本地振荡器及本地振荡信号产生方法与流程

本发明涉及电子通信技术领域，特别涉及一种本地振荡器及本地振荡信号产生方法。

背景技术：

压控振荡器(vco)被用作本地振荡器(lo)的初始频率信号源，以便在无线或有线的信道上发射和/或接收信息。由于压控振荡器具有较高传输频率，很难生成“纯净”的高频信号。lo上的噪声可与阻塞(blocker)信号混合使接收机不敏感。当在单个芯片中实现支持不同频带的各种收发机时，这更是一种挑战。例如，lo的多余的频谱音频(spectraltone)会干扰另一个收发机的接收机部分。

现有的lo信号的产生方法主要包括镜像抑制混频方法。如图1所示，其为现有本地振荡器的结构示意图。该本地振荡器采用镜像抑制混频方案，所述本地振荡器包括：一压控振荡器(vco)、三个缓冲器、一镜像抑制混频器、三个除2电路、两个rc-cr相移网络，压控振荡器生成频率为wc的信号，频率为wc的信号经过两个缓冲器整形处理传输给一个除2电路产生频率为0.5wc的信号，镜像抑制混频器输入的两个频率分量的正交信号由两个除2电路的输出产生，频率分别为0.5wc和0.25wc，经过镜像抑制混频器后产生频率为0.75wc的信号，之后经过剩余的缓冲器后再通过rc-cr产生频率同为0.75wc的四路正交信号(iq)。但是，由于最后产生的四路正交信号和镜像抑制混频器的输出都在频率0.75wc频率上，如果这个频率不是很高的话(如0.75wc＝2.4ghz)，根据电感电容谐振公式：可知，当前需要的电感值就会比较大，从而导致电感占用较大的芯片面积，增加了生产成本。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种本地振荡器及本地振荡信号产生方法，以解决使用现有采用镜像抑制混频方案的本地振荡器，需要的电感值较大，导致电感占用较大的芯片面积，增加了生产成本的问题。

为解决上述技术问题，本发明提供一种本地振荡器，所述本地振荡器包括：一压控振荡器、两个rc-cr相移网络、一第一分频电路、一第二分频电路、一第三分频电路及一镜像抑制混频器；所述压控振荡器的输出端与所述rc-cr相移网络的输入端连接，所述两个rc-cr相移网络的输出端与所述第一分频电路的输入端、所述第二分频电路的输入端、所述镜像抑制混频器的第一输入端连接，所述第一分频电路的输出端或所述第二分频电路的输出端与所述镜像抑制混频器的第二输入端连接，所述镜像抑制混频器的输出端与所述第三分频电路的输入端连接。

可选的，在所述的本地振荡器中，还包括第一缓冲单元、第二缓冲单元及第三缓冲单元，所述第一缓冲单元的输入端与所述压控振荡器的输出端连接，所述第一缓冲单元的输出端与所述两个rc-cr相移网络的输入端连接；所述第二缓冲单元的输入端与所述两个rc-cr相移网络的输出端连接，所述第二缓冲单元的输出端与所述第一分频电路的输入端、所述第二分频电路的输入端连接；所述第三缓冲单元的输入端与所述镜像抑制混频器的输出端连接，所述第三缓冲单元的输出端与所述第三分频电路的输入端连接。

可选的，在所述的本地振荡器中，还包括校正电阻，所述校正电阻通过开关控制的方式并联于rc-cr相移网络中电阻的两端。

可选的，在所述的本地振荡器中，所述校正电阻的数量为两组，每组校正电阻通过若干位宽的开关控制的方式并联于rc-cr相移网络中的一个电阻的两端。

可选的，在所述的本地振荡器中，所述第一分频电路、所述第二分频电路和所述第三分频电路均为除2电路。

可选的，在所述的本地振荡器中，所述压控振荡器生成第一频率的信号。

可选的，在所述的本地振荡器中，输入所述镜像抑制混频器的信号包括四路第一频率的正交信号和四路第二频率的正交信号，所述第三分频电路的输出信号为本地振荡信号，所述第一频率是所述第二频率的二倍。

可选的，在所述的本地振荡器中，所述镜像抑制混频器输出的信号的信号频率为1.5倍的第一频率，所述本地振荡信号的信号频率为0.75倍的第一频率。

本发明还提供一种本地振荡信号产生方法，所述本地振荡信号产生方法使用上述本地振荡器产生。

可选的，在所述的本地振荡信号产生方法中，包括：

根据欲产生的本地振荡信号的频率设定压控振荡器的振荡频率，所述第一分频电路、所述第二分频电路和所述第三分频电路均为除2电路时，所述欲产生本地振荡信号的频率是压控振荡器的振荡频率的0.75倍。

在本发明所提供的本地振荡器及本地振荡信号产生方法中，压控振荡器的输出端与rc-cr相移网络的输入端连接，两个rc-cr相移网络的输出端与第一分频电路的输入端、第二分频电路的输入端、镜像抑制混频器的第一输入端连接，第一分频电路的输出端或第二分频电路的输出端与镜像抑制混频器的第二输入端连接，镜像抑制混频器的输出端与第三分频电路的输入端连接。通过先产生正交信号后进行混频处理的方案产生本地振荡信号，相比采用先进行混频处理后产生正交信号的方案产生本地振荡信号而言，本发明中镜像抑制混频器的输出信号频率与本地振荡信号的频率不同，提高了镜像抑制混频器的输出信号频率，从而缩小了电感占用芯片的面积，有效的降低了生产成本。

附图说明

图1是现有本地振荡器的结构示意图；

图2是本发明一实施例中本地振荡器的结构示意图；

图3a是本发明一实施例中rc-cr相移网络的幅度与频率的响应曲线；

图3b是本发明一实施例中rc-cr相移网络的相位与频率的响应曲线；

图4是本发明一实施例中增加校正电阻后的rc-cr相移网络的示意图；

图5是镜像抑制混频器的原理图；

图6是镜像抑制混频器的电路图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明提出的本地振荡器及本地振荡信号产生方法作进一步详细说明。根据下面说明和权利要求书，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

请参考图2，其为本实施例中本地振荡器的结构示意图，如图2所示，所述本地振荡器包括：一压控振荡器(vco)、两个rc-cr相移网络(也称rc-cr网络)、一第一分频电路、一第二分频电路、一第三分频电路及一镜像抑制混频器；所述压控振荡器的输出端与所述rc-cr相移网络的输入端连接，所述两个rc-cr相移网络的输出端与所述第一分频电路的输入端、所述第二分频电路的输入端、所述镜像抑制混频器的第一输入端连接，所述第一分频电路的输出端或所述第二分频电路的输出端与所述镜像抑制混频器的第二输入端连接，所述镜像抑制混频器的输出端与所述第三分频电路的输入端连接。优选的，所述第一分频电路、所述第二分频电路和所述第三分频电路均为除2电路。较佳的，所述第一分频电路、所述第二分频电路、所述第三分频电路包括但不局限于为除2电路，也可以为除4电路或除6电路。

进一步地，本地振荡器还包括第一缓冲单元、第二缓冲单元及第三缓冲单元，所述第一缓冲单元的输入端与所述压控振荡器的输出端连接，所述第一缓冲单元的输出端与所述两个rc-cr相移网络的输入端连接；所述第二缓冲单元的输入端与所述两个rc-cr相移网络的输出端连接，所述第二缓冲单元的输出端与所述第一分频电路的输入端、所述第二分频电路的输入端连接；所述第三缓冲单元的输入端与所述镜像抑制混频器的输出端连接，所述第三缓冲单元的输出端与所述第三分频电路的输入端连接。

具体的，如图2所示，第一缓冲单元中包括两个缓冲器，每个缓冲器的输入端与所述压控振荡器的输出端连接，每个缓冲器的输出端与一个rc-cr网络的输入端连接，从而初步对压控振荡器输出的信号进行波形整形；第二缓冲单元包括四个缓冲器，每个rc-cr网络中包括一个cr电路和一个rc电路，每个rc-cr网络中的cr电路和rc电路的输出端对应与一个缓冲器连接，以对每路输出的信号进行波形整形，进一步提高输出信号的质量，提高输出信号的抗干扰的能力；第三缓冲单元包括一个缓冲器，用于对镜像抑制混频器所输出的信号进行波形整形。综上，每个器件的输出端均会跟随设计一缓冲器，以使经每个器件处理后的信号质量都是最佳的，提高信号波形的质量的同时提高其抗干扰的能力，确保最终产生的本地振荡信号的质量。

为了较好的理解镜像抑制混频器，下面将结合图5和图6进行详细阐述。

请参考图5，其为本实施例中镜像抑制混频器的原理图。图5所示的原理可以如下公式表征：

sin(wa*t)*cos(wb*t)＝0.5(sin(wa+wb)*t+sin(wa-wb)*t)；

cos(wa*t)*sin(wb*t)＝0.5(sin(wa+wb)*t-sin(wa-wb)*t)；

sin(wa*t)*cos(wb*t)+cos(wa*t)*sin(wb*t)＝sin(wa+wb)*t。

其中wa、wb分别为数值不同的频率。

请参考图6，其为本实施例中镜像抑制混频器的电路图。图6中，ibias为电流源，m1～m4为跨导管，m1～m4接频率为wb(对应镜像抑制混频器的第一输入端输入的信号频率)的正交信号，m5～m12为开关管，其中m5～m8接频率为wa(对应镜像抑制混频器的第二输入端输入的信号频率)的i路差分信号，m9～m12接频率为wb的q路差分信号。电感l和电容c谐振在频率(wa+wb)上，这样outn和outp即为频率为(wa+wb)的差分信号。

请继续参考图2、图5及图6，本实施例中压控振荡器(vco)振荡在wc频率上，wc可以根据实际需求进行设定，压控振荡器输出的差分的振荡信号通过第一缓冲单元送给两个rc-cr相移网络，两个rc-cr相移网络产生4路频率为wc的正交信号，这4路频率为wc的正交信号分别通过对应的一个缓冲器，输出4路频率为wc的差分信号，将i路差分信号(对应图2中信号cos(wc*t)和-cos(wc*t))送给第一除2电路产生0.5wc频率的正交信号(即cos(0.5wc*t)、-cos(0.5wc*t))，并将其送给镜像抑制混频器的第一输入端，将其中q路差分信号(对应图2中信号sin(wc*t)和-sin(wc*t))送给第二除2电路产生0.5wc频率的正交信号(即sin(0.5wc*t)、-sin(0.5wc*t))并将其送给镜像抑制混频器的第一输入端，以平衡i路和q路的负载。所述镜像抑制混频器的第二输入端输入的信号为两个rc-cr相移网络输出信号通过波形整形后频率为wc的正交信号(对应中信号sin(wc*t)、-sin(wc*t)、cos(wc*t)和-cos(wc*t)。经第一输入端和第二输入端输入镜像抑制混频器的两个频率分量分别为0.5wc和wc的正交信号经过混频处理后产生1.5wc频率的差分信号，然后经过第三缓冲单元后送给第三除2电路产生0.75wc频率上的幅度和相位均匹配良好的正交本地振荡信号(对应图2中i_p、i_n、q_p、q_n)。

相比图1所示的现有的本地振荡器结构，图2所示本地振荡器结构在rc-cr相移网络设置的位置存在改动，基于该改动，相应的后续器件的设置及线路连接均有所改变。图1中输入镜像抑制混频器的两个频率分量分别为0.5wc和0.25wc，镜像抑制混频器输出的信号为频率为0.75wc的差分信号；而图2中因rc-cr网络的前置，使得输入镜像抑制混频器的两个频率分量分别为0.5wc和wc，镜像抑制混频器输出的1.5wc频率的差分信号。根据电感电容谐振公式：计算，由于图1镜像抑制混频器输出信号频率(0.75wc)相比图2镜像抑制混频器输出信号频率(1.5wc)相比减半，因此图1所需电感值为图2所需电感值的4倍，因此图1方案中的电感面积较图2方案的电感面积大幅度减小。对于所述第一分频电路、所述第二分频电路和所述第三分频电路均为除4电路与均为除2电路同理，具体可以参考图2的阐述内容，同样可以降低电感面积，此处不做过多赘述。

针对rc-cr网络存在的不足，本发明的较佳方案进行了进一步改进，具体如下：

请参考图3a，标识有|hhpf|的曲线为对应cr电路的幅度(a)与频率(ω)的响应曲线；标识有|hlpf|的曲线为对应rc电路的幅度与频率的响应曲线。

请参考图3b，标识有∠hhpf的曲线为对应cr电路的相位(ψ)与频率(ω)的响应曲线；标识有∠hlpf的曲线为对应rc电路的相位与频率的响应曲线。

通过图3b的曲线可知，在任何频率上cr电路和rc电路输出的信号在相位上均相差90度通过图3a的曲线可知，仅在频率ω＝1/(r1*c1)处cr电路和rc电路输出的信号的幅度相等，其他频率处cr电路和rc电路输出的信号的幅度有失配现象。

针对上述问题，本发明为了克服电阻或者电容失配对输出信号的幅度失配的影响，通过在本地振荡器中rc-cr相移网络中电阻r的两端通过开关控制的方式并联于校正电阻r1的方式进行补偿加以解决。具体方案请参考图4，所述校正电阻的数量为两组，每组校正电阻通过若干位宽的开关控制的方式并联于rc-cr相移网络中的一个电阻的两端。具体的，一组校正电阻r1通过开关控制的方式并联于cr电路中的电阻r两端，另一组校正电阻r1通过开关控制的方式并联于rc电路中的电阻r两端，在存在幅度失配时，选择合适的校正电阻r1分别并联于cr电路和rc电路中的一个电阻的两端，以降低电阻或者电容失配对输出信号的幅度失配的影响。

相应的，本实施例还提供了一种本地振荡信号产生方法。下面参考图2详细说明本实施例所述本地振荡信号产生方法。

本地振荡信号产生方法中首先需要根据欲产生的本地振荡信号的频率设定压控振荡器的振荡频率，经验证，所述第一分频电路、所述第二分频电路和所述第三分频电路均为除2电路时，所述欲产生本地振荡信号的频率为0.75倍的压控振荡器的振荡频率。关于压控振荡器的振荡频率的设定原理可以根据如下例子得以验证。

为了较好的理解本发明本地振荡信号的产生过程，下面结合图2，以产生频率为2.4ghz(即0.75wc＝2.4ghz)的本地振荡信号为例，此时wc＝3.2ghz，因此，vco需振荡在3.2ghz上，经过两个rc-cr网络后产生4路正交信号，分别为：cos(2pi*3.2*10^9*t)，-cos(2pi*3.2*10^9*t)，sin(2pi*3.2*10^9*t)，-sin(2pi*3.2*10^9*t)；其中cos(2pi*3.2*10^9*t)和-cos(2pi*3.2*10^9*t)的差分信号通过一个除2电路产生cos(2pi*1.6*10^9*t)，-cos(2pi*1.6*10^9*t)，sin(2pi*1.6*10^9*t)和-sin(2pi*1.6*10^9*t)；另一路差分信号sin(2pi*3.2*10^9*t),-sin(2pi*3.2*10^9*t)同样接一个相同的除2电路以平衡负载。

正交信号cos(2pi*3.2*10^9*t)，-cos(2pi*3.2*10^9*t)，sin(2pi*3.2*10^9*t)，-sin(2pi*3.2*10^9*t)送给镜像抑制混频器的第一个输入端，cos(2pi*1.6*10^9*t)，-cos(2pi*1.6*10^9*t)，sin(2pi*1.6*10^9*t)和-sin(2pi*1.6*10^9*t)送给镜像抑制混频器的第二输入端，经过镜像抑制混频器的调谐网络得到sin(2pi*4.8*10^9*t)和-sin(2pi*4.8*10^9*t)的振荡信号，然后经过缓冲器后送给一除2电路得到cos(2pi*2.4*10^9*t)，-cos(2pi*2.4*10^9*t)，sin(2pi*2.4*10^9*t)，-sin(2pi*2.4*10^9*t)的正交本地振荡信号。

综上，在本发明所提供的本地振荡器及本地振荡信号产生方法中，压控振荡器的输出端与rc-cr相移网络的输入端连接，两个rc-cr相移网络的输出端与第一分频电路的输入端、第二分频电路的输入端、镜像抑制混频器的第一输入端连接，第一分频电路的输出端或第二分频电路的输出端与镜像抑制混频器的第二输入端连接，镜像抑制混频器的输出端与第三分频电路的输入端连接。通过先产生正交信号后进行混频处理的方案产生本地振荡信号，相比采用先进行混频处理后产生正交信号的方案产生本地振荡信号而言，本发明中镜像抑制混频器的输出信号频率与本地振荡信号的频率不同，提高了镜像抑制混频器的输出信号频率，从而缩小了电感占用芯片的面积，有效的降低了生产成本。

上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明范围的任何限定，本发明领域的普通技术人员根据上述揭示内容做的任何变更、修饰，均属于权利要求书的保护范围。