一种低电压轨到轨运算跨导放大器的制作方法

本发明涉及一种低电压轨到轨运算跨导放大器，属于放大器的技术领域。

背景技术：

随着工艺尺寸的不断缩小以及对低功耗的诉求，模拟集成电路的电源电压不断朝着更低的方向演变。设计者开始尝试将电路工作在0.6v或更低电源电压下。然而受到漏电流问题的制约，晶体管的阈值电压没有随着特征尺寸持续降低而是稳定在350mv~450mv的量级，这给传统的模拟电路设计带来了巨大的挑战。在模拟集成电路中，跨导放大器作为构成大多数反馈电路的核心模块，其重要性不言而喻。

在低电压应用场合，为了在局促的电源电压下榨取出尽可能大的电压摆幅，需要对放大器实现轨到轨的输入/输出。当电源电压接近阈值电压，传统的差分对结构很难保持尾电流源的恒定。同时，较低的电源电压也限制了互补输入级对共模电压变化的衔接效果。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题在于克服现有技术的不足，提供一种低电压轨到轨运算跨导放大器，解决传统的差分对结构很难保持尾电流源的恒定。同时，较低的电源电压也限制了互补输入级对共模电压变化的衔接效果的问题，本发明的放大器结构使用互补差分对，并利用主从输入级箝位尾电流。

本发明具体采用以下技术方案解决上述技术问题：

一种低电压轨到轨运算跨导放大器，包括输入级和输出级，所述输入级为由带尾电流源的nmos差分跨导级与带尾电流源的pmos差分跨导级组成的互补的主从差分放大器，及输出级为折叠结构的共源放大器；所述互补主从差分放大器的输出电流分别注入至共栅管的源漏极进行叠加，并经转换为第一级电压输出；所述输出级的共源放大器放大第一级输出信号并输出。

进一步地，作为本发明的一种优选技术方案，所述带尾电流源的nmos差分跨导级包括：由三个nmos管组成的从级nmos差分对，及由三个nmos管和一个pmos管组成的主级nmos差分对。

进一步地，作为本发明的一种优选技术方案，所述带尾电流源的pmos差分跨导级包括：由三个pmos管组成的从级pmos管差分对，及由三个pmos管和一个nmos管组成的主级pmos管差分对。

进一步地，作为本发明的一种优选技术方案，所述互补的主从差分放大器具体包括：第二pmos管p2、第四nmos管n4、第五nmos管n5、第二nmos管n2、第六nmos管n6、第七nmos管n7、第三nmos管n3、第五pmos管p5、第六pmos管p6、第七pmos管p7、第八pmos管p8、第九pmos管p9、第十pmos管p10、第十二nmos管n12，其中：

所述第二pmos管p2的栅极接第一偏置电压vb1，及其源极接电源且漏极接第二nmos管n2的栅极；第四nmos管n4的漏极接第二nmos管n2的栅极，及第四nmos管n4的栅极接输入电压负极且源极接第二nmos管n2的漏极；第五nmos管n5的漏极接n2的栅极，所述第五nmos管n5的栅极接输入电压正极且其源极接第二nmos管n2的漏极，第二nmos管n2的源极接地；第三nmos管n3的栅极接第二nmos管n2的n2的栅极，及第三nmos管n3的源极接地且其漏极接第六nmos管n6的源极；所述第六nmos管n6的栅极接输入电压正极，且及漏极接第三pmos管p3的漏极；第七nmos管n7的源极接第三nmos管n3的漏极，及第七nmos管n7的栅极接输入电压负极且其漏极接第四pmos管p4的漏极；第五pmos管p5的源极接电源，及第五pmos管p5的栅极接第十二nmos管n12的漏极，且第五pmos管p5漏极接第七pmos管p7的源极；所述第七pmos管p7的栅极接输入电压负极，及其漏极接地第九nmos管n9的漏极；所述第八pmos管p8的源极接第五pmos管p5的漏极，及第八pmos管p8的栅极接输入电压正极，且第八pmos管p8的漏极接第八nmos管n8的漏极；第六pmos管p6的源极接电源，及第六pmos管p6的栅极接第十二nmos管n12的漏极，第六pmos管p6的漏极接第九pmos管p9的源极；第九pmos管p9的栅极接输入电压正极，及第九pmos管p9的漏极接第十二nmos管n12的漏极；第十pmos管p10的源极接第六pmos管p6的漏极；第十pmos管p10的栅极接输入电压负极，及第十pmos管p10的漏极接第十二nmos管n12的漏极；所述第十二nmos管n12的栅极接第二偏置电压vb2，且第十二nmos管n12的源极接地。

进一步地，作为本发明的一种优选技术方案：所述折叠结构的共源放大器包括：第三pmos管p3、第四pmos管p4、第十nmos管n10、第十一nmos管n11、第八nmos管n8、第九nmos管n9、第一pmos管p1、第一nmos管n1、第一电容c1、第一电阻r1，其中，

所述第三pmos管p3的源极接电源，第三pmos管p3的栅极接第四pmos管p4的漏极且第三pmos管p3的漏极接第十nmos管n10的漏极；第四pmos管p4的源极接电源，及第四pmos管p4的栅极接其漏极，且第四pmos管p4的漏极接第十一nmos管n11的漏极；所述第十nmos管n10的栅极接第三偏置电压vb3，及第十nmos管n10的源极接第八nmos管n8的漏极；所述第十一nmos管n11的栅极接vb3，及第十一nmos管n11的源极接第九nmos管n9的漏极；所述第八nmos管n8的源极接地，及第八nmos管n8的栅极接第二偏置电压vb2；所述第九nmos管n9的源极接地，及第九nmos管n9的栅极接第二偏置电压vb2；第一pmos管p1的源极接电源，及第一pmos管p1的栅极接第一偏置电压vb1，且第一pmos管p1的漏极接输出端out；第一nmos管n1的源极接地，及第一nmos管n1的栅极接第三pmos管p3的漏极；所述第一nmos管n1的漏极接输出端out；第一电阻r1的正极接第一nmos管n1的栅极，且第一电阻r1的负极接第一电容c1的正极；所述第一电容c1的负极接输出端out。

本发明采用上述技术方案，能产生如下技术效果：

本发明提出一种可以工作在0.6电压下的输入/输出轨到轨放大器的设计思路和电路结构，该结构使用互补差分对，并利用主从输入级箝位尾电流。在不同输入电压变化情况下动态调整尾电流管栅极电压，显著降低了共模电压死区并实现轨到轨输入/输出。

本发明的输入级为互补的差分放大器结构，分别为带尾电流源的nmos差分跨导级与带尾电流源的pmos差分跨导级。在低电压条件下，传统的nmos输入对以及pmos输入对各有0.5v以上的输入共模电压死区。在0.7v的电源下互补差分对的死区会发生交叠，当输入电压位于电源电压一半附近时，nmos和pmos输入对均无法获得足够的偏置电流，从而引起功能和性能层面的缺陷。本发明提出用主从跨导级构成反馈回路，根据输入电压的变化实时调整尾电流管的栅极电压，从而保证在尾电流管处于线性区时电流仍然恒定。该方法显著降低了差分对的死区范围，使得pmos和nmos输入对的死区在电源电压范围内无交叠，实现了轨到轨输入功能并保证了不同共模电压条件下放大器性能处于同一区间。

相比现有技术，本发明具有以下效果：

1.该放大器利用主从结构显著提高了差分跨导级的共模电压工作范围，为低电压下的互补差分对消除共模电压死区起到了关键作用。

2.互补差分对输出电流用共栅极求和，节约了折叠结构的电压裕度，使之更适合低电源电压的工作条件。

附图说明

图1为本发明低电压轨到轨运算跨导放大器的电路图。

图2为本发明开环增益随输入共模电压的变化曲线。

图3为本发明接成单位增益缓冲器形式下，输出电压随输入电压的变化曲线。

具体实施方式

下面结合说明书附图对本发明的实施方式进行描述。

如图1所示，本发明提出一种低电压轨到轨运算跨导放大器，包括输入级和输出级，所述输入级为由带尾电流源的nmos差分跨导级与带尾电流源的pmos差分跨导级组成的互补的主从差分放大器，及输出级为折叠结构的共源放大器；所述互补的主从差分放大器的输出电流分别注入到共栅级的源漏极进行叠加，并经转换为第一级电压输出；所述输出级的折叠结构的共源放大器将第一级电压放大后输出。

在本实施例中，所述带尾电流源的nmos差分跨导级主要包括：由三个nmos管组成的从级nmos差分对，及由三个nmos管和一个pmos管组成的主级nmos差分对。进一步地，所述带尾电流源的pmos差分跨导级包括：由三个pmos管组成的从级pmos管差分对，及由三个pmos管和一个nmos管组成的主级pmos管差分对。由此，该放大器跨导级形成互补结构的主从差分放大器结构。

并且，本实施例给出所述的互补结构跨导放大器的具体电路，如图1所示，其包括：第二pmos管p2、第四nmos管n4、第五nmos管n5、第二nmos管n2、第六nmos管n6、第七nmos管n7、第三nmos管n3、第五pmos管p5、第六pmos管p6、第七pmos管p7、第八pmos管p8、第九pmos管p9、第十pmos管p10、第十二nmos管n12；所述pmos管指p型金属氧化物晶体管；所述nmos管指n型金属氧化物晶体管；其中：

所述第二pmos管p2的栅极接第一偏置电压vb1，及其源极接电源且漏极接第二nmos管n2的栅极；第四nmos管n4的漏极接第二nmos管n2的栅极，及第四nmos管n4的栅极接输入电压负极且源极接第二nmos管n2的漏极；第五nmos管n5的漏极接n2的栅极，所述第五nmos管n5的栅极接输入电压正极且其源极接第二nmos管n2的漏极，第二nmos管n2的源极接地；第三nmos管n3的栅极接第二nmos管n2的n2的栅极，及第三nmos管n3的源极接地且其漏极接第六nmos管n6的源极；所述第六nmos管n6的栅极接输入电压正极，且及漏极接第三pmos管p3的漏极；第七nmos管n7的源极接第三nmos管n3的漏极，及第七nmos管n7的栅极接输入电压负极且其漏极接第四pmos管p4的漏极；第五pmos管p5的源极接电源，及第五pmos管p5的栅极接第十二nmos管n12的漏极，且第五pmos管p5漏极接第七pmos管p7的源极；所述第七pmos管p7的栅极接输入电压负极，及其漏极接地第九nmos管n9的漏极；所述第八pmos管p8的源极接第五pmos管p5的漏极，及第八pmos管p8的栅极接输入电压正极，且第八pmos管p8的漏极接第八nmos管n8的漏极；第六pmos管p6的源极接电源，及第六pmos管p6的栅极接第十二nmos管n12的漏极，第六pmos管p6的漏极接第九pmos管p9的源极；第九pmos管p9的栅极接输入电压正极，及第九pmos管p9的漏极接第十二nmos管n12的漏极；第十pmos管p10的源极接第六pmos管p6的漏极；第十pmos管p10的栅极接输入电压负极，及第十pmos管p10的漏极接第十二nmos管n12的漏极；所述第十二nmos管n12的栅极接第二偏置电压vb2，且第十二nmos管n12的源极接地。

及本实施例中，所述折叠结构的共源放大器包括：第三pmos管p3、第四pmos管p4、第十nmos管n10、第十一nmos管n11、第八nmos管n8、第九nmos管n9、第一pmos管p1、第一nmos管n1、第一电容c1、第一电阻r1；其中，由第十nmos管n10和第十一nmos管n11组成共栅管，由pmos差分跨导级产生的电流则通过共栅管n10和n11注入到放大器第一级输出节点，实现电流的叠加。其中：

所述第三pmos管p3的源极接电源，第三pmos管p3的栅极接第四pmos管p4的漏极且第三pmos管p3的漏极接第十nmos管n10的漏极；第四pmos管p4的源极接电源，及第四pmos管p4的栅极接其漏极，且第四pmos管p4的漏极接第十一nmos管n11的漏极；所述第十nmos管n10的栅极接第三偏置电压vb3，及第十nmos管n10的源极接第八nmos管n8的漏极；所述第十一nmos管n11的栅极接vb3，及第十一nmos管n11的源极接第九nmos管n9的漏极；所述第八nmos管n8的源极接地，及第八nmos管n8的栅极接第二偏置电压vb2；所述第九nmos管n9的源极接地，及第九nmos管n9的栅极接第二偏置电压vb2；第一pmos管p1的源极接电源，及第一pmos管p1的栅极接第一偏置电压vb1，且第一pmos管p1的漏极接输出端out；第一nmos管n1的源极接地，及第一nmos管n1的栅极接第三pmos管p3的漏极；所述第一nmos管n1的漏极接输出端out；第一电阻r1的正极接第一nmos管n1的栅极，且第一电阻r1的负极接第一电容c1的正极；所述第一电容c1的负极接输出端out。

上述结构的运算跨导放大器的原理是：输入级为互补的差分放大器结构，分别为带尾电流源的nmos差分跨导级与带尾电流源的pmos差分跨导级。互补跨导级的输出电流分别耦合至由第十nmos管n10和第十一nmos管n11组成的共栅放大器的源漏极进行叠加，并经电流镜负载转换为第一级电压输出，其中共栅放大器是用于承担互补差分对的电流求和。在低电压条件下，传统的nmos输入对以及pmos输入对各有0.5v以上的输入共模电压死区。在0.7v的电源下互补差分对的死区会发生交叠，当输入电压位于电源电压一半附近时，nmos和pmos输入对均无法获得足够的偏置电流，从而引起功能和性能层面的缺陷。本发明提出用主从跨导级构成反馈回路，根据输入电压的变化实时调整尾电流管的栅极电压，从而保证在尾电流管处于线性区时电流仍然恒定。该方法显著降低了差分对的死区范围，使得pmos和nmos输入对的死区在电源电压范围内无交叠，实现了轨到轨输入功能并保证了不同共模电压条件下放大器性能处于同一区间。由nmos差分跨导级产生的电流直接注入到放大器第一级输出节点，由pmos差分跨导级产生的电流则通过共栅管n10和n11注入到放大器第一级输出节点，实现电流的叠加。放大器第二级为电流源负载的共源放大器，可实现较高的输出摆幅。

该放大器跨导级为互补结构，通过主从电流源电路对跨导级尾电流源进行实时电流监测和补偿，在输入共模电压接近电源和地的情况下保持尾电流恒定。在放大器第一级通过共栅放大器将互补差分对的电流进行叠加并转化为电压，经过第二级放大后作为最终放大器输出。基于以上结构特点，本发明的跨阻放大器最低可以工作在0.6v电源电压下，并确保放大器在整个共模输入范围内无死区。

如图2所示为本发明的低电压轨到轨运算跨导放大器的开环增益随输入共模电平的变化曲线。在此例中供电电压为0.7v，输入共模电压从0.1v~0.6v之间变化。从图中可以看出，受第二级输出阻抗的影响，该放大器在0.1v和0.6v两个极端电压下增益有所衰减，为50db左右，其它共模电压条件下均满足60db以上的环路增益且增益范围较为集中。

如图3所示为本发明接成单位增益缓冲器形式下，输出电压随输入电压的变化曲线，可以看出，得益于较宽的共模输入范围，该电路可以在几乎整个电压范围内实现对输入电压的跟随效果。

综上，本发明放大器利用主从结构显著提高了差分跨导级的共模电压工作范围，为低电压下的互补差分对消除共模电压死区起到了关键作用；互补差分对输出电流用共栅极求和，节约了折叠结构的电压裕度，使之更适合低电源电压的工作条件。因此，在不同输入电压变化情况下动态调整尾电流管栅极电压，显著降低了共模电压死区并实现轨到轨输入/输出。

上面结合附图对本发明的实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下做出各种变化。