1、o2与图85的平滑电容器65的两端连接。输出端子o1与电源线连接，输出端子o2与接地线连接。

反馈输入端子fb与图85的恒定电流反馈电路67连接，被输入来自放大器69的反馈信号。该反馈信号表示电源电路51a的输出电流的大小。

dc-dc转换器64是所谓的反激式转换器(flybackconverter)，通过与变压器tr1的初级线圈串联连接的开关sw1的开关动作，来向次级侧传递电能，通过二极管d1和电容器c1来将直流电压输出于输出端子o1、o2间。

开关sw1根据三角波生成电路gn生成的三角波信号和反馈信号而进行开关动作。也就是说，在三角波生成电路gn生成的三角波信号的电平未达到反馈信号的电平时，开关sw1处于断开状态，在三角波信号的电平超过了反馈信号的电平时，开关sw1处于接通状态。例如，在三角波信号以固定频率重复相同的三角波的情况下，误差放大器a1(比较器)的输出信号成为进行根据误差放大器a1的正输入端子的反馈信号的电平而确定脉宽的pwm调制(脉宽调制)得到的脉冲信号。

在过电压保护电路64a中，误差放大器a2(比较器)将输出端子o1的输出电压与由恒压源vr定义的过电压保护电平进行比较。在输出端子o1的输出电压超过了过电压保护电平时，误差放大器a2的输出信号从低电平反转为高电平。锁存电路la在误差放大器a2的输出信号发生了反转时锁存高电平并输出。and电路(与电路)g1在锁存电路la输出了高电平时，使缓冲器b1的输入信号抑制误差放大器a1的脉冲信号而强制成为低电平。当缓冲器b1的输入信号被强制成为低电平时，缓冲器b1的输出信号也被强制成为低电平，其结果，在开关sw1断开的状态下，使开关sw1的开关动作停止。

通过这样，如果电源电路51a的输出电压成为过电压、也就是说如果超过过电压保护电平，则过电压保护电路64a使电源电路51a的电源供给动作停止。

[12.4动作][e0043]

关于如以上那样构成的实施方式12中的照明光通信装置，对其动作进行说明。

图87是实施方式12中的照明光通信装置的各部电位的时间图。在该图中，(a)转换器振荡输出表示图86的误差放大器a1的输出端子、或开关sw1的控制端子的电位的时间过程。(b)调制控制电源电压表示从图85的第一电阻元件6r与第二电阻元件7r的连接点向信号发生电路sg供给的电源电压的时间经过，并且表示向第一开关元件2a的控制端子输入的偏置电压的时间经过。(c)调制信号输出表示信号发生电路sg的输出信号即通信信号的时间过程。(d)led电流表示流过光源即负载电路53的电流的时间过程。(e)有调制的输出电压表示电源电路51a的输出电压的时间过程。图中的l1表示调制控制动作电平、即信号发生电路sg开始进行动作的电源电压的电平。l2表示过电压保护电路64a的过电压保护电平，对应图86的恒压源vr的参照电平。

图中的时刻t1表示电源电路51a的电源接通的定时。从时刻t1起，(a)转换器振荡输出开始有效地输出，由此，(e)有调制的输出电压开始上升。

在时刻t2，(d)led电流开始流动。也就是说，时刻t2至t3的期间是通过偏置电压而使第一开关元件2a接通的期间，是电源接通后的期间且是信号发生电路sg开始进行产生通信信号的动作之前的期间。在时刻t2，(e)有调制的输出电压由于led电流开始流动而稍微下降。随着该(e)有调制的输出电压下降，(b)调制控制电压也稍微下降。

在时刻t2至t3的期间，通过偏置电压而使第一开关元件2a接通，因此消除无负载状态，使led电流流动，因此防止(e)有调制的输出电压超过过电压保护电平l2、即过电压保护电路64a的错误动作。

在时刻t3，(b)调制控制电压超过调制控制动作电平，因此(c)调制信号输出变为有效，(d)led电流被切换。

在时刻t3以后，照明光通信装置成为稳定的动作状态。

如以上说明的那样，实施方式12的照明光通信装置是进行使照明光的点亮和熄灭两个状态与二值的通信信号相对应的调制的照明光通信装置，其具备：电源电路51a，其具有过电压保护电路；作为光源的负载电路53，其与所述电源电路51a连接，发出所述照明光；与所述光源串联连接的第一开关元件2a；产生二值的所述通信信号的信号发生电路sg；偏置电路1c，其在电源接通后的期间且所述信号发生电路开始进行产生所述通信信号的动作之前的期间，向所述第一开关元件2a的控制端子供给使所述第一开关元件2a接通的偏置电压；以及第二开关元件3a，其与所述第一开关元件2a的控制端子连接，按照所述通信信号进行接通和断开。

根据该结构，通过偏置电压，第一开关元件2a即使是常开型的开关，但看起来是作为常闭来进行动作，因此能够消除电源接通时的无负载状态。其结果，能够防止电源接通时过电压保护电路的错误动作。另外，能够增大过电压保护电平的余量和余量设计的自由度。

在此，如果输出电压成为过电压，则所述过电压保护电路64a也可以使电源供给动作停止。

根据该结构，能够防止在电源接通时过电压保护电路进行错误动作而使电源电路停止。

在此，也可以是，所述第一开关元件2a是常开型的开关晶体管，所述偏置电路1c包括第一电阻元件6r，所述第一电阻元件6r的一端与所述电源电路51a的电源线连接，所述第一电阻元件6r的另一端与所述第一开关元件2a的控制端子直接或间接地连接，所述第二开关元件的一端与所述第一开关元件2a的控制端子连接，所述第二开关元件的另一端与接地线连接。

根据该结构，从所述电阻元件的另一端向所述第一开关元件2a的控制端子供给偏置电压。供给偏置电压的偏置电路1c能够由简单的电阻元件构成。第一开关元件2a通过偏置电压而看起来像是常闭那样地进行动作。

在此，也可以是，所述第一开关元件2a是常开型的开关晶体管，所述偏置电路1c包括串联连接在所述电源电路的电源线与接地线之间的第一电阻元件6r和第二电阻元件7r，所述第一电阻元件6r与第二电阻元件7r的连接点与所述第一开关元件2a的控制端子电性耦合，从所述电源电路的所述电源线经由所述第一电阻元件6r与第二电阻元件7r的连接点来向所述信号发生电路供给电力。

根据该结构，第一开关元件2a通过偏置电压而看起来像是常闭那样地进行动作。另外，能够通过包括第一电阻元件和第二电阻元件的简单的分压电路来构成偏置电路1c。另外，偏置电压能够作为分压电路的分压值而容易地生成。

在此，也可以是，所述偏置电路1c包括与所述第二电阻元件并联连接的电容元件8，从所述电源电路的所述电源线经由所述第一电阻元件6r与第二电阻元件7r的连接点来向所述信号发生电路供给电力。

根据该结构，能够利用包括第一电阻元件和第二电阻元件的分压电路的分压值来作为信号发生电路的电源电压。

另外，实施方式12中的通信组件是进行使照明装置发出的照明光的点亮和熄灭两个状态与二值的通信信号相对应的调制并相对于照明装置能够安装和拆卸的通信组件，其具备：作为光源的负载电路53，其与所述照明装置的光源串联连接，发出所述照明光；与所述光源串联连接的第一开关元件2a；产生二值的所述通信信号的信号发生电路sg；偏置电路1c，其在电源接通后且所述信号发生电路开始进行产生所述通信信号的动作之前，向所述第一开关元件2a的控制端子供给使所述第一开关元件2a接通的偏置电压；以及第二开关元件3a，其与所述第一开关元件2a的控制端子连接，在所述信号发生电路sg开始进行动作之后，按照所述通信信号进行接通和断开。

根据该结构，通信组件能够在原有的照明器具中追加。也就是说，能够直接利用原有的照明器具，简单地附加光通信功能，与设置新的光通信照明器具的情况相比，能够低成本地实现光通信功能。另外，能够在安装有通信组件的原有的照明器具的电源接通时防止过电压保护电路的错误动作。

(实施方式13)[e0062]

接着，说明实施方式13中的照明光通信装置。在实施方式12中，关于第一开关元件2a是常开型的开关晶体管的例子进行了说明。与此相对地，在实施方式13中，关于第一开关元件是常闭型的开关晶体管的例子进行说明。

图88是表示实施方式13中的照明光通信装置的结构例的电路图。该图与图85进行比较，通信组件10的电路结构不同。下面，以不同点为中心进行说明。

图88的通信组件10与图85进行比较，不同点在于代替第一开关元件2a而具备第一开关元件2b的点以及偏置电路1c的电路结构。

第一开关元件2b是常闭型的开关晶体管而非常开型。

偏置电路1c构成为在电源接通后第二开关元件3a断开时，向第一开关元件2b的控制端子供给成为正偏压的偏置电压，在电源接通后第二开关元件3a接通时，向第一开关元件2b的控制端子供给成为反偏压的偏置电压。具体地说，偏置电路1c具备第一电阻元件6r、第二电阻元件7r、电容器8、第三电阻元件9、第四电阻元件9a、二极管11d。

第一电阻元件6r和第二电阻元件7r串联连接在电源电路51a的电源线与接地线之间。

第三电阻元件9和第四电阻元件9a被串联连接。串联连接的第三电阻元件9和第四电阻元件9a电性耦合在电源电路的电源线与第一电阻元件6r的连接点和电源电路的电源线与第二电阻元件7r的连接点之间。在此，电性耦合包含直接连接的情况和间接连接的情况。例如，图88的第四电阻元件9a的一端经由二极管11d同第一电阻元件6r与第二电阻元件7r的连接点间接连接。

第一开关元件2b的一端与电源线连接，第一开关元件2b的另一端电性耦合于第一电阻元件6r与第二电阻元件7r的连接点。第一开关元件2b的控制端子连接于第三电阻元件9与第四电阻元件9a的连接点。

第二开关元件3a的一端与第一开关元件2b的控制端子连接，第二开关元件3a的另一端与接地线连接。

这样，偏置电路1c包括以下两级的分压电路：由第一电阻元件6r和第二电阻元件7r构成的分压电路；由第三电阻元件9和第四电阻元件9a构成的分压电路。在第二开关元件3a接通时，偏置电压成为反偏压，因此使第一开关元件2b断开。在电源接通后的期间且信号发生电路sg开始进行产生通信信号的动作之前的期间，由于第二开关元件3a断开，因此使第一开关元件2b成为接通，能够消除无负载状态。

信号发生电路sg的电源电压从电源电路51a的电源线经由第一电阻元件6r与第二电阻元件7r的连接点而向信号发生电路sg供给。因此，偏置电路1c具备与第二电阻元件并联连接的电容器8以使向信号发生电路sg供给的电源电压稳定化。

如以上说明的那样，实施方式13的照明光通信装置是进行使照明光的点亮和熄灭两个状态与二值的通信信号相对应的调制的照明光通信装置，其具备：电源电路51a，其具有过电压保护电路；作为光源的负载电路53，其与所述电源电路51a连接，发出所述照明光；与所述光源串联连接的第一开关元件2b；产生二值的所述通信信号的信号发生电路sg；偏置电路1c，其在电源接通后的期间且所述信号发生电路开始进行产生所述通信信号的动作之前的期间，向所述第一开关元件2b的控制端子供给使所述第一开关元件2b接通的偏置电压；以及第二开关元件3a，其与所述第一开关元件2b的控制端子连接，按照所述通信信号进行接通和断开。

在此，也可以是，所述第一开关元件2b是常闭型的开关晶体管，所述第二开关元件连接在所述第一开关元件2b的控制端子与接地线之间，所述偏置电路1c在电源接通后所述第二开关元件断开时，向所述第一开关元件2b的控制端子供给成为正偏压的偏置电压，在电源接通后所述第二开关元件接通时，向所述第一开关元件2b的控制端子供给成为反偏压的偏置电压。

根据该结构，由于使用常闭型的开关晶体管，因此能够消除电源接通时的无负载状态，并防止过电压保护电路的错误动作。

在此，也可以是，所述偏置电路1c包括串联连接在所述电源电路的电源线与接地线之间的第一电阻元件6r和第二电阻元件7r以及被串联连接的第三电阻元件9和第四电阻元件9a，所述第三电阻元件9和所述第四电阻元件9a电性耦合在所述电源电路的电源线与所述第一电阻元件6r的连接点和所述电源电路的电源线与所述第二电阻元件7r的连接点之间，所述第一开关元件2b的一端与所述电源线连接，所述第一开关元件2b的另一端电性耦合于所述第一电阻元件6r与所述第二电阻元件7r的连接点，所述第一开关元件2b的控制端子连接于所述第三电阻元件9与所述第四电阻元件9a的连接点，所述第二开关元件3a的一端与所述第一开关元件2b的控制端子连接，所述第二开关元件3a的另一端与所述接地线连接。

根据该结构，偏置电路1c包括以下两级分压电路：由第一电阻元件和第二电阻元件构成的分压电路；由第三电阻元件和第四电阻元件构成的分压电路。在第二开关元件接通时，偏置电压成为反偏压，因此使第一开关元件2b断开。

在此，也可以是，所述偏置电路1c包括与所述第二电阻元件并联连接的电容元件8，从所述电源电路的所述电源线经由所述第一电阻元件6r与第二电阻元件7r的连接点来向所述信号发生电路供给电力。

根据该结构，能够利用包括第一电阻元件和第二电阻元件的分压电路的分压值来作为信号发生电路的电源电压。

(比较参照例)[e0080]

接着，假定不具备偏置电路1c的照明光通信装置作为比较参照例，来与实施方式12进行比较说明。

图89是表示比较参照例中的照明光通信装置的结构例的电路图。该图与图85或图88相比，不同点在于通信组件10不具备偏置电路1c。即，通信组件10具备第一开关元件73、缓冲器74、信号发生电路sg以及电容器76c。该通信组件10具有利用通信信号来对照明光进行100％调制的功能，但是不具有偏置电路1c的功能，因此在电源接通时的上升期间，电源电路51a产生无负载的状态，可能产生过电压保护电路的错误动作。

图90是图89的比较参照例中的照明光通信装置的各部电位的时间图。在此，设图89的dc-dc转换器64是图86的结构。

在图90中，(a)、(b)、(c)表示过电压保护电路64a未进行错误动作的情况下的各部电压、电流的时间过程。(a)转换器振荡输出表示图86的误差放大器a1的输出端子、或开关sw1的控制端子的电压的时间过程。(b)led电流表示流过光源即负载电路53的电流的时间过程。(c)通常输出电压表示过电压保护电路64a未进行错误动作的情况下的电源电路51a的输出电压的时间过程。

在时刻t1，电源被接通，(a)转换器振荡输出开始有效地输出，在时刻t2，(b)led电流开始流动。在时刻t2(c)通常输出电压未达到过电压保护电平的状态下，(b)led电流开始流动而消除了无负载状态。也就是说，时刻t1至时刻t2的期间是无负载状态，但是时刻t2至时刻t3的期间消除了无负载状态。在(c)通常输出电压未达到过电压保护电平的状态下，由于消除了无负载状态，因此没有产生过电压保护电路64a的错误动作。

与此相对地，图90的(d)、(e)、(f)表示过电压保护电路64a进行错误动作的情况下的各部电位的时间过程。(d)无负载时输出电压表示过电压保护电路进行错误动作的情况下的电源电路51a的输出电压的时间过程。(e)锁存电路la的输出表示过电压保护电路进行错误动作的情况下的图86的锁存电路la的输出电压的时间过程。(f)锁存时振荡输出表示过电压保护电路进行错误动作的情况下的误差放大器a1的输出端子、或开关sw1的控制端子的电压的时间过程。在图90的(d)、(e)、(f)中，信号发生电路sg的上升慢，在时刻t3成为信号发生电路sg没有开始进行动作、即led电流没有流动的无负载状态。因此，(d)无负载时输出电压在时刻t3超过了过电压保护电平l1，(e)锁存电路la的输出变为高电平，(f)锁存时振荡输出停止。也就是说，在时刻t3，过电压保护电路64a进行错误动作，使电源供给停止。

这样，如果电源接通后的期间且信号发生电路sg开始进行产生通信信号的动作之前的期间是无负载状态，则可能产生过电压保护电路64a的错误动作。

(变形例)

接着，说明照明光通信装置的变形例。

图91是表示实施方式12或13中的照明光通信装置的变形例的电路图。该图的照明光通信装置与图85或图88相比，电源电路51a内部的电路结构不同。下面，以不同点为中心进行说明。

在图85或图88的电源电路51a中，通过恒定电流反馈电路67进行使输出电流的平均值恒流化的反馈控制，与此相对地，构成为在图91的电源电路51a中进行开关电流的阈值控制。

图91的电源电路51a具备整流桥62、电容器63、dc-dc转换器64。dc-dc转换器64具备电感80、开关元件81、二极管66d、电阻82、信号源83、触发器84、比较器85、恒压源86、电容器87、电阻88、二极管89、驱动器90、栅极电阻91。

电感80、开关元件81以及二极管66d是将dc-dc转换器64构成为降压转换器(buckconverter)的基本的电路要素。

使开关元件81接通和断开的控制通过信号源83、触发器84、比较器85及其周边的电路来进行，并进行开关元件81的开关电流的阈值控制。即，该开关电流还是经由负载电路53(发光二极管)的电流，能够通过阈值控制而得到恒定电流反馈的替代功能。使用图92来说明这样的dc-dc转换器64的动作。

图92是表示图91的电源电路51a中的开关电流的阈值控制的波形图。其中，图92表示图91中端子t1与t2间短路的情况、或者在端子t1和t2上连接通信组件10且晶体管2维持接通状态的情况下的波形。

在图92中，设置信号s是从信号源83向触发器84的设置输入端子s输入的信号。正输入信号是向比较器85的正输入端子输入的信号，表示电阻82的电压降、即流过开关元件81的电流的大小。复位信号r是向触发器84的复位输入端子输入的信号。输出信号q是从触发器84的输出端子q输出的信号。输出信号q经由驱动器90和电阻91而成为开关元件81的栅极信号。开关电流是流过开关元件81的电流，被检测作为电阻82的电压降。

设置信号由信号源83生成，周期性地成为高。当设置信号s变为高时，rs触发器84的输出信号q变为高。输出信号q经由驱动器电路90和栅极电阻91被输入到开关元件81(mosfet)的栅极。如果输出信号q变为高，则开关元件81变为接通。

开关电流(流过开关元件81的电流)的大小被检测作为电阻82的电压降，并输入到比较器85的正输入端子，与对比较器85的负输入端子施加的基准电压vref进行比较。当该电压降达到基准电压vref时，比较器85的输出成为高，通过由电容器87和电阻88构成的微分电路而被转换为脉冲，输入到rs触发器84的复位输入端子。在该时点，触发器84的输出信号q为低，开关元件81断开。检测流过开关元件81的电流的大小来作为上述开关电流，替代检测流过负载电路53的电流的大小。

这样的开关电流的阈值控制替代图85、图88的恒定电流反馈控制，以使输出电流的平均值固定化的方式发生作用。

此外，电源电路51a可以进行图85、图88的恒定电流反馈控制，也可以进行图91的开关电流阈值控制。

此外，图91的电源电路51a也可以具备过电压保护电路64a。在该情况下，图91的电源电路51a具备图86所示的过电压保护电路64a，and电路g1的非反转输入端子与触发器84的输出端子q连接。

电源电路51a也可以如图85和图88那样进行用于使供给的电流的平均值固定的反馈控制。

另外，电源电路51a也可以如图91那样包括具有电感80和开关元件81的降压转换器(即，dc-dc转换器64)，检测流过开关元件81的电流的大小，根据检测出的值与规定值的差分来控制开关元件81的接通和断开。

此外，在第一开关元件2a或2b为电压驱动型的情况下，上述的偏置电压可以是具有被偏置的电压值的偏置电压，如果第一开关元件2a或2b为电流驱动型，则上述的偏置电压也可以是具有被偏置的电流值的偏置电流。

(实施方式14)[f0019]

在实施方式14～18中，关于照明光通信装置的电源电路具备恒定电压反馈电路来代替恒定电流反馈电路的结构进行说明。

认为在代替恒定电流反馈型的电源而具备恒定电压反馈型的电源的情况(例如，专利文献3的图1)下，led电流不容易产生较大的过冲，能够降低上述的过冲的问题。但是，在具备恒定电压反馈型电源的情况下，如果进行进行100％调制的可见光通信，则产生由于开关的断续而使平均电流下降由此照明光的亮度下降这样的问题。

在本实施方式中，关于即使在使用恒定电压反馈型的电源进行100％调制的光通信的情况下也抑制因开关的断续所致的亮度的下降且不容易产生接收装置的接收错误的照明光通信装置和通信组件进行说明。

本实施方式所涉及的照明光通信装置的一个方式具备：发出照明光的光源；开关，其与所述光源串联连接，使流过所述光源的电流断续；信号发生电路，其产生用于对所述开关的接通和断开进行控制的二值的通信信号以对所述照明光进行调制；电流抑制电路，其与所述光源和所述开关串联连接，对流过所述光源的电流进行抑制以使其不超过与基准值对应的电流设定值；直流电源电路，其对被串联连接的所述光源、开关以及电流抑制电路施加直流电压；以及恒定电压反馈电路，其对所述直流电源电路进行控制使得对所述电流抑制电路施加的电压的平均值成为固定。

另外，本实施方式所涉及的通信组件的一个方式是相对于照明装置能够安装和拆卸的对照明光进行调制通信组件，其具备：与所述照明装置的光源串联连接的开关；信号发生电路，其产生用于对所述开关的接通和断开进行控制的二值的通信信号以对所述照明光进行调制；电流抑制电路，其与所述光源和所述开关串联连接，对流过所述光源的电流进行抑制；以及用于针对所述照明装置安装和拆卸的第一、第二及第三端子，其中，所述第一端子连接于由所述开关和所述电流抑制电路构成的串联电路的所述开关侧的一端，所述第二端子连接于所述串联电路中的所述开关与所述电流抑制电路的连接点，所述第三端子连接于所述串联电路的所述电流抑制电路侧的另一端。

根据本实施方式所涉及的照明光通信装置和通信组件，起到如下效果：即使在使用恒定电压反馈型的电源进行100％调制的光通信的情况下，也抑制因开关的断续所致的亮度的下降，并且不容易产生接收装置的接收错误。

[14.1照明光通信装置的结构][f0020]

首先，说明实施方式14的照明光通信装置的结构。

图93a是表示实施方式14中的照明光通信装置的结构的电路图。该照明光通信装置具备具有使输出恒压化的功能的电源电路52b、平滑电容器(平滑电路)65、负载电路53、开关sw、信号发生电路sg以及电流抑制电路73。

电源电路52b具备整流桥62、电容器63、作为直流电源电路的dc-dc转换器64以及恒定电压反馈电路67a。恒定电压反馈电路67a具备输入电阻68、放大器69、电容器70、电阻71以及基准电压源72。

电源电路52b通过整流桥62对商用电源(例如，交流100v)进行全波整流，并通过电容器63进行平滑之后，通过dc-dc转换器64转换为期望的直流电压。在dc-dc转换器64的输出两端间连接有平滑电容器65。另外，与平滑电容器65并联地连接有负载电路53、电流抑制电路73以及开关sw的串联电路。

电源电路52b形成一种恒定电压电源，即，将施加于电流抑制电路73的两端的电压经由恒定电压反馈电路67a反馈至电源电路52b的dc-dc转换器64，来将对电流抑制电路73施加的电压控制为固定。

平滑电容器65连接在电源电路52b的输出之间，使电源电路52b的输出平滑。

负载电路53包括串联连接在电源电路52b的输出之间的多个发光二极管，被供给电源电路的输出。多个发光二极管是发出照明光的光源。

开关sw以与负载电路53串联的方式被附加，使从电源电路52b向负载电路53供给的电流断续。

信号发生电路sg产生用于对开关sw的接通和断开进行控制的二值的通信信号以对照明光进行调制。通信信号被输入到开关sw的控制端子，使开关sw接通和断开。此外，信号发生电路sg可以重复地产生表示照明光通信装置所固有的id的通信信号，也可以根据从外部的装置输入的发送信号来产生通信信号。

[14.2电流抑制电路73的结构][f0028]

接着，说明电流抑制电路73的结构例。

电流抑制电路73以与负载电路53和开关sw串联的方式被附加，对流向负载电路53的电流的大小进行抑制。例如，也可以是，电流抑制电路73与作为光源的负载电路53和开关sw串联连接，根据基准值对流过负载电路53的电流进行抑制以使其不超过与基准值对应的电流设定值。这样的话，即使在使用恒定电压反馈型的电源进行100％调制的光通信的情况下，也能够抑制因开关的断续所致的亮度的下降。并且，能够降低在开关sw从断开变为接通的瞬间流过作为光源的负载电路53的电流所产生的过冲，因此能够降低接收装置的接收错误。

该电流抑制电路73由作为mosfet的晶体管74、与源极连接的电阻75、误差放大器77、基准源76以及控制电路6构成。

基准源76向误差放大器77的正输入端子输出基准值。基准值用于规定流过作为光源的负载电路53的电流的上限(电流设定值)。例如，基准值与电流设定值成比例。另外，基准源76可以输出基准值作为固定值，也可以根据信号发生电路sg产生的通信信号的序列模式(例如比特模式)来输出可变的基准值。

晶体管74与作为光源的负载电路53和开关sw串联连接，根据基准值对流向负载电路53的电流进行抑制。

电阻75是用于检测流过负载电路53的电流的大小的源极电阻。电阻75的源极侧端子与误差放大器77的负输入端子连接。

误差放大器77的正输入端子连接基准源76，负输入端上连接晶体管74的源极。误差放大器77将基准值与由电阻75检测出的电流值的差分放大，将放大后的信号输出到晶体管74的栅极。

控制电路6进行根据通信信号的序列模式来变更基准源76的基准值的控制以从基准源76输出可变的基准值。例如，控制电路6计算通信信号的部分接通占空比，在计算出的部分接通占空比为第一比率时，将所述基准值设为第一值，在部分接通占空比为比所述第一比率大的第二比率时，将所述基准值设为比所述第一值小的第二值。此时，控制电路6也可以与通信信号的部分接通占空比成反比例地变更基准值。“部分接通占空比”例如是与将最近的断开期间和紧邻该断开期间之前的接通期间加在一起得到的期间相对的、该接通期间的比例。或者，“部分接通占空比”也可以用通信信号中的最近的n比特的移动平均值代替。这样，在流过负载电路53的电流所产生的过冲的大小依赖于部分接通占空比的情况下，能够更适当地进行过冲的抑制。

[14.3电流抑制电路73的变形例][f0036]

接着，说明电流抑制电路73的第一～第三变形例。

图93a中的电流抑制电路73并不限定于该结构。例如，电流抑制电路73的内部结构也可以与图2～图4所示的电流抑制电路1的第一～第三变形例相同。

另外，图93a的照明光通信装置也可以如图93b所示那样将包括电流抑制电路73的部分设为能够安装和拆卸的通信组件10。

该通信组件10具有电流抑制电路73、开关sw、电容器65。图1a所示的通信组件10不包括电容器65，但是图93b所示的通信组件10包括电容器65。电容器65是使从dc-dc转换器64的输出电压平滑化的比较大容量的电容器。通信组件10能够具备内部电源电路，该内部电源电路基于电容器65的两端的电压生成通信组件10自身的电源电压。内部电源电路例如可以与图65的控制电源126相同，也可以是三端稳压器。由此，即使开关sw是断开的，也能够继续稳定地供给通信组件10内部的电源电压，从而容易确保需要的电力。

此外，图1a、图30a等其它的通信组件10也可以如图93b那样设为包括电容器65和内部电源电路的结构。

[14.4照明光通信装置的动作][f0051]

使用模拟结果来说明如以上那样构成的照明光通信装置的动作。

图94a、图94b、图97a、图97b表示代替图93a中的电流抑制电路73而使用图2的电流抑制电路1得到的模拟结果。图94a是表示代替图93a中的电流抑制电路73而使用图2的电流抑制电路1得到的第一模拟结果的图。在图94a中，表示将平滑电容器65的电容值设定为20uf、将来自信号发生电路sg的通信信号(调制信号)的频率设定为2.4khz并使开关sw的接通占空比可变为60％、75％、90％、100％四种的情况下的、led电流和输出电压波形。顺便提及，dc-dc转换器64的动作频率设定为65khz，未断续的情况下的负载电流(led电流)的平均值设定为240ma。各接通占空比的情况均为，led电流波形维持矩形波并使钳位电流值(峰值)变化，但是使电流抑制电路73的电压源可变使得不论接通占空比的值如何，led电流的平均值都成为固定(240ma)。此外，接通占空比越小，则输出电压的脉动成分越大。

图94b是表示代替图93a中的电流抑制电路73而使用图2的电流抑制电路1得到的第二模拟结果的图。对电流抑制电路73施加的电压如图94b所示那样呈现接通占空比越小则峰值越高的倾向。根据该倾向，无论是接通占空比大的情况还是小的情况，都能够将作为负载电路53的led的亮度大致保持固定。

使用表示比较例的图95、图96来说明接通占空比与led的亮度之间的关系。图95是表示接通占空比不同的两个通信信号与led电流之间的关系的示意图。其中，在图95中，表示不存在电流抑制电路73的案例、或电流抑制电路73的电流设定值为固定的案例。

通信信号(1)表示接通占空比比较大的情况，另外，通信信号(2)表示接通占空比比较小的情况。无论在通信信号(1)、(2)的哪个情况下，开关sw断续的情况下的led电流的平均值(电平ii)都小于未断续的情况下的平均值(电平i)。接通占空比小的通信信号(2)的电平ii比通信信号(1)的电平ii小。即，相比于未断续的情况下的电流值，断续的情况下的平均电流的值与其断开占空比成比例地下降。该情形表示如果由电流抑制电路73来控制电流设定值，则当为了进行光通信而使led负载断续时，可能产生亮度改变了的问题。

图96是表示电流设定值为固定的案例、或者不存在电流抑制电路73的案例中的、接通占空比与led电流之间的关系的图。从该图中，即使横轴的接通占空比发生变化，led电流的峰值(图95的电平i)也不变，接通占空比越小，则其平均值(图95的电平ii)越是下降。也就是说，接通占空比越小，则照明光逐渐变暗。也就是说，产生了因可见光通信所致的亮度的下降。

相对于图95和图96，在如图94a所示那样实施方式14中的照明光通信装置中，接通占空比越小，则led电流的峰值(即，电流设定值)越是增加。由此，无论接通占空比变小还是变大，都能够使led电流的平均值固定化，从而能够与开关sw的断续有无无关地且与接通占空比无关地将照明光的亮度维持固定。

图97a是表示代替图93a中的电流抑制电路73而使用图2的电流抑制电路1得到的第三模拟结果的图。图97a表示按每个接通占空比的、电流抑制电路73的最佳电流设定值。如图示的那样，通过按每个接通占空比来改变电流设定值，led电流的平均值能够固定化为未断续的情况下的值。也就是说，抑制因开关sw所致的亮度的下降。另外，如图97b所示，电流抑制电路73的损失(即，电流抑制电路73自身的消耗电力)也能够维持为低的值。

图98是表示图93a中的led电流、输出电压、sw电压以及电流抑制电路的电压的图。该图是用于根据来自信号发生电路sg的调制信号的接通占空比计算并求出电流抑制电路73的最佳电流设定值的说明图。设为实施方式14的照明光通信装置的前提的电源电路52b是恒定电压电源，且如已经说明的那样具有恒定电压反馈功能。作为典型的事例，具备如图93a所示那样的使用误差放大器的恒定电压反馈电路67a。通常附加用于确保反馈系统的稳定性的相位补偿电路。对于这样的相位补偿电路，使用包括积分要素的补偿电路以调整开环传递函数中的增益和相位，作为pi控制、或pid控制而众所周知。换言之，这样的相位补偿电路可以说是将对电流抑制电路73施加的电压的平均值控制为固定的单元。

当根据这一点并观察图98所示的各种波形时，首先，在开关sw接通时流动的led电流通过电流抑制电路73被维持为矩形波状。在开关sw断开的期间，负载电流被切断，因此输出电压上升，并且该电压被施加于开关sw。接着，在开关sw接通的期间，led电流流动，因此输出电压下降，并且该电压被施加于作为光源的负载电路53和电流抑制电路73。由于负载电路53的电流为矩形波，因此输出电压的变动量δvo被施加于电流抑制电路73，该电压波形的平均值vave通过恒定电压反馈电路67a被控制为固定值(在图98所示的事例中，为大约1v)。即，如果考虑负载电路53的电流值、平滑电容器65的电容值、接通占空比的可变范围等来适当地设定恒定电压反馈电路67a的基准电压源72，则能够将led电流波形维持为矩形波的同时将电流抑制电路73的损失抑制在大致期望的范围。另外，通过根据接通占空比而能够使led电流的削峰(peakcut)值iop改变为用式(1)所表示的值，能够与接通占空比的值无关地将led电流的平均值维持为固定值。

最佳电流设定值＝iop＝100×iave/ond(％)(1)

在此，iop为led电流的削峰值、即电流抑制电路73的最佳的电流设定值。iave为未断续的情况下的led电流平均值。ond为开关sw的接通占空比(％)。

通信信号的部分接通占空比与最佳的电流设定值之间的关系如图29b所示那样。图29b表示使用(1)式求出每个接通占空比的最佳的电流设定值的结果。在该图中，成为接通占空比ond与电流设定值成反比例的关系。

如以上那样，根据实施方式14中的照明光通信装置，能够抑制led电流的过冲，降低接收装置的错误动作，并且能够使未对照明光进行调制时的照明光的亮度与对照明光进行了调制时的照明光的亮度在人看起来为大致同等。

(实施方式15)[f0065]

基于图99a～图99c来说明实施方式15的照明光通信装置。

图99a是表示实施方式15中的照明光通信装置的结构的电路图。该图与图93a相比，不同点在于具备第一电流抑制电路73a和第二电流抑制电路73b来代替电流抑制电路73。另外，不同点还在于，开关sw、信号发生电路sg以及第二电流抑制电路73b以第一～第三端子t1～t3的部分能够安装和拆卸而作为通信组件10。下面，以不同点为中心进行说明。

第一电流抑制电路73a与作为光源的负载电路53和开关sw串联连接，对流过自身的电流进行抑制以使其不超过与第一基准值对应的第一电流设定值。具体地说，第一电流抑制电路73a由作为mosfet的晶体管74、与源极连接的电阻75、误差放大器77、基准源76构成。基准源76向误差放大器77的正输入端子输出第一基准值。第一基准值用于规定流过作为光源的负载电路53的电流中的第一电流设定值。例如，第一基准值与第一电流设定值成比例。基准源76将第一基准值作为固定值输出。

第二电流抑制电路73b与第一电流抑制电路73a并联连接，对流过自身的电流进行抑制以使其不超过与第二基准值对应的第二电流设定值。

图99c是表示实施方式15中的通信组件10和第二电流抑制电路73b的具体的结构例的电路图。该图的第二电流抑制电路73b是与图93a所示的电流抑制电路73同样的结构，同样地进行动作。将该图的基准源76的输出称为第二基准值。将根据第二基准值而流向第二电流抑制电路73b的电流的上限称为第二电流设定值。另外，以第一～第三端子部分能够安装和拆卸的通信组件10可以说是适合于以后附加的形式在原有的led照明器具中附加照明光通信功能的结构。图99b是表示未附加实施方式15中的通信组件10的照明光通信装置的结构的电路图。在如该图那样照明光通信装置(通常的照明装置)不具备通信组件10的情况下，具备将第一、第二端子t1、t2间连接的短路线s10即可。

使用模拟结果来说明图99a、图99c的动作。图100是表示针对图99a和图99c的电路例的模拟结果的图。作为模拟的主要的设定条件，将平滑电容器65的电容值设定为20uf，将来自信号发生电路sg的调制信号频率设定为2.4khz，将dc-dc转换器64的动作频率设定为65khz，将不使开关sw断续的情况下的负载电流(led电流)的平均值设定为240ma。

如图100所示，将基于第一电流抑制电路73a的基准源76a的第一基准值的第一电流设定值设为使开关元件sw未断续的情况下的电流值(240ma)(该图的原有电流值)。基于第二电流抑制电路73b的第二基准值的第二电流设定值随着开关sw的接通占空比变小而如图中的“追加电流值”那样增加。该图的理想设定值是第一电流设定值与第二电流设定值之和。由此，能够使led负载的平均电流值与接通占空比无关地设为固定。

接着，图101是实施方式15中的、用于根据来自信号发生电路sg的调制信号的接通占空比来通过计算而求出追加的第二电流抑制电路73b的最佳的第二电流设定值的说明图。还希望同时参照图29a所示的、表示断续的led电流的波形的说明图。如图98中已经说明的那样，第一电流抑制电路73a、第二电流抑制电路73b的第一、第二电流设定值分别是设定led电流的削峰值(iop)的值。在实施方式15中，由于第一电流设定值作为固定值而由第一电流抑制电路73a已经设定为未断续的情况下的led电流240ma，因此所追加的第二电流抑制电路73b的第二电流设定值(追加电流设定值)设定为用下式(2)表示的值为最佳。

iop2＝iave×[100/ond(％)-1](2)

在此，iop2为第二电流抑制电路73b的电流削峰值、即最佳追加电流设定。iave为未断续的情况下的led电流平均值。ond为开关sw的接通占空比(％)。

图101是表示与接通占空比相应的电流设定值的图。该图表示使用(2)式求出每个接通占空比的最佳电流设定值得到的结果。该图的合计电流设定值表示第一电流设定值与第二电流设定值之和。追加电流设定值表示第二电流设定值。在该例子中，第一电流设定值为240ma的固定值，第二电流设定值为0ma～240ma的可变值。

如以上那样，通过第一电流抑制电路73a、第二电流抑制电路73b来对流过开关sw的电流进行抑制以使其不超过第一电流设定值与第二电流设定值之和。通过将第一电流设定值设为固定、将第二电流设定值设为可变，能够使电路动作的精度更好，能够更适当地改善因开关sw的断续所致的照明光的亮度的下降的抑制。并且，能够降低led电流所产生的过冲，并降低接收装置的错误动作。另外，通过将第二电流抑制电路73b作为通信组件10的一部分而能够安装和拆卸，由此能够在原有的照明装置中容易地附加。

此外，图99a、图99c的通信组件10不包括开关sw和信号发生电路sg，只有电流抑制电路73b、第二和第三端子t2、t3的电路部分即可。在该情况下，在图99b中，代替短路线s10而具备开关sw和信号发生电路sg，在第一、第二端子间连接开关sw。

(实施方式16)[f0078]

基于图102来说明实施方式16的照明光通信装置。在此，配合与图93a相同的电路部位的标号，并以追加、变更了的电路部分为中心进行说明。在实施方式16中，代替图93a的控制电路6而具备恒定电流反馈电路167，由此说明在实施方式14中记述过的根据接通占空比而使基准源的值可变的具体的结构。

图102是表示实施方式16中的照明光通信装置的结构的电路图。图102与实施方式14(图93a)相比，代替使电流抑制电路73的基准源76可变的控制电路6，而新追加用于检测led电流的电阻66、恒定电流反馈电路167、电平移位器78来构成反馈系统。在恒定电流反馈电路167中，电阻66经由输入电阻168与误差放大器169的负输入端子连接，并且恒压源72c与该误差放大器169的正输入端子连接。另外，在所述误差放大器169的输出端子与该误差放大器169的负输入端子间连接增益调整用的电阻71r和相位补偿用的电容器170。

恒定电流反馈电路167对所述电流抑制电路73的误差放大器77的正输入端子的电压进行控制使得用于检测led电流的电阻66的电压降与恒压源72c的值一致。此外，电平移位器78是在所述电流抑制电路73的动作基准点与恒定电流反馈电路167的动作基准点不同的情况下所需要的。

图104～图106表示用于验证实施方式16(图102)的动作的模拟结果。作为模拟的主要的设定条件，将平滑电容器65的电容值设定为20uf，将来自信号发生电路sg的调制信号频率设定为2.4khz，将dc-dc转换器64的动作频率设定为65khz，将不使开关sw断续的情况下的负载电流(led电流)的平均值设定为240ma。

图104是表示针对图102的电路例的第三模拟结果的图。图104将横轴作为接通占空比而表示led电流的平均值、峰值(削峰值)、变动值(峰值的变化量)，不论接通占空比如何，都将led电流的平均值维持固定。另外，可知，变动幅度也小且led电流维持矩形波。

图105是表示针对图102的电路例的第二模拟结果的图。图105用波动率来表示该变动幅度，虽然能够看到有些变动，但是这些变动包含了高频波动。

图106是表示针对图102的电路例的第三模拟结果的图。图106将横轴作为接通占空比而表示由电流抑制电路73产生的电路损失。可知，不论接通占空比如何，损失都被抑制得较低。

根据图102所示的实施方式16的照明光通信装置，在使开关sw断续来进行光通信的情况下，不论开关sw的接通占空比如何，都能够将led电流的平均值维持固定，因此能够防止通信时作为照明的亮度变化、闪烁。另外，由于连接有电流抑制电路73，因此led电流波形维持矩形波，成为接收侧的错误动作要因的过冲也被抑制。并且，该电流抑制电路73的施加电压通过恒定电压反馈电路67a被抑制为期望的平均值，因此也能够降低电流抑制电路73中的电路损失。

(实施方式17)[f0086]

基于图103来说明实施方式17的照明光通信装置。在此，该图配合与图99相同的电路部位的标号，并以追加、变更了的电路部分为中心进行说明。在实施方式17中，说明在实施方式15中记述过的根据接通占空比而使第二基准值的值可变的具体的结构。

在图103中，作为使实施方式15(图99a、图99c)中的第二电流抑制电路73b的基准源76可变的方法，新追加用于检测led电流的电阻66、恒定电流反馈电路167、电平移位器78来构成反馈系统。在恒定电流反馈电路167中，电阻66经由输入电阻168与误差放大器169的负输入端子连接，并且恒压源72c与该误差放大器169的正端子连接。另外，在所述误差放大器169的输出端子与该误差放大器169的负输入端子间连接增益调整用的电阻71r和相位补偿用的电容器170。

恒定电流反馈电路167对第二电流抑制电路73b的误差放大器77的正输入端子的电压进行控制使得led电流的检测电阻66的电压降与恒压源72c的值一致。此外，电平移位器78是在第二电流抑制电路73b的动作基准点与恒定电流反馈电路167的动作基准点不同的情况下所需要的。

图107～图109表示用于验证实施方式17(图103)的动作的模拟结果。作为模拟的主要的设定条件，将平滑电容器65的电容值设定为20uf，将来自信号发生电路sg的调制信号频率设定为2.4khz，将dc-dc转换器64的动作频率设定为65khz，将不使开关sw断续的情况下的负载电流(led电流)的平均值设定为240ma。

图107是表示针对图103的电路例的第一模拟结果的图。图107将横轴作为接通占空比来表示led电流的平均值、峰值(削峰值)、变动值(峰值的变化量)，不论接通占空比如何，都将led电流的平均值维持固定。另外，可知，变动幅度也小且led电流维持矩形波。

图108是表示针对图103的电路例的第二模拟结果的图。图108用波动率来表示该变动幅度，虽然能够看到有些变动，但是这些变动包含了高频波动。

图109是表示针对图103的电路例的第三模拟结果的图。图109将横轴作为接通占空比来表示由第一电流抑制电路73a和第二电流抑制电路73b产生的电路损失。可知，不论接通占空比如何，损失都被抑制得较低。

根据图103所示的实施方式17，在使开关sw断续来进行光通信的情况下，不论该开关sw的接通占空比如何，都能够将led电流的平均值维持固定，因此能够防止通信时作为照明的亮度变化、闪烁。另外，由于连接有第一电流抑制电路73a和第二电流抑制电路73b，因此led电流波形维持矩形波，成为接收侧的错误动作要因的过冲也被抑制。并且，对该第一电流抑制电路73a、第二电流抑制电路73b施加的电压通过恒定电压反馈电路67a被控制为期望的平均值，因此也能够降低第一电流抑制电路73a和第二电流抑制电路73b中的电路损失。

除此之外，能够将图103的第二电流抑制电路73b、恒定电流反馈电路167、电平移位器78以及开关sw的电路部分设为后附加到原有的led照明器具中的通信组件，则具有能够容易地附加照明光通信功能的特点。此外，该通信组件也可以是不包括开关sw的、图103的第二电流抑制电路73b、恒定电流反馈电路167以及电平移位器78的电路部分。

(实施方式18)[f0095]

图110、图111中表示实施方式18的照明光通信装置。这些图的基本的主电路结构与图93a、图99a相同，附注了同一标号。图110、图111与图93a、图99a相比，不同点在于以框图的形式记载了控制电路6的具体的结构例和信号发生电路sg的具体的结构例。下面以不同点为中心进行说明。

图110和图111的控制电路6和信号发生电路sg与图83中的控制电路6和信号发生电路sg相同，是如已经说明的那样。

在此，图112a、图112b中表示对基准值或第二基准值进行切换的基准源76的电路例。

图112a是表示包括实施方式18中的基准源76的第一变形例的电流抑制电路的电路图。图112a所示的电流抑制电路73具备作为mosfet的晶体管2、与源极连接的电阻3、基准源76以及控制电路6。基准源76由恒压源4a、分压电阻r1、r6、r7、r8以及用于切换分压比的开关元件s01～s03构成。

控制电路6也可以根据通信信号的信号序列计算适当的基准电压的值、或者从预先构建的对应表中选择适当的基准电压的值来对开关元件s01～s03进行切换。分压电路的电阻器和开关元件的个数越多，则能够进行越精细的基准电压的切换。

另外，图112b是表示包括实施方式18中的基准源76的第二变形例的电流抑制电路的电路图。图112b的电流抑制电路73具备作为mosfet的晶体管2、与源极连接的电阻3、基准源76以及控制电路6。基准源76由恒压源4a、分压电阻r11、r12、r13、r14以及用于切换分压比的开关元件s01、s02构成。

恒压源4a的正电位侧经由电阻r11来与误差放大器5的正输入端子连接。在该连接点与恒压源4a的负电位侧之间设置电阻r12、r13、r14的串联电路，连接使电阻中的一个或两个短路的开关元件s01、s02而构成。

此外，图112a、图112b中的分压电路的电阻器和切换开关的个数越多，则能够进行越精细的基准电压的切换。

图110、图111所示的控制电路6的动作例是如使用图84a所示的流程图、图84b所示的移位寄存器6a的说明图、图84c所示的校正例的流程图已经说明的那样。

如以上那样，根据实施方式18，能够降低在开关sw从断开变为接通的瞬间流过光源(即，负载电路53)的电流所产生的过冲，由此能够降低接收装置的接收错误。并且，使用移位寄存器来计算部分接通占空比，根据计算出的部分接通占空比来决定所述基准值，因此能够动态地将基准值设为更适当的值。

如以上那样，实施方式14～18所涉及的照明光通信装置具备：发出照明光的光源；开关sw，其与所述光源串联连接，使流过所述光源的电流断续；信号发生电路sg，其产生用于对所述开关sw的接通和断开进行控制的二值的通信信号以对所述照明光进行调制；电流抑制电路73，其与所述光源和所述开关sw串联连接，对流过所述光源的电流进行抑制以使其不超过与基准值对应的电流设定值；dc-dc转换器64，其向被串联连接的所述光源、开关以及电流抑制电路施加直流电压；以及恒定电压反馈电路67a，其对所述直流电源电路进行控制使得对所述电流抑制电路施加的电压的平均值成为固定。

由此，即使在使用恒定电压反馈型的电源进行100％调制的光通信的情况下，也能够抑制因开关的断续所致的亮度的下降。并且，能够降低在开关sw从断开变为接通的瞬间流过光源(即，负载电路53)的电流所产生的过冲，由此能够降低接收装置的接收错误。

在此，所述电流抑制电路73具备：输出所述基准值的基准源76；晶体管74，其与所述光源和所述开关sw串联连接，根据所述基准值对流向所述光源的电流进行抑制；以及控制电路6，其测定所述通信信号的部分接通占空比，在部分接通占空比为第一比率时，将所述基准值设为第一值，在部分接通占空比为比所述第一比率大的第二比率时，将所述基准值设为比所述第一值小的第二值，其中，与所述第二值对应的所述电流设定值也可以小于与所述第一值对应的电流设定值。

由此，在过冲的大小依赖于部分接通占空比的情况下，能够适当地进行过冲的抑制。

在此，所述控制电路6也可以以所述电流设定值与所述部分接通占空比成反比例的方式变更所述基准值。

在此，所述控制电路6也可以变更所述基准值以满足下式。

i1＝(iave/ond)×100

在此，i1为所述电流设定值，iave为未进行基于所述开关的断续的对照明光的调制的情况下的流过所述光源的平均电流，ond为所述通信信号的部分接通占空比(单位为％)。

由此，能够抑制过冲，并且能够使未对照明光进行调制时的照明光的亮度与对照明光进行了调制时的照明光的亮度在人看起来为大致同等。

在此，所述控制电路6也可以具备：检测部168，其检测流过所述光源的电流的大小；以及恒定电流反馈电路167，其进行根据由所述检测部检测出的电流的大小来使所述基准值变化的反馈控制以使流过所述光源的电流的平均值固定。

另外，实施方式14～18所涉及的照明光通信装置具备：发出照明光的光源53；开关sw，其与所述光源串联连接，使流过所述光源的电流断续；信号发生电路sg，其产生用于对所述开关的接通和断开进行控制的二值的通信信号以对所述照明光进行调制；第一电流抑制电路73，其与所述光源和所述开关串联连接，对流过自身的电流进行抑制以使其不超过与第一基准值对应的第一电流设定值；第二电流抑制电路73b，其与所述第一电流抑制电路并联连接，对流过自身的电流进行抑制以使其不超过与第二基准值对应的第二电流设定值；dc-dc转换器64，其向被串联连接的所述光源、开关以及第一电流抑制电路施加直流电压；以及恒定电压反馈电路67a，其对所述直流电源电路进行控制使得所述直流电源电路的输出电压成为固定。

由此，即使在使用恒定电压反馈型的电源进行100％调制的光通信的情况下，也能够抑制因开关的断续所致的亮度的下降。并且，通过第一电流抑制电路、第二电流抑制电路来对流过开关的电流进行抑制以使其不超过第一电流设定值与第二电流设定值之和。通过将第一电流设定值设为固定、将第二电流设定值设为可变，能够使电路动作的精度更好，能够降低led电流所产生的过冲，从而能够降低接收装置的错误动作。

在此，所述第二电流抑制电路也可以变更所述第二基准值以满足下式。

i2＝(iave/ond)×100

在此，i2为所述第二电流设定值，iave为未进行基于所述开关的断续的对照明光的调制的情况下的流过所述光源的平均电流，ond为所述通信信号的部分接通占空比(单位为％)。

在此，所述第二电流抑制电路也可以具备：检测部，其检测流过所述光源的电流的大小；以及恒定电流反馈电路167，其进行根据由所述检测部检测出的电流的大小来使所述基准值变化的反馈控制以使流过所述光源的电流的平均值固定。

在此，也可以是，所述控制电路6具有使所述通信信号的开头n(n为2以上的整数)比特数据移位并进行保持的移位寄存器6a，针对从所述移位寄存器6a的末尾起的规定比特数的数据计算移动平均值来作为部分接通占空比，根据所述移位寄存器中所保持的n比特数据的比特模式对所述移动平均值进行校正，决定与校正后的值对应的基准值。

在此，也可以是，所述第二电流抑制电路具备控制电路6，该控制电路6具有使所述通信信号的开头n(n为2以上的整数)比特数据移位并进行保持的移位寄存器6a，所述控制电路6针对从所述移位寄存器6a的末尾起的规定比特数的数据计算移动平均值来作为部分接通占空比，根据所述移位寄存器中所保持的n比特数据的比特模式对所述移动平均值进行校正，决定与校正后的值对应的基准值。

在此，所述控制电路6也可以在所述移动平均值的校正中，在从所述移位寄存器的末尾起的第一比特为1且从末尾起的第二比特以后为0的情况下，对所述移动平均值乘以小于1的系数，以与连续为0的比特数相同的数量进行累乘。

在此，所述控制电路也可以在所述移动平均值的校正中，在从所述n比特数据的开头起的第一比特为1且从开头起的第二比特或第三比特以后为1的情况下，对所述移动平均值乘以大于1的系数，以与连续为1的比特数相同的数量进行累乘。

在此，作为部分接通占空比，所述控制电路也可以使用进行n(n为2以上的整数)值脉冲位置调制得到的所述通信信号的平均的接通占空比即(1-(1/n))×100(％)，来代替计算所述移动平均值。

在此，所述通信信号被进行n值脉冲位置调制，所述移位寄存器的比特数和移动平均的比特数也可以至少为n比特。

在此，也可以为，所述基准源具备产生固定电压的恒压源、对该恒压源进行分压的多个电阻元件以及与所述电阻元件串联或并联连接的一个以上的切换开关，所述控制电路根据校正后的值来控制所述一个以上的切换开关的接通和断开。

在此，也可以构成为所述第二电流抑制电路相对于所述照明光通信装置能够安装和拆卸。

另外，实施方式14～18所涉及的通信组件是相对于照明装置能够安装和拆卸的、对照明光进行调制的通信组件10，其具备：与所述照明装置的光源串联连接的开关sw；信号发生电路sg，其产生用于对所述开关的接通和断开进行控制的二值的通信信号以对所述照明光进行调制；电流抑制电路73，其与所述光源和所述开关串联连接，对流过所述光源的电流进行抑制；以及用于相对于所述照明装置能够安装和拆卸的第一、第二及第三端子t1～t3，其中，所述第一端子t1连接于由所述开关和所述电流抑制电路构成的串联电路的所述开关侧的一端，所述第二端子t2连接于所述串联电路中的所述开关与所述电流抑制电路的连接点，所述第三端子t3连接于所述串联电路的所述电流抑制电路侧的另一端连接。

由此，通信组件能够在原有的照明器具中追加。也就是说，能够直接利用原有的照明器具，简单地附加光通信功能，与设置新的光通信照明器具的情况相比，能够低成本地实现光通信功能。另外，即使在使用恒定电压反馈型的电源进行100％调制的光通信的情况下，也能够抑制因开关的断续所致的亮度的下降。并且，由于降低在开关从断开变为接通的瞬间流过所述光源的电流所产生的过冲，因此能够降低接收装置的接收错误。

(实施方式19)[g0005]

一般地，在通过pwm(脉宽调制)进行调光的照明装置中想要实现可见光通信的情况下，由于pwm控制和用于可见光通信的调制混在一起，从而存在色彩不均衡的情况。

因此，在实施方式19中，关于能够抑制色彩不均衡的照明光通信装置进行说明。

本实施方式的一个方式所涉及的照明光通信装置具备：发出相互不同的颜色的光的多个照明部；调光控制部，其对所述多个照明部各自的调光水平进行控制；以及调制控制部，其通过调制来在所述多个照明部发出的光中叠加信号，该调制是指随时间切换所述多个照明部各自的发光和不发光的，所述多个照明部中的各个照明部具备：发出所述光的光源；开关，其与所述光源串联连接，使流过所述光源的电流断续；以及电源电路，其向所述光源供给电力，其中，所述调光控制部针对所述多个照明部中的各个照明部控制所述电源电路，在所述调光水平高于基准水平的情况下进行振幅调光，该振幅调光是指对所述照明部发出的光的强弱进行控制，在所述调光水平低于所述基准水平且未进行所述调制的情况下进行pwm调光，该pwm调光是指对在所述照明部的发光和不发光的重复周期中的发光时间所占的比例即接通占空比进行控制，所述调制控制部在进行所述调制的情况下，针对所述多个照明部中的各个照明部，在所述调光水平高于所述基准水平的情况下，通过控制所述开关来进行调制；在所述调光水平低于所述基准水平的情况下，(1)不进行基于所述电源电路的所述pwm调光，(2)通过控制所述开关，来同时进行所述调制和所述pwm调光，并且进行第一控制，该第一控制是指以使发光开始定时与其它的照明部同步的方式进行调制。

另外，本实施方式的一个方式所涉及的接收装置具备：受光部，其接收通过随时间切换发光和不发光的调制而叠加有信号的、相互不同的颜色的多个光；以及解调部，其(1)在由所述受光部接收到的所述多个光各自的亮度相对于其它各个光的亮度的比率全部大于预先决定的值的情况下，使用所述多个光对所述信号进行解调，(2)在多个所述比率中的一个小于所述预先决定的值的情况下，使用所述多个光中的、所述比率小于预先决定的所述值的光以外的光来对所述信号进行解调。

根据本实施方式所涉及的照明光通信装置和接收装置，能够抑制色彩不均衡。

[19.1照明光通信装置的结构][g0013]

首先，说明实施方式19所涉及的照明光通信装置的结构。图113是表示实施方式19所涉及的照明光通信装置100的结构的框图。

图113所示的照明光通信装置100作为通过对照明光的强度进行调制来发送信号的可见光通信发送器而发挥功能。另外，照明光通信装置100例如是投射彩色光的rgb投光器。该照明光通信装置100具备照明部201r、201g及201b、调光控制部202以及调制控制部203。

照明部201r发出红色光，照明部201g发出绿色光，照明部201b发出蓝色光。

调光控制部202对照明部201r、201g以及201b各自的调光水平(亮度)进行控制。具体地说，调光控制部202根据投射的光的色调及亮度等，生成用于对照明部201r、201g以及201b各自的调光水平进行控制的调光信号s1r、s2r以及s3r。

调制控制部203通过随时间切换照明部201r、201g以及201b的发光和不发光的调制，来在照明部201r、201g以及201b发出的光中叠加通信信号(可见光信号)。具体地说，调制控制部203根据通过可见光通信发送的通信信号来生成二值的调制信号s2r、s2g以及s2b。此外，调制信号生成部123可以重复产生表示照明光通信装置100所固有的id的调制信号s2r、s2g以及s2b，也可以根据从外部的装置输入的通信信号来产生调制信号s2r、s2g以及s2b。

此外，下面，将用于在照明光中叠加可见光信号(通信信号)的调制仅称为“调制”，将使用用于调光的pwm进行的调制称为“pwm调光”。此外，在后面记述关于pwm调光的详细内容。

另外，在此，记述了照明光通信装置100具有rgb三种颜色的照明部的例子，但是照明部发出的颜色和照明部的数量不限于此，例如，照明光通信装置100也可以具有四种颜色以上的照明部。

[19.2照明部的结构][g0020]

下面，说明照明部201r、201g以及201b的结构。此外，照明部201r、201g以及201b的结构相同，因此在下面仅说明照明部201r的结构。

图114是表示照明部201r的结构的图。如图114所示，照明部201r具备光源101、电源电路102、调光信号接收部104、调制开关121、电流抑制电路122、控制电源126以及驱动电路128。

光源101包括1个以上的发光元件(例如，led)，发出照明光。

调光信号接收部104接收由调光控制部202生成的调光信号s1r。

电源电路102向光源101供给电力。该电源电路102具备电源111、dc-dc转换器112、电容器113、检测电阻114以及恒定电流反馈电路115。

电源111向dc-dc转换器112输出直流电压。dc-dc转换器112将从电源111供给的直流电压转换为期望的电压v0，向光源101输出电压v0。电容器113连接在dc-dc转换器112的输出端子间。

检测电阻114用于检测流向光源101的电流。恒定电流反馈电路115对dc-dc转换器112的输出电压v0进行控制使得流过检测电阻114的电流、即流向光源101的电流成为固定。

另外，dc-dc转换器112根据由调光信号接收部104接收到的调光信号s1r，来对输出电压v0进行控制。具体地说，dc-dc转换器112进行对光源101发出的光的强弱进行控制的振幅调光以及对光源101的发光和不发光的重复周期中的发光时间所占的比例即接通占空比进行控制的pwm调光。

控制电源126基于从电源电路102输出的电压v0来生成电流抑制电路122等的电源电压，将所生成的电源电压向电流抑制电路122等供给。另外，控制电源126具备pwm检测电路127a，该pwm检测电路127a根据电压v0来检测是否进行pwm调光。

调制开关121与光源101串联连接，使从电源电路102向光源101供给的电流断续。调制开关121例如是晶体管(例如mosfet)。

驱动电路128根据由调制控制部203生成的调制信号s2r来生成向调制开关121的控制端子(栅极)供给的信号。

电流抑制电路122与光源101和调制开关121串联连接，对流向光源101的电流进行抑制。具体地说，电流抑制电路122对流过光源101的电流进行抑制(钳制)以使其不超过电流设定值is。

该电流抑制电路122包括作为mosfet的晶体管131、电流设定电路132、放大器133以及与晶体管131的源极连接的电阻即电流检测电路134。

电流设定电路132向放大器133的正输入端子输出基准值。基准值用于规定流过光源101的电流的上限(电流设定值is)。例如，基准值与电流设定值成比例。另外，电流设定电路132输出可变的基准值。此外，电流设定电路132也可以将基准值作为固定值来输出。

晶体管131与光源101和调制开关121串联连接，根据基准值对流向光源101的电流进行抑制(钳制)。

电流检测电路134是用于检测流过光源101的电流的大小的源极电阻。电流检测电路134的晶体管131侧的端子与放大器133的负输入端子连接。

放大器133的正输入端子与电流设定电路132连接，放大器133的负输入端子与晶体管131的源极端子连接。放大器133将从电流设定电路132输出的基准值与由电流检测电路134检测出的电流值的差分放大，将放大后的信号输出到晶体管131的栅极。

此外，图114所示的电路结构是一例，照明部201r不需要具备图114所示的全部结构要素。例如，照明部201r可以不具备电流抑制电路122和控制电源126的至少一个。

另外，电源电路102的结构也是一例，并不限定于该结构。例如，电源电路102也可以不具备检测电阻114和恒定电流反馈电路115。另外，dc-dc转换器112可以进行恒定电流控制。例如，dc-dc转换器112也可以进行开关电流阈值控制。或者，电源电路102也可以代替恒定电流控制而进行恒定电压控制。例如，电源电路102也可以代替检测电阻114和恒定电流反馈电路115而具备恒定电压反馈电路，以及dc-dc转换器112也可以进行恒定电压控制。

另外，电流抑制电路122的结构也是一例，只要是能够对流向光源101的电流进行抑制(钳制)的结构，就不限定于此。

[19.3调制动作][g0040]

以下，利用照明光通信装置100来说明调制动作。图115是用于说明由照明光通信装置100进行的调制动作的图。如图115所示，根据调制信号s2r来使调制开关121接通/断开。在此使用的调制方式例如遵照由jeita-cp1223规定的1-4ppm传输方式。具体地说，2比特的数据被转换为4个时隙的脉冲。始终是该4个时隙中的3个时隙为高电平(接通)，1个时隙为低电平(断开)。

另外，在图115的例子中，电流设定值is是固定的。

在此，在进行用于可见光通信的调制的情况下，紧接着调制开关121接通之后，如图115的虚线所示那样，产生流向光源101的电流即led电流瞬间增加的过冲。存在产生由于该过冲的产生而在可见光接收器中无法正确地接收信号的情况这样的问题。

另一方面，在实施方式19所涉及的照明光通信装置100中，通过设置电流抑制电路122，能够将led电流的最大值限制为电流设定值is。由此，如图115所示那样，能够抑制过冲的产生。由此，能够降低可见光通信中的接收错误。

此外，图114所示的恒定电流反馈电路115也具有使led电流固定的功能，但是利用该恒定电流反馈电路115的恒定电流控制是时间常数比较大的控制。也就是说，该恒定电流控制是使规定期间的平均电流固定的控制，无法抑制如图115所示那样的瞬间产生的过冲。

并且，在实施方式19中，如图114所示，光源101、调制开关121以及电流抑制电路122按该顺序被串联连接在电源电路102的电源端子与gnd端子之间。另一方面，作为光源101、调制开关121以及电流抑制电路122的连接方式，还考虑按光源101、电流抑制电路122以及调制开关121的顺序连接。

然而，在这样的连接方式中，由于电流抑制电路122不与电源电路102的gnd端子连接，因此存在动作变得不稳定的问题。具体地说，在调制开关121断开的状态下，电流抑制电路122的gnd成为浮游(浮置)的状态，因此gnd的电位变动变大。另一方面，在实施方式19中，通过使用图114所示的连接方式，电流抑制电路122始终与gnd端子连接，因此不论调制开关121的状态如何都能够使稳定的动作提高。

此外，在上述说明中，作为调制方式，使用在断开期间将led电流完全切断的100％调制方式，但是也可以使用相比于接通期间而使断开期间的led电流降低的方式。

另外，在图114中，记述了光源101、调制开关121以及电流抑制电路122按该顺序被串联连接的例子，但是光源101、调制开关121以及电流抑制电路122的串联连接的顺序不限于此。

[19.4调光动作][g0049]

以下，利用照明光通信装置100来说明调光动作。图116是用于说明利用照明光通信装置100的调光动作的图。

如图116所示，调光控制部202在调光水平高于基准水平的情况下(图116的调光水平5～3)，进行对照明部201r发出的光的强弱进行控制的振幅调光。具体地说，通过根据调光信号s1r来控制电源电路102输出的电压或电流，由此控制流向光源101的led电流的电流值。更具体地说，控制为调光水平越低则led电流的电流值越小。

另外，调光控制部202在调光水平低于基准水平的情况下(图116的调光水平2～1)，进行对照明部201r的发光和不发光的重复周期中的发光时间所占的比例即接通占空比进行控制的pwm调光。具体地说，根据调光信号s1r来控制电源电路102输出的电压或电流的接通占空比。更具体地说，控制为调光水平越低则接通占空比越小。

[19.5问题][g0052]

在此，在仅将上述调制动作与调光动作组合的情况中，如果对调制动作和调光动作没有相互考虑，则产生以下的问题。如图117所示，在pwm调光与调制同时进行的情况下，由于通过各控制而个别地使开关断开，因此导致平均亮度减小。由此，如图117所示那样，存在以下问题：在仅对一个颜色(在图117中为红色光)进行pwm调光的情况下，导致色调产生了偏差。并且，在接收装置中检测上升沿的情况下，在图117中，红色光的上升与其它颜色的上升产生了偏差，因此红色光被检测为噪声，存在接收精度下降的问题。

[19.6整体动作][g0053]

图118是照明光通信装置100的动作的流程图。图118所示的处理针对各颜色依次进行。另外，在调光水平被变更时、或以规定的时间间隔重复进行。

在不进行调制的情况下(s101：“否(no)”)，调光控制部202进行如图116所示那样的通常的调光控制。具体地说，调光控制部202在不进行pwm调制的情况下、也就是说调光水平高于基准水平的情况下(s102：“否”)，进行通常的振幅调光(s103)，在进行pwm调制的情况下、也就是说调光水平低于基准水平的情况下(s102：“是(yes)”)，进行通常的pwm调光(s104)。

另一方面，在进行调制且未进行pwm调光的情况下(s101：“是”且s105：“否”)，调光控制部202进行振幅调光，调制控制部203进行如图115所示那样的通常的调制(s106)。此外，在该情况下，向照明部201r、201g以及201b供给的调制信号s2r、s2g以及s2b是相同的信号，在相同的定时切换照明部201r、201g以及201b的发光和不发光。

另外，调光控制部202在进行调制的情况和不进行调制的情况中可以使用相同的振幅调光的方法，也可以使用不同的方法。例如，调光控制部202也可以在进行调制的情况和不进行调制的情况中进行振幅调光使得平均亮度(led电流的平均值)相同。具体地说，在使用4ppm的情况下，由于亮度值减小为75％，因此在进行调制的情况下，也可以使亮度值(led电流)增加以抵消该减小。换言之，在指定的调光水平相同的情况下，进行调制的情况下的led电流的电流值(接通区间的电流值)也可以高于不进行调制的情况下的led电流的电流值。

另一方面，在进行调制且进行pwm调光的情况下(s101：“是”且s105：“是”)，照明光通信装置100判定对象颜色的调光水平相比于其它的所有颜色的调光水平是否非常低(s107)。具体地说，照明光通信装置100计算对象颜色的调光水平(例如红色)相对于各个其它颜色的调光水平(绿色和蓝色)的比率。照明光通信装置100在计算出的所有比率低于预先决定的值的情况下，判定为对象颜色的调光水平相比于其它的所有颜色的调光水平非常低。此外，照明光通信装置100计算对象颜色的调光水平(例如红色)与各个其它颜色的调光水平(绿色和蓝色)的差，在计算出的所有的差大于预先决定的值的情况下，也可以判定为对象颜色的调光水平相比于其它的所有颜色的调光水平非常低。

在不满足上述条件的情况下、也就是说计算出的比率中的至少一个高于预先决定的值的情况下(s107：“否”)，调光控制部202不进行pwm调光，调制控制部203进行考虑了pwm的调制(s108)。此外，在后面记述该处理的详细内容。

在满足上述条件的情况下、也就是说计算出的比率全部低于预先决定的值的情况下(s107：“是”)，调制控制部203不进行调制，调光控制部202进行考虑了调制的接通占空比的pwm调光(s109)。此外，在后面记述该处理的详细内容。

[19.7第一动作例][g0060]

以下，说明调光控制部202不进行pwm调光而调制控制部203进行考虑了pwm的调制的第一动作例(图118的s108)的详细内容。图119是用于说明该第一动作例的图。

图119所示的例子是仅照明部201r的调光水平低于基准水平的情况下的例子。另外，红色光的相对强度(r)为0.1，绿色光的相对强度(g)为1.0，蓝色光的相对强度(b)为0.2。在此，相对强度是指将多个颜色的光的信号强度中的最高的信号强度设为1.0的情况下的、各信号的信号强度相对于该最高的信号强度的比率。

如图119所示，调制控制部203对照明部201r进行控制使得照明部201r的发光开始定时与照明部201g和201b的发光开始定时相同。换言之，调制控制部203在进行调制的情况下且调光水平低于基准水平的情况下，对照明部201r进行控制使得发光开始定时与调光水平高于基准水平的情况下的调制(图118的s106)相同。

另外，调制控制部203设定考虑了pwm调光的接通占空比。具体地说，进行调光使得在进行调制且调光水平高于基准水平的情况下(图118的s106)的接通占空比与在不进行调制且调光水平低于基准水平时进行的pwm调光的情况下(图118的s104)的接通占空比之积等于接通占空比。例如，在进行基于4ppm的调制的情况下，进行调制的情况下的接通占空比为75％。因此，在进行pwm调光的情况下的接通占空比为50％的情况下，调制控制部203进行调制使得接通占空比成为32.25％。

在此，在接通占空比为预先决定的阈值(例如75％)以上的情况下，断开区间(暗的区间)的比例过少，由此有可能接收装置无法正确地接收信号。因此，在实施方式19中，进行控制使得接通占空比不为预先决定的阈值以上。也就是说，在这样的情况下，代替变更接通占空比而通过振幅调光来进行调整。

这样，实施方式19所涉及的照明光通信装置100具备：发出相互不同的颜色的光的多个照明部201r、201g以及201b；调光控制部202，其对多个照明部201r、201g以及201b各自的调光水平进行控制；以及调制控制部203，通过调制来在多个照明部201r、201g以及201b发出的光中叠加信号，该调制是指随时间切换多个照明部201r、201g以及201b各自的发光和不发光。多个照明部201r、201g以及201b各自具备发出光的光源101、与光源101串联连接并使流过光源101的电流断续的调制开关121以及向光源101供给电力的电源电路102。调光控制部202通过针对多个照明部201r、201g以及201b分别控制电源电路102，由此在调光水平高于基准水平的情况下进行振幅调光，该振幅调光是指对照明部发出的光的强弱进行控制(图118的s103和s106)，在调光水平低于基准水平且不进行调制的情况下进行pwm调光，该的pwm调光是指对在照明部的发光和不发光的重复周期中的发光时间所占的比例即接通占空比进行控制(图118的s104)。调制控制部203在进行调制的情况下，针对多个照明部201r、201g以及201b的各个照明部，在调光水平高于基准水平的情况下(图118的s106)，通过控制调制开关121来进行调制，在调光水平低于基准水平的情况下，(1)不进行基于电源电路102的pwm调光(使pwm调制功能停止)，(2)通过控制调制开关121，来同时进行调制和pwm调光，并且进行第一控制(第一动作例)，该第一控制是指以使发光开始定时与其它的照明部同步的方式(以使调制信号的上升与其它的照明部同步的方式)进行调制(图118的s108)。

由此，照明光通信装置100在同时进行pwm调光和调制的情况下，能够抑制各颜色的信号的相位(上升定时等)产生偏差，并且能够通过考虑pwm调光得到的接通占空比来进行调制。由此，能够抑制色彩不均衡。

并且，在同时进行pwm调光和调制的情况下，能够由调制控制部203进行全部的控制，因此能够抑制处理复杂化。

[19.8第二动作例][g0068]

以下说明调制控制部203不进行调制、调光控制部202进行考虑了调制的接通占空比的pwm调光的第二动作例(图118的s109)的详细内容。图120是用于说明该第二动作例的图。

图120所示的例子是仅照明部201r的调光水平低于基准水平的情况的例子。另外，红色光的相对强度(r)为0.1，绿色光的相对强度(g)为1.0，蓝色光的相对强度(b)为1.0。也就是说，是红色光的调光水平相比于其它的所有颜色的调光水平非常低的情况。

如图120所示，不进行调制而仅进行pwm调光。另外，作为pwm调光，进行考虑了调制时的接通占空比的控制。具体地说，调光控制部202对照明部201r进行pwm调光，使得在进行调制且调光水平高于基准水平的情况下(图118的s106)的接通占空比与在不进行调制且调光水平低于基准水平时进行的pwm调光的情况下(图118的s104)的接通占空比之积等于接通占空比。

例如，在进行基于4ppm的调制的情况下，进行调制的情况下的接通占空比为75％。因此，在进行pwm调光时的接通占空比为50％的情况下，调光控制部202进行调制使得接通占空比成为32.25％。

另外，与第一动作例不同，在第二动作例中，红色光的上升与其它颜色的光的上升不一致。

在该情况下，在接收装置中使用所有颜色的光进行调制的情况下，红色光被识别为噪声，接收精度下降。另一方面，在只有一个颜色的强度低的情况下，接收装置容易判别出该强度低的颜色。因此，接收装置不使用强度低的颜色的信号而仅基于其它颜色的信号来对信号进行解调，因此能够抑制接收装置中的接收精度的下降。

另外，作为实现照明光通信装置100的功能的方法，有在不支持可见光通信的照明装置中安装用于实现可见光通信功能的扩展的通信组件的方法。例如，不支持可见光通信的照明装置包括图114所示的光源101和电源电路102。另外，在照明装置中没有安装通信组件的状态下，使光源101的阴极(cathode)与电源电路102的gnd端子短路。

另外，通信组件包括图114所示的调制开关121、电流抑制电路122、控制电源126及驱动电路128等以及图113所示的调光控制部202及调制控制部203等。此外，照明装置具有通常的调光控制功能。因此，也可以是通信组件包含调光控制部202的全部功能来替换照明装置的调光控制功能的结构，还可以在通信组件中仅包含实施方式19中扩展的调光控制部202的功能并在照明装置的调光控制功能中追加该扩展的功能。具体地说，扩展的功能是指进行控制以在步骤s108中不进行pwm调光的功能和进行控制以在步骤s109中进行考虑了调制的接通占空比的pwm调光的功能等。

在此，在使用这样的后附加的通信组件的情况下，如图114所示，使用基于电源电路102的输出电压v0生成通信组件用的电源的控制电源126。然而，在进行pwm控制的情况下，由于电压v0发生变动，因此难以在控制电源126中稳定地生成通信组件用的电源。因此，在如第二动作例那样进行pwm调光的情况下，通过进行控制以不进行调制，由此在进行pwm调光时，能够使通信组件的动作停止，因此能够实现稳定的动作。

例如，在图114所示的pwm检测电路127a检测到电源电路102的pwm控制的情况下，能够使通信组件的功能(调制功能)停止。

这样，在进行调制的情况下并在调光水平低于基准水平且对象照明部的调光水平相对于各个其它照明部的调光水平的比率全部大于预先决定的值的情况下(图118的s107：“否”)，调制控制部203针对对象照明部进行第一控制(第一动作例)(s108)。

在进行调制的情况下并在调光水平低于基准水平且上述比率小于预先决定的值的情况下(s107：“是”)，调光控制部202通过控制电源电路102，针对对象照明部进行如下pwm调光，该pwm调光是在进行调制且调光水平高于基准水平的情况下的第一接通占空比与在不进行调制且调光水平低于基准水平时进行的pwm调光的情况下的第二接通占空比之积等于接通占空比的pwm调光，调制控制部203进行第二控制(第二动作例)(s109)，该第二控制不进行基于调制开关121的对象照明部的调制。

由此，照明光通信装置100在同时进行pwm调光和调制的情况下，能够通过考虑调制得到的接通占空比来进行pwm控制。由此，能够抑制色彩不均衡。

并且，在同时进行pwm调光和调制的情况下，能够通过调光控制部202进行全部的控制，因此能够抑制处理复杂化。

并且，在进行pwm控制时，能够使调制动作停止，因此例如在使用后附加的通信组件的情况等中能够实现稳定的动作。

[19.9变形例][g0083]

此外，在上述说明中，记述了照明光通信装置100选择性地进行第一动作例和第二动作例的例子，但是照明光通信装置100也可以具有仅进行第一动作例和第二动作例中的一个的功能。也就是说，照明光通信装置100也可以在进行调制且进行pwm调光的情况下(图118的s105：“是”)，始终进行第一动作例(s108)和第二动作例(s109)中的一个。

[19.10接收装置][g0084]

以下说明接收由上述的照明光通信装置100发送的可见光信号的接收装置。图121是实施方式19所涉及的接收装置300的框图。如图121所示，接收装置300具备受光部301和解调部302。

受光部301接收由照明光通信装置100发出的照明光。另外，受光部301具备接收红色光的红色受光元件、接收绿色光的绿色受光元件以及接收蓝色光的蓝色受光元件，生成基于由各受光元件接收到的光的受光信号s3r、s3g以及s3b。

解调部302基于受光信号s3r、s3g以及s3b，对叠加在照明光中的信号进行解调。

图122是表示接收装置300的动作的流程图。首先，解调部302判定受光信号s3r、s3g以及s3b中的一个信号的强度相比于其它两个信号的强度是否非常低(s201)。具体地说，解调部302计算对象颜色的接收信号的信号强度相对于各个其它颜色的接收信号的信号强度的比率。解调部302在计算出的所有比率低于预先决定的值的情况下，判定为对象颜色的信号强度相比于其它的所有颜色的信号强度非常低。此外也可以是，解调部302计算对象颜色的信号强度与各个其它颜色的信号强度的差，在计算出的所有的差大于预先决定的值的情况下，判定为对象颜色的信号强度相比于其它的所有颜色的信号强度非常低。

在不满足上述条件的情况下、也就是说计算出的比率中的至少一个高于预先决定的值的情况下(s201：“否”)，解调部302使用受光信号s3r、s3g以及s3b的全部来进行可见光信号的解调(s202)。也就是说，解调部302进行通常的解调处理。

另一方面，在满足上述条件的情况下、也就是说计算出的比率全部低于预先决定的值的情况下(s201：“是”)，解调部302使用受光信号s3r、s3g以及s3b中的被判定为信号强度非常低的颜色的受光信号以外的受光信号来进行可见光信号的解调(s203)。例如，在受光信号s3r的信号强度低的情况下，解调部302基于受光信号s3g和s3b来对可见光信号进行解调。

通过上述动作，接收装置300能够基于通过上述的照明光通信装置100中的第二动作照射的照明光稳定地对可见光信号进行解调。

此外，在上述说明中，记述了受光部301具备对各颜色进行受光的多个受光元件的例子，但是受光部301也可以具备接收包含所有颜色的光的单个受光元件。在该情况下，解调部302也可以除去由受光部301获得的信号中的强度低于阈值的信号成分，使用由此得到的信号来进行解调处理。该情况也与上述同样地，解调部302能够不使用未进行调制的信号强度低的颜色的信号而仅使用进行了调制的信号强度高的颜色的信号来进行解调处理。

这样，实施方式19所涉及的接收装置300具备：受光部301，其接收通过随时间切换发光和不发光的调制而叠加有信号的相互不同的颜色的多个光；以及解调部302，其(1)在由受光部301接收到的多个光各自的亮度相对于各个其它的光的亮度的比率全部大于预先决定的值的情况下，使用多个光对信号进行解调，(2)在多个比率中的一个小于预先决定的值的情况下，使用多个光中的比率小于预先决定的值的光以外的光对信号进行解调。

由此，接收装置300从通过上述的照明光通信装置100的第二动作照射的照明光中除去未进行调制的强度低的颜色的光，能够基于剩下的光对可见光信号进行解调。因此，接收装置300能够稳定地对可见光信号进行解调。

[19.11照明光通信装置的使用例][g0094]

以下，说明照明光通信装置100的使用例。存在作为图77、图78所示的rgb投光器的照明光通信装置100的使用例、作为图79所示的rgb射灯的照明光通信装置的使用例等。

(实施方式20)[h0081]

在本实施方式中，关于上述实施方式10的变形例进行说明。

在可见光通信中，要求的照明光的变化量根据照明光通信装置的设置而不同。例如，白天在屋外设置了照明光通信装置的情况下，由于周边亮，因此有可能无法通过接收装置正确地检测从照明光通信装置发出的照明光。在本实施方式中，关于能够降低因周边环境光的影响所致的可见光通信中的接收错误并且能够抑制消耗电力的增加的照明光通信装置进行说明。

首先，说明本实施方式所涉及的照明光通信装置的结构。图123是表示本实施方式所涉及的照明光通信装置100b的结构的框图。图123所示的照明光通信装置100b相对于图65所示的照明光通信装置100的不同点在于，具备通信组件103b来代替通信组件103。通信组件103b与图65的通信组件103相比，不同点还在于具备模式切换部171和照度传感器172。另外，在外部同步信号输入部124和控制部125中追加了功能。

照明光通信装置100b例如是在路标等中使用的广告牌照明装置。

照度传感器172检测照明光通信装置100b周边的照度(亮度)。

模式切换部171根据照度传感器172的检测结果，选择通常模式(第一动作模式)和屋外模式(第二动作模式)中的一个，生成表示所选择的动作模式的模式切换信号s6。该模式切换信号s6经由外部同步信号输入部124被发送到控制部125。

具体地说，模式切换部171在照明光通信装置100b周边的照度低于预先决定的阈值的情况下，选择通常模式，在照明光通信装置100b周边的照度高于预先决定的阈值的情况下，选择屋外模式。也就是说，在照明光通信装置100b被设置在屋内的情况下，通常模式被选择。另外，在照明光通信装置100b被设置在屋外的情况中，在周边暗的情况下(例如，夜晚和阴天等)，通常模式被选择。另外，在照明光通信装置100b被设置在屋外的情况中，在周边亮的情况下(例如，晴天的白天等)，屋外模式被选择。

此外，作为周边的照度，模式切换部171也可以使用与调制后的照明光的频率相同的频率的干扰光的光量(光强度或照度)。

控制部125根据由模式切换信号s6表示的动作模式来切换调制信号s1的接通占空比等。

接着，说明照明光通信装置100b的动作。图124是表示通常模式和屋外模式中的照明光通信装置100b的动作的图。

如图124所示，通常模式时的动作与上述的实施方式10的动作相同。

在屋外模式中，控制部125使调制信号s1的接通占空比、即调制开关121的接通占空比低于通常模式，并且使电流指令值s2高于通常模式。例如，在使用4ppm的情况下，通常模式时的接通占空比为75％，屋外模式时的接通占空比为25％。

在此，在实施方式20中使用的调制方式例如是4ppm，是不论通信信号的逻辑值如何而接通占空比都为固定的调制方式。

另外，在变更了接通占空比的情况下，通过电源电路102的恒定电流反馈动作来进行控制使得每单位时间的平均电流成为固定。由此，屋外模式时的接通区间的电流值高于通常模式时的接通区间的电流值。控制部125使电流设定值is变高以追随该电流值的上升。

此外，在电源电路102不具有恒定电流控制功能的情况下，也可以根据来自控制部125的指示，来控制电源电路102的输出电流或输出电压。例如，在屋外模式与通常模式中进行控制使得接通占空比与电流值之积大致相等。也就是说，在屋外模式与通常模式中进行控制使得接通占空比与电流设定值is之积大致相等。

如以上那样，在屋外模式中，通过将接通区间的电流值设定得比通常模式高，由此照明光的照度变高。由此，在屋外的白天等中也能够由接收装置正确地检测可见光信号。并且，在屋外模式中，接通占空比被设定得比通常模式低。由此，能够抑制消耗电流的增加。另外，由于电源电路不需要应对高输出，因此例如能够容易地实现使用后附加的通信组件103b的可见光通信功能的追加。

这样，实施方式20所涉及的照明光通信装置100b具备：发出照明光的光源101；调制开关121，其与光源101串联连接，使流过光源101的电流断续；以及控制部125，其通过对调制开关121的接通和断开进行控制来对照明光进行调制，由此在照明光中叠加信号，并且对流向光源101的电流值进行控制。控制部125在通常模式(第一动作模式)中，将调制开关121的接通和断开的重复周期中的调制开关121接通的时间所占的比例即接通占空比设定为第一比例，并且将在调制开关121接通的期间流向光源101的电流的电流值设定为第一电流值；在屋外模式(第二动作模式)中，将接通占空比设定为比第一比例低的第二比例，将电流值设定为比第一电流值高的第二电流值。

由此，照明光通信装置100b能够降低因周边环境光的影响所致的可见光通信中的接收错误，并且能够抑制屋外模式中的照明光通信装置100b整体的消耗电力的增加。

另外，照明光通信装置100b还具备检测照明光通信装置100b周边的照度的照度传感器172。控制部125在由照度传感器172检测出的照度低于预先决定的阈值的情况下，以通常模式进行动作；在由照度传感器172检测出的照度高于阈值的情况下，以屋外模式进行动作。

由此，照明光通信装置100b能够根据周边的照度选择适当的动作模式。

另外，照明光通信装置100b还具备电流抑制电路122，该电流抑制电路122与光源101和调制开关121串联连接，对流过光源101的电流进行抑制以使其不超过电流设定值is。控制部125在屋外模式中将电流设定值is设定得比通常模式高。

由此，照明光通信装置100b能够根据动作模式适当地控制电流值。

另外，实施方式20所涉及的通信组件103b相对于照明装置能够安装和拆卸，并对照明光进行调制，该通信组件103b具备：调制开关121，其与照明装置所具备的光源101串联连接，使流过光源101的电流断续；以及控制部125，其通过对调制开关121的接通和断开进行控制来对照明光进行调制，由此在照明光中叠加信号，并且对流向光源101的电流值进行控制。控制部125在通常模式(第一动作模式)中，将调制开关121的接通和断开的重复周期中的调制开关121接通的时间所占的比例即接通占空比设定为第一比例，并且将在调制开关121接通的期间内流向光源101的电流的电流值设定为第一电流值；在屋外模式(第二动作模式)中，将接通占空比设定为比第一比例低的第二比例，将电流值设定为比第一电流值高的第二电流值。

此外，在上述说明中，记述了模式切换部171根据周边的照度来切换动作模式的例子，但是也可以如图125所示的照明光通信装置100c那样根据时刻来切换动作模式。图125所示的照明光通信装置100c相对于图123所示的照明光通信装置100b的不同点在于，通信组件103c具备检测时刻的计时器173来代替照度传感器172。

控制部125在由计时器173检测出的时刻为预先决定的设定期间内的情况下，以通常模式进行动作，在由计时器173检测出的时刻为设定期间外的情况下，以屋外模式进行动作。例如，设定期间是白天中明亮的时间段。

由此，相比于使用照度传感器172的情况，能够通过更简单的结构来实现动作模式的切换。

此外，上述设定期间也可以由用户设定。另外，动作模式的切换也可以根据用户的操作或根据来自外部的装置的指示进行。并且，也可以将这些多个控制组合。例如，也可以由用户进行屋内和屋外的设定，在进行屋内的设定的情况下，始终选择通常模式，在进行屋外的设定的情况下，进行基于照度传感器172或计时器173的检测结果的对动作模式的切换。

此外，在实施方式20中，与实施方式10同样地记述了光源101、调制开关121以及电流抑制电路122按该顺序被串联连接的例子，但是光源101、调制开关121以及电流抑制电路122的串联连接的顺序不限于此。

以下，说明照明光通信装置100b(100c)的使用例。图126是表示照明光通信装置100b的使用例的图。例如图126所示，照明光通信装置100b是在路标等中使用的广告牌照明装置。用户通过智能手机等可见光接收器对由照明光通信装置100b照射出的光进行摄影，由此该可见光接收器接收可见光信号。

(实施方式21)[h0109]

在实施方式21中，说明即使电源电流有波动的情况下也抑制因波动导致接收错误率劣化的照明光通信装置和通信组件。

还说明即使电源电流有波动的情况下也抑制因电流抑制电路的电流抑制而导致电力损失增大的照明光通信装置和通信组件。

一般地，经常存在电源电路的输出电流中有商用电源频率的倍数的频率的波动。另外，波动的大小(变动幅度)根据负载的大小而改变，不是固定的。

照明光通信装置的电源电流的波动表现为照明光的亮度的变动。存在亮度的变动有可能引起可见光通信的接收错误的问题。另外，还存在以下问题；由于对流过光源的电流进行抑制使得上述的电流抑制电路不超过电流设定值，因此当电源电流中有波动时，因电流抑制所致的电力损失可能增大。

因此，实施方式21所涉及的所述照明光通信装置例如是实施方式1的照明光通信装置，具备检测流过所述光源的电流的电流检测部，所述电流抑制电路具备：基准源，其输出与所述电流设定值对应的可变的基准值；晶体管，其与所述光源和所述开关串联连接，根据所述基准值来对流向所述光源的电流进行抑制；以及控制电路，其根据由所述电流检测部检测出的电流值来决定所述基准值，其中，根据由所述电流检测部检测出的电流值的波动的最低值和最高值所确定的值来决定所述基准值。由最低值和最高值确定的值可以是例如最低值、最高值、平均值等。基准值被决定为电流设定值成为由最低值和最高值确定的值。

接着，说明实施方式21所涉及的照明光通信装置的结构。

图127是表示本实施方式所涉及的照明光通信装置的结构例的框图。图127所示的照明光通信装置与图1a或图30a所示的照明光通信装置相比，不同点在于，具备控制电路6k来代替控制电路6，具备信号发生电路sga来代替信号发生电路sg。下面以不同点为中心进行说明。

控制电路6k根据由电流检测器检测出的电流值来决定所述基准值。电流检测器例如是检测电阻66。根据检测电阻66的电流抑制电路1侧的端子的电位来检测电源电流。控制电路6k基于由电流检测器检测出的电流值来检测电源电流的在固定期间内的波动的最高值和最低值，以使电流抑制电路1的电流设定值成为由最低值和最高值确定的值(例如最低值等)的方式决定基准值。

信号发生电路sga在后述的第一动作例～第三动作例中可以与信号发生电路sg相同。另外，在后述的第四动作例～第八动作例中，信号发生电路sga还生成通信信号的5倍以上的频率的pwm信号，并将该pwm信号在通信信号的off(断开)期间叠加。

以下，说明实施方式21中的第一动作例～第八动作例的动作例。

(第一动作例)

接着，说明实施方式21中的第一动作例。

图128是表示实施方式21所涉及的照明光通信装置的第一动作例的波形图。该图上部表示由电流检测器和控制电路6k检测出的检测电流值。检测电流值具有例如商用电源频率的2倍的频率的波动。该图下部表示led电流(流过负载电路53的电流)。在该例子中，控制电路6k进行根据波动电流的最低值来变更基准源4的基准值的控制以从基准源4输出可变的基准值。具体地说，控制电路6k以使电流抑制电路1的电流设定值成为波动最低值的方式决定基准值。电流抑制电路1对流过光源(作为led的负载电路53)的电流进行抑制以使其不超过电流设定值(在此，波动最低值)。

如图128的下部那样，根据第一动作例，能够抑制细的实线和虚线所示的led电流的变动部分、即超过电流设定值(在此，波动最低值)的部分。这样，在根据通信信号来对照明光进行调制的全部区间，能够将led电流整形为相同振幅的矩形波的集合。由此，即使电源电流有波动，也能够抑制照明光的变动，并抑制接收装置的接收错误的产生。

(第二动作例)

接着，说明实施方式21中的第二动作例。

图129a是表示实施方式21所涉及的照明光通信装置的第二动作例的波形图。该图下部表示led电流(流过负载电路53的电流)。在该例子中，控制电路6k以成为比波动电流的最低值大且比波动电流的最高值小的规定值的方式来决定基准值。

根据第二动作例，能够抑制细的实线和虚线所示的led电流的部分、即超过电流设定值(在此，规定值)的部分。无论是在图128中还是在图129a中，细的实线和虚线所示的led电流的部分都被电流抑制电路1抑制，形成电力损失。图129a与图128相比，能够降低因电流抑制电路1的抑制所致的电力损失。另外，即使电源电流有波动，也能够抑制照明光的变动，并抑制接收装置的接收错误的产生。

图129b是表示实施方式21所涉及的照明光通信装置的第二动作例的波形图。该图将图129a的规定值具体设为波动电流的平均值。

此外，图129a的规定值不限于平均值。图129a中led电流成为矩形波的部分(与细的实线和虚线对应的部分)的时间宽度只要为包含作为照明光通信的发送数据而言有意义的部分(例如通信id)的宽度以上即可。

(第三动作例)

图130是表示实施方式21所涉及的照明光通信装置的第三动作例的波形图。该图记述了检测电流值、电流设定值或基准值以及led电流。电流设定值被设定为与检测电流值相同的值。也就是说，控制电路6k以使电流设定值成为以与检测电流值相同的周期发生变动的值的方式设定基准值。

该图的led电流虽然矩形波的峰值根据检测电流值而发生变动，但如虚线框内的放大图那样只有各矩形波(各脉冲)的过冲量被抑制。因此，能够使电流抑制电路1中的电力损失最小化，并且能够根据通信信号而在对照明光进行调制的所有区间内形成矩形波，因此能够使得接收装置的接收错误不容易产生。

(第四动作例)

图131是表示实施方式21所涉及的照明光通信装置的第四动作例的波形图。在该图中，电流设定值为以与检测电流值相同的周期发生变动的相同的值，这一点与第三动作例相同。

信号发生电路sga生成通信信号的5倍以上的频率的pwm信号，将该pwm信号叠加在通信信号的低电平区间。

该图的接通区间对应通信信号的高电平区间，晶体管2成为接通状态。该图的断开区间对应通信信号的低电平区间，被叠加pwm信号。该图的所有的断开区间是晶体管2并未形成断开状态而根据pwm信号高速开关的区间。

在该图的虚线部分的放大图中，ion表示接通区间的led电流(在此，与电流设定值相同的值)。ioff_max表示断开区间的led电流的最大值。ioff_ave表示断开区间的led电流值的平均值，用(ioff_max)×(pwm信号的接通占空比)表示。ioff_min表示断开区间的led电流值的最小值(在此，为0)。

平均值ioff_ave被设定成为(紧挨着的前面的ion)-(波动最低值)、换言之(电流设定值)-(波动最低值)。也就是说，ion与ioff_ave的差被设定为无论在哪个矩形波中都成为固定。由此，通信信号的接通区间与断开区间的亮暗差被保持固定。

如以上那样，控制电路6k与第三动作例同样地进行以使电流设定值成为与检测电流值相同的值的方式变更基准源4的基准值的控制。

为了使接通区间与断开区间的亮暗差固定化，信号发生电路sga以在断开区间形成为电流平均值ioff_ave＝(紧挨着的前面的ion)-(波动最低值)的方式生成pwm信号，并将pwm信号叠加在通信信号的断开区间。

由此，能够基于通信信号的接通区间的矩形波来抑制过冲，并使电流抑制电路1中的电力损失最小化。即使由于波动而使led电流(i_on)增加，也抑制电流抑制电路1中的电力损失的增大。由于通信信号的接通区间与断开区间的亮暗差成为固定，因此能够使得接收装置的接收错误不容易产生。

(第五动作例)

图132是表示实施方式21所涉及的照明光通信装置的第五动作例的波形图。该图所示的第五动作例与第四动作例相比，不同点在于在led电流(或电流设定值)为阈值以下时，抑制基于通信信号的调制深度。下面，以不同点为中心进行说明。调制深度在此是指ion-ioff_ave、或接通区间与断开区间中的照明光的亮暗的差。

信号发生电路sga在该图的区间a与区间b变更调制深度、换言之在区间b抑制调制深度。区间a是电流设定值(或led电流)超过阈值的区间。区间b是电流设定值(或led电流)为阈值以下的区间。

在区间a，信号发生电路sga以在断开区间成为电流平均值ioff_ave＝(紧挨着的前面的ion)-(波动最低值)的方式生成pwm信号。另外，在区间b，信号发生电路sga以在断开区间成为电流平均值ioff_ave＝(紧挨着的前面的ion)-(波动最低值)-α1的方式生成pwm信号、也就是说将调制深度抑制了α1的量。α1满足0<α1<(波动最低值)即可。

根据第五动作例，通过在区间b对调制深度进行抑制，来抑制电流变化量，由此相比于第四动作例能够降低电力损失。

(第六动作例)

图133是表示实施方式21所涉及的照明光通信装置的第六动作例的波形图。该图与图132所示的第五动作例相比，不同点在于在区间b既不进行基于通信信号的调制也不进行高速开关。下面以不同点为中心进行说明。

在区间b中，信号发生电路sg既不进行通信信号的生成，也不进行高速开关用的pwm信号的生成。换言之，将调制深度抑制为0(零)。

在该情况下，区间a只要为包含作为照明光通信的发送数据而言有意义的部分(例如通信id)的时间以上即可。

根据第六动作例，能够抑制接收装置的接收错误的产生，并且还能够抑制电流抑制电路1所导致的损失。

(第七动作例)

图134是表示实施方式21所涉及的照明光通信装置的第七动作例的波形图。该图与图132所示的第五动作例相比，不同点在于调制深度被抑制的区间不是区间b而为区间a。下面，以不同点为中心进行说明。

在区间a，信号发生电路sga以在断开区间成为电流平均值ioff_ave＝(紧挨着的前面的ion)-(波动最低值)-α1的方式来生成pwm信号。另外，在区间b，信号发生电路sga以在断开区间成为电流平均值ioff_ave＝(紧挨着的前面的ion)-(波动最低值)的方式来生成pwm信号。

根据第七动作例，通过在电流变化比区间b大的区间a对调制深度进行抑制，由此与第五动作例相比能够进一步抑制电流抑制电路1所导致的损失。

(第八动作例)

图135是表示实施方式21所涉及的照明光通信装置的第八动作例的波形图。该图与图134所示的第六动作例相比，不同点在于在区间a既不进行基于通信信号的调制也不进行高速开关。下面，以不同点为中心进行说明。

在区间a，信号发生电路sg既不进行通信信号的生成，也不进行高速开关用的pwm信号的生成。换言之，将调制深度抑制为0(零)。

在该情况下，区间b只要为包含作为照明光通信的发送数据而言有意义的部分(例如通信id)的时间以上即可。

根据第八动作例，能够抑制接收装置的接收错误的产生，同时能够进一步抑制电流抑制电路1所导致的损失。

(实施方式22)[j0030]

在实施方式22中，关于如下的可靠性高的照明光通信装置进行说明，即，在构成照明光通信装置的电流抑制电路1或兼用控制电路1b的基准电源变为不适当的值而有可能产生过大的电力损失的情况下，通过简单的方法迅速地检测该情况并向保护模式转变。

图136是表示成为实施方式22的前提的调制电路70b的结构例的图。该调制电路70b是例如实施方式7的图50a所示的兼用控制电路1b的具体的一例，是照明光通信装置或通信组件10的一部分。图136表示仅在向调制电路70b通电的期间将对该调制电路70b施加的电压反馈至基准电源来间接地得到最佳的电流设定值的事例。在图136中，mosfetn71、源极电阻n72构成恒定电流的主电路，源极电阻n72的电压降经由电阻n76被输入到运算放大器n73的负端子。在该运算放大器n73的正端子连接电容器n80与电阻n81的并联电路，并且经由电阻n82、mosfetn83而在该电容器n80中蓄积电荷。此外，通信信号(例如id信号)经由逆变器n86、电阻n77而被输入到运算放大器n73的负端子，使mosfetn71断续，并且经由电阻n84使mosfetn83进行接通和断开(on-off)。由此，在通信信号为接通的期间，mosfetn71与mosfetn83均变为接通，通过在调制电路70b的通电期间产生的mosfetn71和电阻n72的电压降来对电容器n80充电。电阻n78、电阻n85分别是栅极电阻，电阻n81是放电电阻，电容器n79是加速电容器。

在图136所示那样的利用自身的电压降来生成基准电源的方式中，不容易产生如图8所示那样的由于恒定电流设定值小所致的电路损失的极端增大。这是因为，led电流的平均值通过led电源被控制为大致固定，因此调制电路70b损失大意味着其电压降大，但是如果电压降要变大，则基准电源上升而使该电压降减小的反馈发挥功能。另外，也不容易考虑到如图12所示那样的接通占空比极端小的情况下的损失增大。原因在于，设为对象的通信信号为4ppm，平均接通占空比为75％，即使局部有变动，也是过渡性的，因此不会较大地影响平均的电力损失。

然而，作为极端的情况，能够想到电容器n80中由于用于生成基准电位的电路部被切断、或者在电容器n80、电阻n81短路等故障时恒定电流主电路的损失增大而过热那样的情况。

为了解决这样的情况，实施方式22中的照明光通信装置具备检测流过所述光源和所述电流抑制电路的电流是否超过规定量的检测电路，当检测出所述电流超过规定量时，控制所述电流抑制电路以抑制所述电流。

另外，实施方式22中的照明光通信装置也可以由电源电路、平滑电路和负载电路、断续开关、以与这些负载电路和断续开关串联的方式设置的调制电路70b以及利用该调制电路70b的两端电压来生成恒定电流值的反馈电路构成，并且设为具备以与该调制电路70b并联的方式设置并检测上述断续开关接通的期间的电压降的检测电路以及判别该检测电路的输出并转变为保护模式的保护电路的结构。上述的检测电路可以是过电力检测电路或过电压检测电路。

优选的是，该照明光通信装置中的上述检测电路包括对在断续开关断开的期间施加的电压进行分压的分压电阻、对其分压电压进行钳制的单元、经由这些分压电阻来充电的积分电容器、由在断续开关断开的期间使上述积分电容器的电荷向包括该断续开关的调制电路70b放电的二极管和放电电阻构成的放电电路以及对上述积分电容器的电压值进行判别的比较器和阈值电压源。

在上述检测电路中，还优选为，代替分压电阻和钳位单元，而由控制电源对上述电容器充电。

还优选为，该照明光通信装置中的检测电路针对上述积分电容器具有第二充电路径，该第二充电路径在上述放电电路中设置齐纳二极管来构成。

还优选为，该照明光通信装置中的检测电路具有在放电电路中设置齐纳二极管来构成的第二充电路径的积分电容器，以线或(wireor)方法与所述第一积分电容器的电位连接，并设定为第二积分电容器<<第一积分电容器。

还优选为，具有在该照明光通信装置中的检测电路的输出(比较器输出)为高的情况下保持其状态的锁存电路以及通过该锁存电路的输出而使调制电路70b短路的短路开关。

接着，基于图137来说明实施方式22的照明光通信装置。以如图1、图50a等所示那样具有使该照明光通信装置输出恒流化的功能的电源电路52a、平滑电容器(平滑电路)65、作为led的负载电路53以及具有断续功能并由恒定电流电路构成的调制电路70b为前提，以与该调制电路70b并联的方式设置过电力检测电路90a而构成。

过电力检测电路90a具有由p型mosfetn90、其栅极保护电阻n91、设置在该p型mosfetn90的栅极端子与电路接地端之间的n型mosfetn92、其栅极保护电阻n93、栅极电阻n94构成的开关电路，并由积分电路、判别电容器n97的电位是否达到规定的值的比较器n100及其阈值电源n99构成，该积分电路由设置在上述p型mosfetn90的漏极端子与电路接地之间的二极管n95、电阻n96、电容器n97及其放电电阻n98构成。上述开关电路根据通信信号来驱动，在通信信号为高的期间，使p型mosfetn90接通，将调制用的断续开关(mosfetn71)为通电状态下的该漏极电压施加于二极管n95的阳极侧。其施加电压经由电阻n96来对电容器n97充电，当该电位为基准电源n99的阈值以上时，比较器n100的输出变为高。此外，电阻n98为放电电阻。

通过电源电路52a的恒定电流控制功能使流过调制电路70b的主电路(mosfetn71和电阻n72)的电流的平均值为大致固定，因此该主电路通电中的电压降与电力损失成比例。因而，检测该电压降过大的状态成为检测过电力。

图138表示正常动作时的各部波形。在反转后的通信信号(a)为高的期间，构成恒定电流主电路的mosfetn71变为接通，led电流(b)流动。其结果，在通电期间中在mosfetn71与电阻n72的两端产生的电压降成为(c)那样。led电流(b)与电压降(c)之积成为(d)所示的电力损失。通过电阻n96和电容器n97对这些进行积分，在电容器n97中生成大致直流的检测电位，但是未达到基准电源n99的阈值，比较器输出维持低。

图139表示由于某些理由而在调制电路70b的运算放大器正端子中未生成正常的基准电源从而调制电路70b的损失变得过大的情况下的各部波形。在反转后的通信信号(a)为高的期间，构成恒定电流主电路的mosfetn71变为接通，led电流(b)流动，但是在通电期间中在mosfetn71与电阻n72的两端产生的电压波形如(c)所示那样为比正常时大的值。因而，如(d)所示那样，恒定电流主电路的电力损失变大，在电容器n97中生成的检测电压也上升且超过基准电源n99的阈值，比较器输出变为高。

图140是表示led负载为不同的6种类型中的主电路损失和过电力的检测电平的图。是使用负载电容不同的6种类型的led负载来按每种类型测定进行基于通信信号的正常的调制的情况下的调制电路70b的损失得到的结果。无论哪种类型中，都通过调整电阻n81来在led电流波形能够维持大致矩形波的范围内设定为电路损失为最小的最佳动作点。主电路损失的大小与led电流值成比例。当使电阻值从各个类型中成为最佳动作点的电阻n81的值逐渐下降时，主电路损失增加，不久后上述检测电压(电容器n97)上升且达到基准电源n99的阈值，比较器n100的输出变为高而转变为电力保护动作。在本实施例中，电力保护动作点不依据类型的差异而是大致为固定值。

(实施方式23)[j0039]

基于图141来说明实施方式23的照明光通信装置。该照明光通信装置也以如图1、图50a等所示那样具有使输出恒流化的功能的电源电路52a、平滑电容器(平滑电路)65、作为led的负载电路53以及具有断续功能并由恒定电流电路构成的调制电路70b为前提，以与该调制电路70b并联的方式设置过电力检测电路90b而构成。

过电力检测电路90b由包括电阻n101、电阻n103、电容器n97的积分电路、将这些电阻n101与n103的连接点的电位钳制为固定值的齐纳二极管n102、由用于经由调制电路70b的mosfetn71和电阻n72而使上述电容器的电荷放电的二极管n105、电阻n104构成的放电电路以及判别电容器n97的电位是否达到规定的值的比较器n100及其阈值电源n99构成。当电容器n97的电位为基准电源n99的阈值以上时，比较器n100的输出变为高。此外，电阻n98为放电电阻。

在本实施例中，对电容器n97充电的充电电路主要是调制电路70b的mosfetn71断开的期间的施加电压。该施加电压根据成为对象的led负载、其电源特性而有很大不同，但是通过齐纳二极管n102的钳制作用而能够消除因类型不同而产生的差异。即，通过钳制为成为对象的多个类型中的施加电压最小的类型的电压以下，能够忽视充电电压的差异。

充电至电容器n97的电荷经由二极管n105、电阻n104并经由调制电路70b的mosfetn71和电阻n72而在mosfetn71接通的期间进行放电，但是其放电量依赖于该接通期间的电压降。当该电压降大时，电容器n97的电荷难以进行放电，如果充电量固定，则电容器n97的电位上升。电压降大的情形由于电力损失也大，因此能够检测过电力。

图142表示正常动作时的各部波形。在反转后的通信信号(a)为高的期间，构成恒定电流主电路的mosfetn71变为接通，led电流(b)流动。其结果，在通电期间中，在mosfetn71与电阻n72的两端产生的电压降成为(c)那样。led电流(b)与电压降(c)之积成为(d)所示的电力损失。电容器n97以被钳制的充电电压进行充电，因此充电曲线如(e)所示那样每个周期都相同，但是放电曲线依赖于(c)或(d)的波形。即，在主电路的电压降大的期间难以放电，在主电路的电压降小的期间容易放电。在正常动作时，能够取得这些充电与放电的平衡，电容器n97的电位未达到基准电源n99的阈值，而比较器输出维持低。

图143表示由于某些理由而在调制电路70b的运算放大器正端子中未生成正常的基准电源从而调制电路70b的损失变得过大的情况下的各部波形。在反转后的通信信号(a)为高的期间，构成恒定电流主电路的mosfetn71变为接通，led电流(b)流动，但是在通电期间中在mosfetn71与电阻n72的两端产生的电压波形如(c)所示那样为比正常时大的值。因而，如(d)所示那样，恒定电流主电路的电力损失变大，电容器n97的放电变得困难，其结果，电容器n97的电位上升且超过基准电源n99的阈值，比较器输出变为高。

图144是使用负载电容不同的6种类型的led负载来按每种类型测定进行基于通信信号的正常的调制的情况下的调制电路70b的损失得到的结果。无论哪种类型中，都通过调整电阻n81来在led电流波形能够维持大致矩形波的范围内设定为电路损失为最小的最佳动作点。主电路损失的大小与led电流值成比例。当使电阻值从各个类型中成为最佳动作点的电阻n81的值逐渐下降时，主电路损失增加，不久后上述检测电压(电容器n97)上升且达到基准电源n99的阈值，比较器n100的输出变为高而转变为电力保护动作。根据本实施例，电力保护动作点根据类型的不同而不同，能够得到与正常动作时的主电路损失大致成比例的值。

该特性对于将多个类型设为对象并使用同一调制器的情况而言是有效的。即，根据正常动作时的主电路损失来决定电力保护动作点，因此能够缓和在特定的类型中检测的余裕度变小或变大的问题。

(实施方式24)[j0046]

基于图145来说明实施方式24的照明光通信装置。该照明光通信装置也以如图1、图50a等所示那样具有使输出恒流化的功能的电源电路52a、平滑电容器(平滑电路)65、负载电路53以及具有断续功能并由恒定电流电路构成的调制电路70b为前提，以与该调制电路70b并联的方式设置过电力检测电路90c而构成。

过电力检测电路90c以从控制电源经由电阻n101对电容器n97充电的方式构成积分电路，包括由用于经由调制电路70b的mosfetn71和电阻n72使上述电容器的电荷放电的二极管n105、电阻n104构成的放电电路以及判别电容器n97的电位是否达到规定的值的比较器n100及其阈值电源n99。当电容器n97的电位为基准电源n99的阈值以上时，比较器n100的输出变为高。此外，电阻n98为放电电阻。

在本实施例中，基于控制电源电压并经由电阻n101来进行电容器n97的充电，因此能够使电路结构简单化。主要的动作、特征与实施例2相同。与实施例2相比，在放电中也产生充电电力，因此控制电路电力稍微增加。

(实施方式25)[j0049]

基于图146来说明实施方式25的照明光通信装置。该照明光通信装置也以如图1、图50a等所示那样具有使输出恒流化的功能的电源电路52a、平滑电容器(平滑电路)65、负载电路53以及具有断续功能并由恒定电流电路构成的调制电路70b为前提，以与该调制电路70b并联的方式设置过电力检测电路90d而构成。

过电力检测电路90d与表示实施方式23的图141几乎是相同的，但是将图141中的放电电路的二极管n105替换为齐纳二极管n106而构成。充放电的动作也是相同的，但是在几乎相同的结构中，除了过电力保护以外，还能够附加过电压保护的功能。过电力保护的主要目的是防止元件过热，由于热时间常数比较大，因此对检测响应时间无法谋求瞬时性，但是在对调制电路70b的mosfetn71施加了过电压的情况下，要求在达到击穿电压之前迅速的检测保护。本发明中的电容器n97的放电时间常数被设定为相对于充电时间常数非常小的值，因此如果该放电电路使用适当的值的齐纳二极管，则超过齐纳电压而对电容器n97充电的时间常数小，因此能够获得针对过电压的响应性。

(实施方式26)[j0051]

基于图147来说明实施方式26的照明光通信装置。该照明光通信装置也以如图1、图50a所示那样具有使输出恒流化的功能的电源电路52a、平滑电容器(平滑电路)65、负载电路53以及具有断续功能并由恒定电流电路构成的调制电路70b为前提，以与该调制电路70b并联的方式设置过电力检测电路90e而构成。

过电力检测电路90e以将实施方式23与实施方式26组合的形式构成。由经由电阻n101、电阻n103来对电容器n97充电的第一积分电路、对电阻n101与电阻n102的连接点电位进行钳制的齐纳二极管n102、经由电阻n104、齐纳二极管n106来对电容器n108充电的第二积分电路、从上述电容器n97朝向电容器n108连接的二极管n107以及判别电容器n108的电位是否达到规定的值的比较器n100及其阈值电源n99构成。当电容器n108的电位为基准电源n99的阈值以上时，比较器n100的输出变为高。此外，电阻n98为放电电阻。另外，相对于第一积分电路时间常数，而将第二积分电路的时间常数设定得非常小。

上述第一积分电路的动作与实施方式23相同。另外，电容器n97的放电电路由二极管n107、齐纳二极管n106、电阻n104构成，这也与实施方式23相同。因此，上述第二积分电路的充电路径也用作为上述电容器n97的放电路径。

通过将电容器n108的电容值设定得非常小，也能够使第二积分电路时间常数非常小，因此作为过电压保护的响应性明显得到改善。

(实施方式27)[j0054]

基于图148来说明实施方式27的照明光通信装置。该照明光通信装置也以如图1、图50a所示那样具有使输出恒流化的功能的电源电路52a、平滑电容器(平滑电路)65、负载电路53以及具有断续功能并由恒定电流电路构成的调制电路70b为前提，构成为以与该调制电路70b并联的方式设置过电力检测电路90，通过保持电路110来保持其输出，并且驱动用于使调制电路70b的两端短路的mosfetn111。过电力检测电路90是过电力检测电路90a～90e中的任一个。

当假设在过电力检测电路90a～90e的输出成为高的状态下由于某些理由而产生无法进行正常的调制动作的情况时，如果迅速地使调制电路短路而好似未插入调制电路，则虽然作为光通信装置的功能消失，但是能够维持作为主照明的功能。

这样的处理将调制电路对led电源产生的影响抑制为最小限度，也能够有助于系统的可靠性提高。

(实施方式28)[k0029]

在实施方式28中，关于在构成照明光通信装置的电流抑制电路1或兼用控制电路1b中，不依据使用的元件的特性而能够进行适当的电力损失反馈控制，并且也有助于能够支持多种类型的mt化的廉价且可靠性高的照明光通信装置进行说明。

图149是表示成为实施方式28的前提的调制电路70b的结构例的图。该调制电路70b例如是实施方式7的图50a所示的兼用控制电路1b的具体的一例，是照明光通信装置或通信组件10的一部分。图149表示仅在向调制电路70b通电的期间通过将对该调制电路70b施加的电压反馈至基准电源来间接地得到最佳的电流设定值的事例。在图149中，mosfetn71、源极电阻n72构成恒定电流的主电路，源极电阻n72的电压降经由电阻n76被输入到运算放大器n73的负端子。该运算放大器n73的正端子连接电容器n80与电阻n81的并联电路，并且经由电阻n82、mosfetn83来在该电容器n80中蓄积电荷。此外，通信信号经由逆变器n86、电阻n77而被输入到运算放大器n73的负端子，使mosfetn71断续，并且经由电阻n84来使mosfetn83进行接通和断开。由此，在通信信号接通的期间，mosfetn71与mosfetn83均变为接通，通过在调制电路70b的通电期间产生的mosfetn71与电阻n72的电压降来对电容器n80充电。电阻n78、电阻n85分别为栅极电阻，电阻n81为放电电阻，电容器n79为加速电容器。

以图150所示的动作波形来说明图149的电路动作。反转后的通信信号经由电阻n77被输入到运算放大器n73的负端子。在该反转通信信号为高的期间，通过将该负输入端子电位设定得比正端子的电位高，由此运算放大器n73的输出变为低，mosfetn71断开。另外，在该通信信号为低的期间，如果设定为运算放大器n73的正端子为高，则运算放大器n73的输出变为高，mosfetn71接通，从而led电流流动。这些状况如图150的(a)～(c)所示那样。根据该led电流而在电阻n72中产生的电压降通过电阻n76和电阻n77被分压并施加到运算放大器n73的负端子，对运算放大器n73的输出进行控制使得该负端子电位与正端子大致相等。

此时的mosfetn71的栅极电压大致为对其栅极阈值vth加上电阻n72的电压降得到的值。

图150的(d)表示在调制动作时对恒定电流主电路(mosfetn71和电阻n72)施加的电压波形。在反转通信信号为高的期间，mosfetn71断开，因此大致为从led电源的输出电压减去led负载的截止电压得到的电压值。另外，在反转通信信号为低的期间，mosfetn71变为接通，进行恒定电流动作，因此mosfetn71由于放大区域的动作而伴随有电压降，还施加电阻n72的电压降。仅图示了该电压降的是图150的(e)，led电流在该期间流动，因此这些也是电力损失的图。

根据反转通信信号来使mosfetn71进行接通和断开动作，并且mosfetn83也进行接通和断开动作。反转通信信号在逆变器n86中被反转(即，非反转通信信号)，经由电阻n84被施加于mosfetn83的栅极端子，因此进行与mosfetn71相反的接通和断开动作。即，在反转通信信号为低的期间变为接通，因此通过图150的(e)所示的电压降来经由电阻n82对电容器n80充电。其结果，生成如图150的(e)中虚线所示那样的基准电位，按该电位来设定调制电路70b的电流值。该基准电位能够通过电阻n82、电阻n81来调整，通过适当的设定来发挥电力损失的反馈功能。即，当由于某些理由而调制电路70b的电压降增加时，电容器n80的充电量也增加，mosfetn71的栅极电压上升而易于电流流动，调制电路70b的电压降被降低。

这些是使用运算放大器进行的开关动作，较大地依赖于运算放大器的特性。图151表示对反转通信信号下降时的mosfetn71的栅极电压和led电流的上升波形进行模拟得到的结果。在图151的上部图示了反转通信信号的下降沿的波形和led电流的上升沿的波形。在图151的下部图示了栅极电压的上升沿的波形。

另外，图152表示对反转通信信号上升时的mosfetn71的栅极电压和led电流的下降波形进行模拟得到的结果。在图152的上部图示了反转通信信号的上升沿的波形和led电流的下降沿的波形。在图152的下部图示了栅极电压的下降沿的波形。

如前述的那样，当反转通信信号从高反转为低时，运算放大器的输出即mosfetn71的栅极电压变为高，但其上升具有倾斜。该倾斜的程度较大地依赖于运算放大器的输出特性，呈现为转换速率(slewrate)特性。另外，在运算放大器n73的周边存在的电容成分也受到影响，尤其是设置在输出端与负输入端之间的电容器电容、mosfet的栅极电容(ciss)等的影响大。

通过使用转换速率大的运算放大器、栅极电容小的mosfet来极力减小与电容器n79等运算放大器输出连接的电容器电容，由此能够使栅极电压的上升、下降倾斜变得陡峭。

在图151中，从反转通信信号的下降时点起，mosfetn71的栅极电压以倾斜的状态上升，当该电压达到mosfetn71的栅极阈值(vth)时，led电流开始流动。栅极电压上升到加上由于led电流而在电阻n72中产生的电压降得到的值为止，led电流也变得平坦。

将从反转通信信号的下降时点起到led电流达到平坦部的10％为止的时间设为上升延迟时间。

在图152中，从反转通信信号的上升时点起，mosfetn71的栅极电压以倾斜的状态下降，当该电压达到mosfetn71的栅极阈值(vth)时，led电流被切断。将从反转通信信号的上升时点起到led电流达到平坦部的90％为止的时间设为下降延迟时间。在将上升与下降的延迟时间进行比较的情况下，可知上升延迟时间特别大。

在图153中表示伴随有上升延迟时间的情况下的调制动作波形。根据反转通信信号(a)，mosfetn71的栅极电压以倾斜的状态而断续(b)，因此在led电流波形(c)的上升中产生延迟。

其结果，在主电路施加电压(d)的下降中也产生延迟，因此在反转通信信号为低的期间，在作为电压降想要取入的波形(e)中叠加电压降部分以外的电压。其结果，在电容器n80中生成的基准电位为比本来期望的电平1(虚线表示)高的电平2(一点划线表示)，存在无法得到期望的电力损失的反馈功能的问题。

为了解决该问题，实施方式28中的照明光通信装置的电流抑制电路具备根据流向所述开关和所述电流抑制电路的电流值来动态地生成与所述电流设定值对应的可变的基准值的基准源以及使生成的所述基准值延迟规定的时间长度的延迟电路，所述电流抑制电路根据被延迟的所述基准值来对流向所述光源的电流进行抑制。

另外，实施方式28中的照明光通信装置由电源电路、平滑电路和负载电路、断续开关、与这些负载电路和调制用断续开关串联地设置的调制电路70b以及利用该调制电路70b的两端电压来生成恒定电流值的反馈电路构成，并且也可以是设置延迟单元的结构，该延迟单元使设置于该反馈电路并进行与上述断续开关相反的动作的反馈用开关接通的定时延迟。

该照明光通信装置中的上述反馈电路也优选包括电压钳位单元。

优选的是，通过该照明光通信装置中的上述反馈电路的延迟单元设定的延迟时间至少与调制用断续开关的上升延迟时间相比非常大。

还优选的是，通过该照明光通信装置中的上述反馈电路的延迟单元设定的延迟时间比调制用断续开关的上升延迟时间大，且比通信信号中包含的最小的脉宽小。

还优选的是，该照明光通信装置中的上述反馈用开关至少在其控制端子与电路接地间具有电容器元件。

基于图154来说明实施方式28的照明光通信装置。该照明光通信装置以如图1a、图50a所示那样具有使输出恒流化的功能的电源电路52a、平滑电容器(平滑电路)65、负载电路53以及具有断续功能并由恒定电流电路构成的调制电路为前提，对该调制电路的结构施加改良得到的。具体地说，在与兼具有根据反转通信信号而断续的功能的恒定电流开关(调制用断续开关：mosfetn71)同步地进行接通和断开的第二开关(反馈用开关：mosfetn83)的栅极驱动电路中附加使接通的定时延迟的延迟电路而构成照明光通信装置。

附加的延迟电路由使反转通信信号反转(即，非反转化)的逆变器n86、包括电阻n90和电容器n89的积分电路、包括二极管n92和电阻n93的提取电路以及波形整形用的缓冲器元件n88构成。在反转通信信号通过逆变器n86被反转之后，通过上述的积分电路使上升变慢，利用缓冲器元件n88的输入阈值生成上升延迟时间。当反转通信信号切换为高时，电容器n89的电荷经由上述提取电路被迅速地放电。

基于图155来说明表示实施方式28的图154的动作。根据反转通信信号(a)，调制用断续开关mosfetn71的栅极电压以倾斜的状态而断续(b)，因此led电流波形(c)的上升产生延迟。其结果，虽然主电路施加电压(d)的下降也产生延迟，但是通过本发明的延迟电路使反馈用开关mosfetn83的栅极电压的上升也延迟(e)，因此调制电路70b的电压降以外的电压成分被去除，如(f)所示那样，能够仅与电压下降量相应地在电容器n80中生成基准电位。得到的基准电位接近本来期望的电平1(虚线表示)，能够得到适当的电力损失的反馈功能。

此外，在图154的调制电路70c中，在mosfetn83的漏极端子与电路接地间追加了齐纳二极管z94。其主要目的在于降低反馈用开关mosfetn83的耐压。该反馈电路仅将调制用断续开关mosfetn71接通的期间的电压降作为对象，在mosfetn71断开的期间施加的电压是不需要的。

因而，即使通过齐纳二极管z94对该电压进行钳制，也不会对反馈的性能产生不良影响。倒不如使用低耐压且小电容的元件来作为mosfetn83，由此能够使寄生电容减小，因此能够获得精度更高的反馈性能。

作为实施方式28的主要效果，能够列举能够使用一个调制器而在多个led照明器具中附加光通信功能的、所谓mt化效果。与需要与多个led照明器具相应的各个调制器的情况相比，除了种类削减而产生的成本效果以外，还能够期待对于可见光通信的普及促进有极大的效果。

图156～图159表示以led电流、负载电容不同的多种类型为对象附加有基于本发明的mosfetn83的栅极电压上升延迟电路的情况下的各种特性。图156是实际测量额定的led电流不同的三种led照明器具的led电流与恒定电流主电路损失的关系得到的结果。可知，主电路损失与led电流的值大致成比例地增加，几乎不依赖于mosfetn83的栅极电压上升的延迟时间。图157是同样地实际测量led负载电力与恒定电流主电路损失的关系得到的结果，几乎不依赖于mosfetn83的栅极电压上升的延迟时间。当与图156的结果进行比较时，恒定电流主电路损失相比于负载电力而更依赖于led电流的情形更加明确。此外，这些结果为，每次调整与电容器n80并联地设置的电阻n81(基准电阻)而测量led电流波形大致为矩形波的点(最佳电阻值)时的恒定电流主电路电力损失。

图158是实际测量额定的led电流不同的三种led照明器具的led电流与最佳电阻值(电阻81)的关系得到的结果。随着延长mosfetn83的栅极电压上升的延迟时间，电阻n81的最佳电阻值在三种led照明器具中均向大的方向偏移。当延长该延迟时间时，取入调制电路70b的电压降的期间变短，与此相伴随地，在电容器n80中形成的电压下降，因此恒定电流主电路损失增加(led电流波形维持矩形波)。通过增加基准电阻n81的值，能够找出最佳调整点，因此电阻n81的最佳调整电阻值与该延迟时间一同上升。此外，该情况下的调制用断续开关(mosfetn71)的上升延迟时间大致为5usec。另外，认为无延迟和有延迟的最佳电阻值存在较大的差异是由于在无延迟的情况下还取入了主电路电压降以外的电压。图159是实际测量上述的三种led照明器具中的led负载电力(负载电容)与最佳电阻值(电阻n81)的关系得到的结果。与图158的情况同样地，随着延长mosfet83的栅极电压上升的延迟时间，电阻n81的最佳电阻值在三种led照明器具中均向大的方向偏移。其理由也与图158的情况相同。

当以使用一个调制器而能够在多个led照明器具中附加光通信功能的所谓mt化的观点来考虑图158、图159的结果时，最佳电阻值始终被固定为一个，因此期望电流差异、或负载电力差异下的三个电阻值(电阻81)相接近。因而，可知，相比于无延迟的情况，有延迟更为理想，并且在延迟时间为9usec～24usec的范围内，有延迟时间越大越理想的倾向。此外，在将延迟时间设为50usec的情况下，成为将延迟时间为24usec的情况下的线图平行移动得到的特性，即使不必要地增大延迟时间，也只是最佳电阻值变大，而三个最佳电阻值并不接近。并且，当最佳电阻值变大时，需要注意运算放大器n73的输入偏置电流特性。在本发明中，将流向调制电路70b的电流所产生的电压降反馈至运算放大器的正端子而得到基准电位，但是如果最佳电阻值变大，则无法忽视上述的输入偏置电流。即，在电容器n80中理想地生成的基准电位应该全部由反馈调制电路70b的电压降的电流生成，如果存在从运算放大器n73的内部电路流入输入正端子的电流，则妨碍理想的反馈控制。结果，需要使用输入偏置电流小的运算放大器，一般价格很高。基于这一点，可以说，mosfetn83的延迟时间为24usec比50usec更理想。

根据作为可见光通信的标准的jeita-cp1223，1-4ppm传输方式的1个时隙为104.167usec，因此当使mosfet83的栅极电压上升延迟时间变大到104usec时，根本无法取入1个时隙的电压降。因而，需要使该延迟时间小于104usec。图156～图159的实际测量中使用的延迟时间50usec为上述1个时隙期间的大约50％左右。从这些结果出发，mosfetn83的栅极电压上升延迟时间被设定在比调制用断续开关(mosfetn71)的上升延迟时间大且比通信信号中包含的最短的脉宽小的范围内，进一步地，可以说mosfetn83的栅极电压上升延迟时间设定在调制用断续开关(mosfetn71)的上升延迟时间的2倍以上且通信信号中包含的最短的脉宽的1/2以下的范围内最理想。

(实施方式29)[k0041]

图160是仅抽出了图154的反馈电路部的图，表示在反馈用开关mosfetn83中当然存在栅极电容ciss的情形。基于图161来说明该栅极电容如何影响在电容器n80中生成的基准电位。反转通信信号的下降通过逆变器n86而被反转，因此如图161的(a)所示那样成为上升波形。经由电阻n90来对电容器n89充电，成为如(b)所示那样的积分波形。当该电压达到缓冲器元件n88的输入阈值vth时，其输出如(c)所示那样延迟了延迟时间t而被输出，经由电阻n84被供给到mosfetn83的栅极端子。如上述的那样，由于在mosfetn83中存在栅极电容ciss，因此如(d)所示那样，在栅极电压的上升时，经由该栅极电容的微分波形的电流流动。其结果，如(e)所示，电容器n80的电位上升，调制电路70b的基准电位产生脉动。本来期望电容器n80的基准电位由反馈了调制电路70b的电压降的电流来生成，但是有来自mosfetn83的栅极电路的电流回流。

本发明的实施方式29鉴于上述的问题，在图162中示出具体的电路结构。实施方式29的延迟电路由被输入反转通信信号的逆变器n86、经由二极管n92而形成积分电路的电阻n90和电容器n89以及包括晶体管n96和电阻n85的提取电路构成。图163是其动作说明图，通过反转通信信号的下降、即逆变器n86输出的上升电压(a)而经由电阻n90、二极管n92来对电容器n89充电。电容器n89的积分电压波形被原样施加至mosfetn83的栅极端子，但是该电容器n89的电压成为(b)所示那样的积分波形，电压的上升倾斜较缓。因而，经由mosfetn83的栅极电容ciss的电流也如(d)所示那样为微弱的电流，能够减少对在电容器n80中生成的基准电位的影响。mosfetn83延迟其栅极电压达到栅极阈值vth的延迟时间t而变为接通。此外，通信信号的下降虽未图示，但是在逆变器n86的输出成为低的时点，通过电容器n89的电压而使电流经由电阻n90流入逆变器n86。

该电流成为晶体管n96的基极电流，因此晶体管n96接通，而电容器n89的电荷通过低电阻n85而消灭。这些形成电容器n89的提取电路，使mosfetn83迅速地断开。

根据实施方式29，能够设定反馈电路的mosfetn83栅极电压上升延迟时间，并且能够抑制从该栅极电路向生成调制电路70b的基准电位的电容器n80流入的电流，能够进行精度更高的反馈控制。该情形有助于进一步能够提高使用一个调制器来在多个led照明器具中附加光通信功能的所谓mt化的可能性。

以上，基于实施方式说明了本发明所涉及的照明光通信装置和通信组件，但是本发明并不限定于实施方式。只要不脱离本发明的宗旨，对本实施方式实施本领域技术人员想出的各种变形得到的方式、将实施方式和变形例中的一部分结构要素任意地组合构建的其它方式也包含在本发明的范围内。

以上，说明了多个实施方式所涉及的照明光通信装置，但是本发明并不限定于这些实施方式。

例如，上述实施方式所涉及的照明光通信装置中包括的各处理部的一部分或全部也可以作为集成电路即lsi来实现。这些可以单独地进行单芯片化，也可以以包括一部分或全部的方式进行单芯片化。

另外，集成电路化不限于lsi，也可以通过专用电路或通用处理器来实现。也可以利用能够在lsi制造后进行编程的fpga(fieldprogrammablegatearray：现场可编程门阵列)、或能够重构lsi内部的电路单元的连接、设定的可重构处理器。

也就是说，在上述各实施方式中，各结构要素可以由专用的硬件构成、或者通过执行适合于各结构要素的软件程序来实现。各结构要素也可以通过cpu或处理器等程序执行部读出记录在硬件或半导体存储器等记录介质中的软件程序并执行来实现。

另外，上述电路图所示的电路结构是一例，本发明不限定于上述电路结构。也就是说，与上述电路结构同样地，能够实现本发明的特征的功能的电路也包含在本发明中。例如，在能够实现与上述电路结构同样的功能的范围内，针对某个元件串联或并联地连接开关元件(晶体管)、电阻元件、或电容元件等元件而成的电路也包含在本发明中。换言之，上述实施方式中的“连接”并不限定于两个端子(节点)直接连接的情况，在能够实现同样的功能的范围内，也包含该两个端子(节点)经由元件来连接的情况。

另外，通过高和低表示的逻辑电平或通过接通和断开表示的开关状态是为了具体地说明本发明而例示的，通过例示的逻辑电平或开关状态不同的组合，也能够获得同等的结果。

另外，框图中的功能框的分割是一例，也可以将多个功能框作为一个功能框来实现、将一个功能框分割为多个、或者将一部分功能转移到其它的功能框。另外，也可以由单个硬件或软件并行或分时地对具有类似的功能的多个功能框的功能进行处理。

以上，基于实施方式说明了一个或多个方式所涉及的照明光通信装置，但是本发明并不限定于该实施方式。只要不脱离本发明的宗旨，对本实施方式实施本领域技术人员想出的各种变形得到的方式、将不同的实施方式中的结构要素组合构建的方式也包含在一个或多个方式的范围内。