多赫蒂放大器的制作方法

本发明涉及所谓多赫蒂放大器，特别是涉及在载频放大器和峰值放大器中具有相同的结构的多赫蒂放大器的一个方式。

背景技术：

应用于移动电话等的无线通信的数字调制信号，示出远大于平均电力的瞬时电力。在输出所涉及的数字调制信号的传送装置中，相对于饱和电力要求大的补偿量的补偿。为了提高微波信号的放大效率，多赫蒂放大器在需要所涉及的大的补偿的通信系统中被广泛采用。关于安装饱和输出相等的两个放大器的对称多赫蒂放大器，以相对于饱和输出降低了6dB的输出示出最大效率。另一方面，在移动电话的基站中采用的数字调制信号，峰值输出和平均输出之差为8dB左右。因此，在将通常的多赫蒂放大器安装于所涉及的系统的情况下，导致效率的降低。

在试图得到例如6dB以上的补偿量的情况下，通常采用非对称多赫蒂结构。即，是载频放大器和峰值放大器示出各自不同的饱和电力的结构。但是，对于该非对称多赫蒂放大器，通常AM－AM失真发生劣化。另外，在非对称多赫蒂放大器中，需要将输入信号不均等地分支，向载频放大器的输入电力减少，与此相伴，总电力增益与对称多赫蒂放大器相比较而发生劣化。

在专利文献JP－2006－166141中公开了多赫蒂放大器的一个方式。该多赫蒂放大器具有：载频放大器，其伴有阻抗变换器；峰值放大器，其同样地伴有阻抗变换器；以及最后级阻抗变换器。该多赫蒂放大器将补偿的宽度扩大，将在载频放大器的后级和峰值放大器的后级设置的阻抗变换器的变换比设为可变，由此使补偿宽度变化。

技术实现要素：

本发明涉及一种多赫蒂放大器，其具有：载频放大器，其将波长标记为λ的高频信号进行放大，针对该高频信号的强度在全部区域进行放大动作；以及峰值放大器，其针对该高频信号的强度仅在大于或等于规定的强度的补偿区域进行放大动作。该多赫蒂放大器的特征在于，在两个放大器的基础上，具有输入分配器、第一传送线路和第二传送线路。输入分配器将输入信号向两个载频放大器和峰值放大器向以强度相等的方式进行等分配。第一传送线路将一端与载频放大器输出连接，具有相当于λ/4波长的电气长度。第二传送线路将一端分别与第一传送线路的另一端和峰值放大器的输出连接，将另一端与负载连接，具有相当于λ/4波长的电气长度。而且，本发明所涉及的多赫蒂放大器，第一传送线路的阻抗比负载所具有的负载阻抗大，第二传送线路的阻抗具有比将负载阻抗除以√2得到的值大的阻抗。

发明的效果

本发明所涉及的对称多赫蒂放大器将第一、第二传送线路的阻抗分别设为比现有的设定值大的值，因此具有与通过对称多赫蒂放大器通常得到的值相比进行了扩大的补偿量。

附图说明

图1示出对称多赫蒂放大器的基本结构。

图2示出本发明所涉及的对称多赫蒂放大器的基本结构。

图3示出本发明所涉及的对称多赫蒂放大器的实施例。

图4示出相对于图3所示的对称多赫蒂放大器输出强度的效率。

图5(a)是图3所示的本发明所涉及的多赫蒂放大器的相对于RF频率2.6～2.7GHz下的输出强度的综合增益的举动，图5(b)示出此时的载频放大器、峰值放大器所具有的FET的漏极电流的变化。

具体实施方式

下面，参照附图，对本发明所涉及的多赫蒂放大器的具体例详细地进行说明。此外，本发明并不限定于这些例示，而由权利要求书示出，另外，包含与权利要求书等同的内容及其范围内的全部变更。

图1是概略地表示通常的对称多赫蒂放大器的结构的框图。提供给输入IN的高频信号(RF信号)分支为两分支后，一个直接输入至载频放大器10₁，另一个经由具有半波长的长度的传送线而输入至峰值放大器10₂。在对称多赫蒂放大器中，载频放大器10₁和峰值放大器10₂具有彼此相同的结构，包含例如栅极长度、栅极宽度、互电导gm等具有相同的规格的场效应晶体管(FET)。在峰值放大器10₂的输入中插入有λ/4波长的传送线，因此输入至峰值放大器10₂的RF信号相对于输入至载频放大器10₁的RF信号，其相位延迟了90°。

在载频放大器10₁的输出经由传送线路30₁而峰值放大器10₂的输出直接在耦合节点N₃进行混合后，经由传送线路30₂而提供给负载50。载频放大器10₁的输出经由传送线路30₁而提供给耦合节点N₃，因此由峰值放大器10₂输出的信号和由载频放大器10₁输出并经过了传送线路30₁的信号的相位一致。而且，峰值放大器10₂通常偏置为B级或者C级，在输入RF信号的强度小时为断开状态。另一方面，载频放大器偏置为A级或AB级，针对输入RF信号进行线性的动作。由于偏置为A级、AB级，因此其饱和输出小。另一方面，峰值放大器10₂从载频放大器10₁的输出饱和时起开始放大动作，以相对于载频放大器10₁的饱和输出进一步大6dB的输出达到饱和。有时将该载频放大器10₁和峰值放大器10₂均进行动作的区域称为补偿(Back off)。这样，在对称多赫蒂放大器100中，能够将其输出从载频放大器10₁的饱和时刻起进一步提高6dB。

对称多赫蒂放大器10₀的动作进一步进行说明。

关于从耦合节点N₃起将负载计算在内的阻抗，在负载50的阻抗为Z₀，传送线路30₂具有λ/4的长度且其阻抗设定为Z₀/√2时，成为(Z₀/√2)²/Z₀＝Z₀/2。在输出小于补偿的区域中，峰值放大器10₂断开，其输出阻抗(漏极阻抗)可以视作开路(无穷大)。此时，关于从载频放大器10₁的输出节点N₁起将耦合节点N₃计算在内的阻抗，由于在节点N₁和N₃之间以λ/4的长度插入有阻抗Z₀的传送线路，因此成为Z₀²/(Z₀/2)＝2×Z₀。即，在负载50具有50Ω的阻抗时，如果将传送线路30₁、30₂的阻抗分别设定为50Ω、25Ω，则从载频放大器10₁将负载计算在内的阻抗成为100Ω。

另一方面，在饱和输出时，对于载频放大器10₁、峰值放大器10₂，从其输出端起将负载计算在内的阻抗均成为Z₀。另一方面，耦合节点N₃处的阻抗是通过具有阻抗50Ω的传送线路30₁对峰值放大器10₂的输出阻抗和载频放大器10₁的输出阻抗进行变换后的阻抗的并联值。如果将峰值放大器10₂的输出阻抗设定为50Ω，将通过传送线路30₁变换后的阻抗设为50Ω，则载频放大器10₁的输出阻抗也成为50Ω。即，如果将传送线路30₁、30₂的阻抗分别设为Z₀、Z₀/2，则在峰值放大器10₂断开的区域，载频放大器10₁的负载阻抗被视作2·Z₀，在载频放大器10₁、峰值放大器10₂均成为最大输出状态的信号强度下，载频放大器10₁、峰值放大器10₂均成为针对负载阻抗Z₀的动作。而且，在补偿区域，载频放大器10₁的负载从2·Z₀起逐渐减少，最后成为Z₀，另一方面，峰值放大器10₂从大的值起逐渐减少，最后成为Z₀。

图2是表示本发明所涉及的多赫蒂放大器100A的结构的框图。该多赫蒂放大器关于插入至载频放大器10₁的输出级的传送线路30₁，特征点在于，其阻抗具有从负载阻抗Z₀偏移的值Z₀′，另一个传送线路30₂具有与Z₀/√2不同的阻抗。

首先，将输出补偿(OBO)通过对数显示以如下方式进行设定：

OBO＝P_PEAK－P_AVE (1)

在这里，P_PEAK、P_AVE以dBm为单位，分别是载频放大器10₁、峰值放大器10₂均生成最大输出时的综合输出，仅载频放大器10₁生成最大输出、峰值放大器10₂开始动作的输出。

如果将式(1)通过线性参数δ表示，则

δ＝10＾(OBO/20)－1。 (2)

在输出耦合节点N₃中，关于载频放大器10₁和峰值放大器10₂两者进行动作的最大输出时的合成阻抗，成为通过传送线路30₁对载频放大器10₁的输出阻抗进行变换后的阻抗Z_CARRIER′、峰值放大器10₂的输出阻抗Z_PEAK的并联阻抗。将其设为Z_COMBINE。在现有的多赫蒂放大器中，在载频放大器10₁、峰值放大器10₂均以最大输出进行动作时，两者的阻抗Z_CARRIER′和Z_PEAK设定为相同值，其合成阻抗从耦合节点N3观察时并联地连接，因此以Z_CARRIER′//Z_PEAK被赋予。但是，在本发明所涉及的多赫蒂放大器中，由于导入了非对称参数δ，因此其合成阻抗以下述方式被赋予。

Z_COMBINE＝δ×Z_PEAK/(1+δ)。 (3)

即，在多赫蒂放大器100A的最大输出时，峰值放大器10₂生成了比载频放大器10₁大的输出。

合成阻抗Z_COMBINE是通过传送线路30₁对载频放大器10₁的输出阻抗变换后的值Z_CARRIER′和峰值放大器10₂的输出阻抗Z_PEAK的并联阻抗，因此载频放大器10₁的变换输出阻抗Z_CARRIER′成为，

Z_CARRIER′＝Z_COMBINE×Z_PEAK/(Z_PEAK－Z_COMBINE) (4)。

即，在非对称参数δ大于1时，载频放大器10₁的输出阻抗Z_CARRIER′大于峰值放大器10₂的输出阻抗Z_PEAK。Z_CARRIER′＞Z_PEAK成立。

在该情况下，将传送线路30₂的阻抗设为

Z₃₀₂＝√(Z₀×Z_COMBINE) (5)

，如果将插入至载频放大器10₁的输出的传送线路301的阻抗设定为

Z₃₀₁＝√δ×Z_PEAK (6)

，则在载频放大器10₁和峰值放大器10₂中具有相同的放大器的对称多赫蒂放大器中，能够将载频放大器10₁和峰值放大器10₂两者成为接通的补偿区域的宽度设定为比6dB宽。

实施例

图3示出基于上述理论将补偿区域的宽度扩大至8dB后的对称多赫蒂放大器中的、两个传送线路的阻抗值的例子。在该多赫蒂放大器100A中，作为将输入信号RFIN分支为两分支的输入分支器而具有混合耦合器(Hybrid Coupler)20。将相对于输入信号相位延迟90°后的信号赋予给载频放大器10₁，将另一个延迟180°后的信号赋予给峰值放大器10₂。即，在赋予给两个放大器10₁、10₂的信号产生90°的相位差。

将插入至载频放大器10₁的后级的传送线路30₁设定为61.5Ω，将插入至耦合节点和输出端之间的传送线路30₂的阻抗设定为38.8Ω。此时，如果将负载阻抗设为50Ω，则从耦合节点N3其将负载计算在内的阻抗视作通过传送线路30₂被变换后的30.1Ω。在峰值放大器10₂断开的小信号强度中，载频放大器10₁的负载是将该值进一步通过传送线路30₁变换后的值即125.6Ω。在两个放大器以最大输出进行动作时，负载均被视作50Ω。下面的表1示出在将负载阻抗Z₀设为50Ω，在最大输出时两个放大器均作为负载将50Ω计算在内时的、将补偿量OBO设为7dB～10dB时，非对称参数δ、两个传送线路的阻抗Z₃₀₁、Z₃₀₂的值。另外，示出此时的、峰值放大器10₂断开时的载频放大器10₁的输出阻抗Z_CARRIER、通过传送线路30₁进行变换后的阻抗Z_CARRIER′、耦合节点处的阻抗Z_COMBINE的值。

Z₀＝50Ω，Z_PEAK＿MAX＝50Ω，Z_{CARRIER＿MAX}＝50Ω

下面的表2是在两个放大器在最大输出时将60Ω的负载计算在内时，关于各元件进行相同的估算而得到的。

Z₀＝50Ω，Z_PEAK＿MAX＝60Ω，Z_{CARRIER＿MAX}＝60Ω

图4示出相对于本发明所涉及的多赫蒂放大器的输出的效率的变化。多赫蒂放大器是在载频放大器和峰值放大器中具有相同结构的对称多赫蒂放大器，分别由以GaN为主要材料的FET(HEMT)构成。另外，该FET在2.6GHz频带具有饱和输出180W。该多赫蒂放大器在频率2.6～2.7GHz下实现最大输出55.1dBm(～324W)，作为8dB的补偿点处的输出而实现47.1dBm(～51.3W)。是对称多赫蒂放大器的结构，并且该补偿量与通常的多赫蒂放大器相比扩大了2dB。

图5(a)示出图4所示的多赫蒂放大器100A的2.6GHz频带(2.6～2.7GHz)下的综合增益特性。以输出47.1dBm在补偿区域开始，但没有识别出增益的显著的劣化。直至最大输出(55.1dB)为止维持增益12dB。图5(b)示出相对于在该多赫蒂放大器的载频放大器、峰值放大器分别搭载的FET的输出的漏极电流的增加的情况。在2.6～2.7GHz下，漏极电流特性没有识别出显著的差异，在峰值放大器中，从47.1dBm的补偿开始区域起识别出漏极电流的显著的增加。

以上，对本发明所涉及的多赫蒂放大器的结构、实施方式进行了说明，但本发明并不限定于这些实施方式。