本发明涉及电力电子电路技术领域，特别涉及一种优化碳化硅MOSFET开通波形的开环驱动电路。
背景技术：
碳化硅MOSFET是一种新型的电力半导体，目前离大规模产业化尚有一定距离。由于碳化硅器件开关速度快，门极电压会有较为严重的门极震荡和超调，可能击穿门极氧化层造成器件永久失效，较大的电流变化率会带来较严重的电磁干扰和较大的开通反向电流。虽然CREE等厂家提供了驱动，但是该驱动只能通过改变门电阻改变碳化硅MOSFET的开关暂态过程，只能平衡折中门极电压超调和开关损耗、开关速度和开关损耗，难以实现碳化硅MOSFET的优化驱动。闭环驱动电路常用于硅IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)的优化驱动，需要额外的检测电路和反馈电路，但由于碳化硅MOSFET开关速度快，对检测电路和反馈电路的带宽要求和抗干扰能力要求很高，实现复杂，难以用于工程应用。
开环驱动电路不需要检测电路和反馈电路即可优化碳化硅MOSFET的开通波形。图1是一种用于碳化硅MOSFET的开环驱动电路，在电流上升阶段使用较大电阻Rgon，控制电流上升变化率和反向电流尖峰，通过延时电路控制开关管Qbst，使其在电压下降阶段开通，并通过电阻Rbst注入额外的门极电流，加速电压下降变化率，减小开通损耗。工作原理如下：
t0-t2：Qbst处于关段状态，驱动电压VCC通过门极电阻Rgon给碳化硅MOSFET输入电容Ciss(Cgs和Cgd之和)充电，控制电阻Rgon可控制电流上升变化率和反向电流；
t2-t3：控制延时时间使Qbst在该阶段开通，驱动电压VCC通过门极电阻Rgon和Rbst给门极充电。电阻Rbst支路会产生额外的门极电流Igbst，加速电压下降过程，减小开通损耗。
相关技术的驱动电路可以控制反向电流的同时优化开通损耗，但却存在以下缺点：
1)延时时间固定，只能在特定的负载条件下，具有较好的优化效果；
2)门极电压超调严重，门极电压超调通常存在在t3-t4阶段，该阶段门极阻尼电阻是Rgon和Rbst并联的等效电阻，阻尼较小，门极电压尖峰会更大。
综上所述，相关技术优化碳化硅MOSFET开通波形时，分为闭环驱动和开环驱动两大类。闭环驱动存在电路复杂，成本昂贵，检测电路易受干扰等缺点。开环驱动电路虽然电路简单、较易实现等优点，但目前的开环驱动很难实现在优化开通损耗的情况下，同时抑制反向电流尖峰和门极电压超调。
技术实现要素：
本发明旨在至少在一定程度上解决相关技术中的技术问题之一。
为此，本发明的目的在于提出一种优化碳化硅MOSFET开通波形的开环驱动电路，该驱动电路结构简单，较易实现，成本较低，可在减小开通损耗的情况下，同时抑制反向电流尖峰和门极电压超调。
为达到上述目的，本发明实施例提出了一种优化碳化硅MOSFET开通波形的开环驱动电路，包括：驱动电压波形发生器，用于产生一个预设上升沿的驱动电压波形；变门极驱动电阻控制电路，用于在开通暂态过程的不同阶段控制门极驱动电阻的大小，其中，在电流上升阶段，碳化硅MOSFET的栅源电压变化率和驱动电压上升变化率一致，以通过控制所述驱动电压上升变化率控制电流上升变化率和反向电流；在电压下降阶段，增加门极电流，以加速电压下降过程，并减小开通损耗；在稳定导通阶段，增加门极阻尼电阻，以在不影响开关速度下，抑制门极电压超调。
本发明实施例的优化碳化硅MOSFET开通波形的开环驱动电路，可独立控制电流上升阶段和电压下降阶段的暂态过程，可增加电容电压VC1的上升时间控制反向电流尖峰，但门电阻很小，可加速电压下降暂态过程，减小开通损耗，打破了传统驱动电路下反向电流尖峰和开通损耗的矛盾，可在不影响开通速度的情况下抑制门极电压超调，通过加入较大门电阻，抑制门极电压超调，但并没有影响暂态过程，不会影响碳化硅MOSFET的开通速度。
另外，根据本发明上述实施例的优化碳化硅MOSFET开通波形的开环驱动电路还可以具有以下附加的技术特征：
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述驱动电压波形发生器包括：第一电容C1；电感L1和第一电阻R1，所述电感L1和第一电阻R1相互并联且均与所述第一电容C1相连，以对所述第一电容C1充电。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述变门极驱动电阻控制电路包括：第一门极驱动电阻Rgon1和第二门极驱动电阻Rgon2，所述第二门极驱动电阻Rgon2的阻值大于所述第一门极驱动电阻Rgon1的阻值；MOS管MOSon，在所述电流上升阶段和所述电压下降阶段时，所述MOS管MOSon处于开通状态，门极电阻为所述第一门极驱动电阻Rgon1，并且在所述稳定导通阶段，所述MOS管MOSon处于关断状态，门极电阻为所述第一门极驱动电阻Rgon1和第二门极驱动电阻Rgon2之和。
进一步地，在本发明的一个实施例中，驱动电压VCC通过并联的所述电感L1和所述第一电阻R1给所述第一电容C1充电，所述第一电容C1两端电压有一个上升时间，图腾柱输出电压紧紧跟随所述第一电容C1的电压。
进一步地，在本发明的一个实施例中，调整所述电感L1、所述第一电阻R1和所述第一电容C1的值，以实现所述驱动电压VCC上升变化率。
进一步地，在本发明的一个实施例中，在电流上升阶段，栅源电压Vgs紧紧跟随第一电容电压VC1，根据漏极电流变化率正比所述栅源电压Vgs变化率的关系，控制第一电容电压VC1上升时间，进而控制栅源电压变化率，以控制电流上升变化率和反向电流尖峰。
进一步地，在本发明的一个实施例中，在电压下降阶段，所述第一电容电压VC1从米勒电压继续往驱动电压VCC增加，在所述第一门极驱动电阻Rgon1上产生较大的门极电流给米勒电容充电，加速电压下降过程，减小开通损耗。
进一步地，在本发明的一个实施例中，在稳定导通阶段，随着所述第一电容电压VC1的增加，所述MOS管MOSon的栅源电压减小，当所述栅源电压小于阈值电压时，MOSon关断，所述门极电阻Rgon为所述第一门极驱动电阻Rgon1和第二门极驱动电阻Rgon2之和。
进一步地，在本发明的一个实施例中，在稳定导通阶段，所述门极阻尼电阻Rgon较大，阻尼因子较大，门极电压超调较小。
进一步地，在本发明的一个实施例中，在所述门极阻尼电阻Rgon足够大时，所述阻尼因子大于1，门极电压超调完全抑制。
本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1为相关技术的用于碳化硅MOSFET的开环驱动电路示意图；
图2为碳化硅MOSFET传统驱动电路示意图；
图3为传统驱动电路和相关技术的开环驱动电路驱动下开通暂态过程的比较示意图；
图4为根据本发明一个实施例的优化碳化硅MOSFET开通波形的开环驱动电路的结构示意图；
图5为根据本发明一个实施例的驱动电路下门极电压和电流的典型波形的示意图。
图6为根据本发明一个实施例的驱动电路在t0-t3时刻门极电流流通路径的示意图；
图7为根据本发明一个实施例的驱动电路在t0-t3时刻等效电路的示意图；
图8为根据本发明一个实施例的驱动电路在t3-t4时刻门极电流流通路径的示意图；
图9为根据本发明一个实施例的驱动电路在t3-t4时刻等效电路的示意图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
在介绍优化碳化硅MOSFET开通波形的开环驱动电路之前，首先介绍一下传统的碳化硅MOSFET驱动电路。
碳化硅MOSFET具有高阻断电压、高结温、高开关速度等特点，有望取代Si IGBT。如图2所示，碳化硅MOSFET传统驱动电路只能通过控制门极电阻Rgon控制开通波形。在桥臂结构下，使用传统驱动电路，开通过程存在以下两对矛盾：
1)开通损耗和反向电流尖峰。当Rgon较小时，开通损耗小，但反向电流尖峰大，影响功率器件的可靠性，特别是电流等级较低的单管碳化硅MOSFET；当Rgon较大时，反向电流尖峰变小，却会明显增加开通损耗，降低系统效率和功率密度；
2)开通速度和门极电压超调。当Rgon较小时，门极回路阻尼较小，门极电压超调严重，通常超过25V，甚至超过30V，可能击穿门极氧化层，使功率器件永久失效；当Rgon较大时，门极回路阻尼变大，门极电压超调减小，却会减缓开通速度。
并且如图3所示，传统驱动电路和开环驱动电路驱动下开通暂态过程的比较。传统驱动电路下，碳化硅MOSFET的开通波形通常是次优化的。闭环驱动电路可以通过检测门极电压、漏极电流变化率、米勒平台等方式控制碳化硅MOSFET的开通暂态，优化开通波形。但其缺点主要体现在以下几个方面：
1)需要额外的检测电路和反馈电路，增加驱动电路的复杂性和成本；
2)碳化硅MOSFET开通时间通常在几十纳秒，对检测电路和反馈电路的带宽要求很高，且检测电路易受干扰，可能影响驱动的实际控制效果。
正是基于上述原因，本发明实施例提出了一种优化碳化硅MOSFET开通波形的开环驱动电路。
下面参照附图描述根据本发明实施例提出的优化碳化硅MOSFET开通波形的开环驱动电路。
图4是本发明一个实施例的优化碳化硅MOSFET开通波形的开环驱动电路的结构示意图。
如图4所示，该优化碳化硅MOSFET开通波形的开环驱动电路10包括：驱动电压波形发生器100和变门极驱动电阻控制电路。
其中，驱动电压波形发生器100用于产生一个预设上升沿的驱动电压波形。变门极驱动电阻控制电路200用于在开通暂态过程的不同阶段控制门极驱动电阻的大小，其中，在电流上升阶段，碳化硅MOSFET的栅源电压变化率和驱动电压上升变化率一致，以通过控制驱动电压上升变化率控制电流上升变化率和反向电流；在电压下降阶段，增加门极电流，以加速电压下降过程，并减小开通损耗；在稳定导通阶段，增加门极阻尼电阻，以在不影响开关速度下，抑制门极电压超调。本发实施例的驱动电路10可用于碳化硅MOSFET的开通驱动回路设计，结构简单，较易实现，成本较低，可在减小开通损耗的情况下，同时抑制反向电流尖峰和门极电压超调。
可以理解的是，驱动电压波形发生器100和变门极驱动电阻控制电路200结合，可以在减小开通损耗的情况下，同时抑制反向电流尖峰和门极电压超调。
进一步地，在本发明的一个实施例中，驱动电压波形发生器包括：第一电容C1、电感L1和第一电阻R1。
其中，第一电容C1；电感L1和第一电阻R1，电感L1和第一电阻R1相互并联且均与第一电容C1相连，以对第一电容C1充电。
具体而言，驱动电压波形发生器100由一个RLC电路构成，其中电感L1和第一电阻R1并联，同时给第一电容C1充电，其作用是产生一个特定上升沿的驱动电压波形。
驱动电压波形发生器100的参数计算：
1)C1的计算
为了解耦电容C1电压和碳化硅MOSFET栅源电压，电容C1需要足够大，且C1需满足的条件：
其中，βbuffer是图腾柱的电流增益。
2)R1的计算
电容C1在满足公式1的条件下确定。为了满足在所有负载电流下，电流上升变化率和反向电流能够有效控制，电容C1电压的变化率应尽可能在电容电压从VEE到VCC的范围内保持一致，则电容C1电流在该电压范围内应该保持一致。电容C1电流应满足的条件：
该电流给C1充电，C1电压变化率应该满足式的条件为：
若C1电压目标变化率已知，可由公式2计算出R1需满足的条件为：
由于R1前端的芯片电流输出能力有限，则电阻R1受到该条件的限制，R1需满足公式3外，还需要满足的限制条件为：
3)L1的计算
要使电容C1电流保持一致，L1支路电流的增加量应约等于R1支路电流的减小量，因此L1、R1和C1满足的条件为：
其中，T是L1C1的谐振周期，T满足的条件为：
根据公式4和5可得出L1需满足的条件为：
进一步地，在本发明的一个实施例中，驱动电压VCC通过并联的电感L1和第一电阻R1给第一电容C1充电，第一电容C1两端电压有一个上升时间，图腾柱输出电压紧紧跟随第一电容C1的电压。
进一步地，在本发明的一个实施例中，调整电感L1、第一电阻R1和第一电容C1的值，以实现驱动电压VCC上升变化率。
进一步地，在本发明的一个实施例中，变门极驱动电阻控制电路200包括：第一门极驱动电阻Rgon1、第二门极驱动电阻Rgon2和MOS管MOSon。
其中，第一门极驱动电阻Rgon1和第二门极驱动电阻Rgon2，第二门极驱动电阻Rgon2的阻值大于第一门极驱动电阻Rgon1的阻值。MOS管MOSon，在电流上升阶段和电压下降阶段时，MOS管MOSon处于开通状态，门极电阻为第一门极驱动电阻Rgon1，并且在稳定导通阶段，MOS管MOSon处于关断状态，门极电阻为第一门极驱动电阻Rgon1和第二门极驱动电阻Rgon2之和。
可以理解的是，变门极驱动电阻控制电路200由一个NMOS MOSon、两个门极电阻Rgon1、Rgon2构成，其作用是在不同开通暂态过程，控制门电阻的大小。
另外，如图4所示，变门极驱动电阻控制电路200的参数计算：
1)Rgon1的计算
本发明实施例的驱动的要求Rgon1是一个较小值，可根据实际应用情况中对Rgon1的值进行微调，一般可取0Ω到3Ω。
2)Rgon2的计算
本发明实施例的驱动的要求Rgon2是一个较大值，可根据实际应用情况对Rgon2的值进行调整，一般可大于10Ω。
3)Vref的计算
为了使本发明实施例的驱动在全负载电流情况下应用，考虑最大负载电流Iloadmax的情况。根据碳化硅MOSFET的开通特性，可知在最大负载电流情况时，米勒电压Vmillermax满足的条件为：
其中，gfs是碳化硅MOSFET的跨导，Vth是碳化硅MOSFET的阈值电压；
此时在电压下降阶段，门极电流Ig(t)和碳化硅MOSFET的米勒电容电荷Qgd分别满足公式6和公式7的条件为：
根据公式6和公式7可以算出，电压下降阶段的时间Tfall应满足的条件为：
为了保证MOSon在t3-t4阶段关断，Vref需要满足的条件为：
其中，VMOSonth是MOSon的阈值电压。
具体地，如图4和5所示，电容电压VC1在VEE到VCC的范围内保持变化率一致，可保证在全电流负载范围内，控制电容电压VC1可有效的控制电流上升变化率和反向电流尖峰，根据门极电流的流通路径将本发明驱动下的开通暂态分为两个阶段控制，在t0-t3时刻，MOSon处于开通状态，第一门极驱动电阻为Rgon1，在t3-t4时刻，MOSon处于关断状态，门极电阻为Rgon1和Rgon2之和。Rgon1是一个较小的值，是t0-t3时刻的门极电阻；Rgon2是一个相对较大的值；Rgon1和Rgon2之和是t3-t4阶段的门极电阻。
如图6所示，展示了本发明实施例的驱动电路在t0-t3时刻门极电流流通路径，图7是本发明的驱动电路在t0-t3时刻等效电路。电容电压VC1通过第一电阻Rgon1给门极充电，第一电阻Rgon1是一个较小的值，和碳化硅MOSFET的输入电容Ciss构成的电路的时间常数τiss非常小，电容电压VC1的上升时间远远大于τiss。
t0-t3：驱动信号由关断转换为开通，驱动电压由VEE转换为VCC，驱动电压VCC通过并联的L1和R1给电容C1充电，图腾柱输出电压紧随电容C1电压VC1。MOSon源极电压为图腾柱输出电压VC1与MOSon导通压降的差值，约等于图腾柱输出电压VC1，则MOSon栅源电压为Vref和VC1的差值。在该阶段，VC1由VEE上升到VCC，为一个较小的值，MOSon栅源电压大于其阈值电压，处于导通状态，保证该阶段门极电阻为Rgon1。电容电压VC1通过电阻Rgon1给碳化硅MOSFET的门极充电，且Rgon1是一个较小值，和碳化硅MOSFET的输入电容Ciss构成的电路的时间常数τiss非常小，可满足电容电压VC1的上升时间远远大于τiss。
进一步地，在本发明的一个实施例中，在电流上升阶段，栅源电压Vgs紧紧跟随第一电容电压VC1，根据漏极电流变化率正比栅源电压Vgs变化率的关系，控制第一电容电压VC1上升时间，进而控制栅源电压变化率，以控制电流上升变化率和反向电流尖峰。
可以理解的是，在电流上升阶段(t1-t2)，栅源电压Vgs紧紧跟随电容电压VC1，根据漏极电流变化率正比栅源电压Vgs变化率的关系，控制电容电压VC1上升时间，则可控制栅源电压变化率，从而控制了电流上升变化率和反向电流尖峰。
具体而言，在电流上升阶段(t1-t2)，栅源电压Vgs紧紧跟随电容电压VC1，根据漏极电流变化率与栅源电压Vgs变化率正相关的关系，控制L1、R1和C1三者的值控制电容电压VC1的变化率，则可控制碳化硅MOSFET栅源电压变化率，从而控制其漏极电流上升变化率和反向电流尖峰
进一步地，在本发明的一个实施例中，在电压下降阶段，第一电容电压VC1从米勒电压继续往驱动电压VCC增加，在第一门极驱动电阻Rgon1上产生较大的门极电流给米勒电容充电，加速电压下降过程，减小开通损耗。
可以理解的是，在电压下降阶段(t2-t3)，第一电容电压VC1从米勒电压继续往VCC增加，在较小的电阻Rgon1上产生较大的门极电流给米勒电容充电，加速电压下降过程，减小开通损耗。且在电压下降阶段(t2-t3)，门极电流从较小值Ic快速上升到较大值Iv，加速电压下降过程，减小开通损耗。调整Vref的值，可以调整MOSon关断的时刻。
进一步地，在本发明的一个实施例中，在稳定导通阶段，随着第一电容电压VC1的增加，MOS管MOSon的栅源电压减小，当栅源电压小于阈值电压时，MOSon关断，门极电阻Rgon为第一门极驱动电阻Rgon1和第二门极驱动电阻Rgon2之和。
在本发明的一个实施例中，在稳定导通阶段，门极阻尼电阻Rgon较大，阻尼因子较大，门极电压超调较小。
在本发明的一个实施例中，在门极阻尼电阻Rgon足够大时，阻尼因子大于1，门极电压超调完全抑制。
t3-t4阶段门极电流流通路径和等效电路分别如图8和图9所示，在稳定导通阶段(t3-t4)，随着VC1的增加，MOSon栅源电压减小，当其栅源电压小于阈值电压时，MOSon关断，门极电阻Rgon等于Rgon1和Rgon2之和。门极电压超调通常出现在t3-t4阶段，此时门极阻尼电阻Rgon较大，阻尼因子较大，门极电压超调较小。当Rgon足够大时，阻尼因子可大于1，门极电压超调可被完全抑制。
具体而言，t3-t4:该阶段电容电压VC1继续增加，MOSon栅源电压为Vref与VC1的差值，且随着VC1的增加，MOSon栅源电压将减小，当MOSon栅源电压低于其阈值电压时，MOSon关断，门极电阻由Rgon1变为Rgon，其中Rgon是Rgon1与Rgon2之和，Rgon2是一个较大值，则门极电阻Rgon是一个较大值。门极电压超调通常出现在t3-t4阶段，该阶段门极阻尼电阻Rgon较大，阻尼因子较大，门极电压超调较小。当Rgon足够大时，阻尼因子可大于1，门极电压超调可被完全抑制。
根据本发明实施例的优化碳化硅MOSFET开通波形的开环驱动电路，可独立控制电流上升阶段和电压下降阶段的暂态过程，可增加电容电压VC1的上升时间控制反向电流尖峰，但门电阻很小，可加速电压下降暂态过程，减小开通损耗，打破了传统驱动电路下反向电流尖峰和开通损耗的矛盾，可在不影响开通速度的情况下抑制门极电压超调，通过加入较大门电阻，抑制门极电压超调，但并没有影响暂态过程，不会影响碳化硅MOSFET的开通速度。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“长度”、“宽度”、“厚度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”、“顺时针”、“逆时针”、“轴向”、“径向”、“周向”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。
在本发明中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系，除非另有明确的限定。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
在本发明中，除非另有明确的规定和限定，第一特征在第二特征“上”或“下”可以是第一和第二特征直接接触，或第一和第二特征通过中间媒介间接接触。而且，第一特征在第二特征“之上”、“上方”和“上面”可是第一特征在第二特征正上方或斜上方，或仅仅表示第一特征水平高度高于第二特征。第一特征在第二特征“之下”、“下方”和“下面”可以是第一特征在第二特征正下方或斜下方，或仅仅表示第一特征水平高度小于第二特征。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。