滤波器的制作方法

本发明涉及包含串联谐振器以及并联谐振器的滤波器。

背景技术：

近年来，关于便携式电话终端等通信装置，为了用一个终端应对多个频带以及多种无线方式，即，所谓的多波段化以及多模式化，广泛使用将高频信号按每个频带进行分离(分波)的多工器。作为使用于这样的多工器的滤波器，提出了包含串联谐振器以及并联谐振器的梯型的滤波器(例如，参照专利文献1)。

在专利文献1记载的滤波器具备多个串联谐振器以及多个并联谐振器，多个串联谐振器串联地配置在将输入端子和输出端子连结的路径上，多个并联谐振器配置在相邻的串联谐振器之间的节点与接地之间的路径。进而，在该滤波器中，在多个并联谐振器中的位于两端的并联谐振器分别并联连接有电感器。在专利文献1记载的滤波器中，通过在并联谐振器并联连接电感器，从而能够加宽滤波器的通带宽度。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：国际公开第2014/064987号

然而，在专利文献1记载的滤波器中，由于并联连接的电感器的l分量和并联谐振器的c分量，产生与谐振频率不同的频率的谐振(以下，存在称为无用谐振的情况)，有时通带外的衰减量变得不充分。

这样的无用谐振在该滤波器自身的通带内的特性上并不会成为问题，但是在具有多个滤波器的多工器中，因为经由各滤波器的路径彼此相互连接，所以会对其它滤波器的特性造成影响，有可能成为使其劣化的主要原因。具体地，在无用谐振位于其它滤波器的通带内的情况下，成为导致其它滤波器的通带中的插入损耗的增大的主要原因。

技术实现要素：

发明要解决的课题

本发明是为了解决上述课题而完成的，其目的在于，提供一种能够加宽通带宽度并且能够增大通带外的衰减量的滤波器。

用于解决课题的技术方案

为了达到上述目的，本发明的一个方式涉及的滤波器具备：第一端子以及第二端子；n个串联谐振器(n为3以上的自然数)，串联地配置在将所述第一端子和所述第二端子连结的第一路径上；一个以上的并联谐振器，配置于将在所述第一路径上相邻的所述串联谐振器之间的节点和接地连结的路径上；第一电感器，在所述第一路径上配置在所述第一端子与所述n个串联谐振器中的作为最靠近所述第一端子的谐振器的第一串联谐振器之间；以及第二电感器，在所述第一路径上配置在所述n个串联谐振器中的作为最靠近所述第二端子的谐振器的第n串联谐振器与所述第二端子之间，将所述第一串联谐振器的谐振频率设为第一谐振频率，将与所述第一串联谐振器以及所述第n串联谐振器不同的其它串联谐振器的谐振频率设为第二谐振频率，将所述第n串联谐振器的谐振频率设为第三谐振频率，在该情况下，所述第一谐振频率以及所述第三谐振频率分别比所述第二谐振频率高。

通过具有这些构造，从而能够加宽滤波器的通带宽度，并且能够抑制在与谐振频率不同的频率处有可能产生的无用谐振，能够增大通带外的衰减量。

所述n个串联谐振器以及所述一个以上的并联谐振器的各谐振器可以具有形成在具有压电性的基板上的idt电极，所述idt电极可以包含配置为在弹性波传播方向的正交方向上延伸的多个电极指，将在所述第一串联谐振器中在所述弹性波传播方向上相邻的所述多个电极指的间距的平均设为第一间距，将在与所述第一串联谐振器以及所述第n串联谐振器不同的其它串联谐振器中在所述弹性波传播方向上相邻的所述多个电极指的间距的平均设为第二间距，将在所述第n串联谐振器中在所述弹性波传播方向上相邻的所述多个电极指的间距的平均设为第三间距，在该情况下，所述第一间距以及所述第三间距可以分别比所述第二间距小。

通过具有这些构造，从而能够加宽使用了声表面波谐振器或声边界波谐振器的滤波器的通带宽度，并且能够抑制在与谐振频率不同的频率处有可能产生的无用谐振，能够增大通带外的衰减量。

此外，所述第一间距以及所述第三间距可以分别为所述第二间距的0.952倍以上且0.98倍以下。

据此，能够降低滤波器的通带中的阻抗的不匹配，且能够降低通带中的插入损耗。

此外，所述第一串联谐振器以及所述第n串联谐振器各自的电容可以比所述其它串联谐振器的电容小。

像这样，通过减小第一串联谐振器以及第n串联谐振器的电容，从而能够进一步增大滤波器的通带外的衰减量。

此外，所述第一串联谐振器以及所述第n串联谐振器各自的分割数可以比所述其它串联谐振器的分割数多。

据此，能够增大分割后的谐振器的电容。由此，能够抑制在比第一串联谐振器以及第n串联谐振器的谐振频率低的频率侧产生脉动。

此外，所述n个串联谐振器可以是五个以上的串联谐振器。

据此，能够进一步增大滤波器的通带外的衰减量。

此外，所述滤波器可以将2496mhz以上且2690mhz以下的频率作为通带。

据此，能够提供能够增大band41的通带外的衰减量的滤波器。

所述n个串联谐振器以及所述一个以上的并联谐振器的各谐振器可以是利用体波(bulkwave)的厚度纵向振动的压电薄膜谐振器，可以具有压电体层、形成在所述压电体层的一个主面的一方电极层、以及形成在所述压电体层的另一个主面的另一方电极层，在所述第一串联谐振器中将所述一方电极层和所述另一方电极层的厚度的平均设为第一厚度，在与所述第一串联谐振器以及所述第n串联谐振器不同的其它串联谐振器中将所述一方电极层和所述另一方电极层的厚度的平均设为第二厚度，在所述第n串联谐振器中将所述一方电极层和所述另一方电极层的厚度的平均设为第三厚度，在该情况下，所述第一厚度以及所述第三厚度可以分别比所述第二厚度薄。

通过具有这些构造，从而能够加宽使用了压电薄膜谐振器的滤波器的通带宽度，并且能够抑制在与谐振频率不同的频率处有可能产生的无用谐振，能够增大通带外的衰减量。

为了达到上述目的，本发明的一个方式涉及的滤波器具备：第一端子以及第二端子；三个以上的串联谐振器，串联地配置在将所述第一端子和所述第二端子连结的第一路径上；一个以上的并联谐振器，配置于将在所述第一路径上相邻的所述串联谐振器之间的节点和接地连结的路径上；第一电感器，在所述第一路径上配置在所述第一端子与所述三个以上的串联谐振器中的作为最靠近所述第一端子的谐振器的第一串联谐振器之间，所述三个以上的串联谐振器以及所述一个以上的并联谐振器的各谐振器具有形成在具有压电性的基板上的idt电极，所述idt电极包含配置为在弹性波传播方向的正交方向上延伸的多个电极指，将在所述第一串联谐振器中在所述弹性波传播方向上相邻的所述多个电极指的间距的平均设为第一间距，将在与所述第一串联谐振器不同的其它串联谐振器中在所述弹性波传播方向上相邻的所述多个电极指的间距的平均设为第二间距，在该情况下，所述第一间距为所述第二间距的0.952倍以上且0.98倍以下。

通过具有这些构造，从而能够加宽滤波器的通带宽度，并且能够抑制在与谐振频率不同的频率处有可能产生的无用谐振，能够增大通带外的衰减量。此外，能够降低滤波器的通带中的阻抗的不匹配，且能够降低通带中的插入损耗。

为了达到上述目的，本发明的一个方式涉及的多工器是对多个频带的信号同时进行收发的多工器，具备至少一个上述滤波器。

通过具有这些构造，从而能够加宽滤波器的通带宽度，并且能够抑制在与谐振频率不同的频率处有可能产生的无用谐振，能够增大通带外的衰减量。

发明效果

根据本发明涉及的滤波器，能够加宽通带宽度，并且能够增大通带外的衰减量。

附图说明

图1是比较例1涉及的滤波器的电路结构图。

图2是示出比较例1中的并联谐振器的阻抗以及滤波器的传输特性的图。

图3是实施方式1涉及的滤波器的电路结构图。

图4是示意性地表示实施方式1涉及的滤波器的弹性波谐振器的俯视图以及剖视图。

图5是示出实施方式1涉及的滤波器的传输特性的图。

图6是示出实施方式1中的串联谐振器的阻抗的变化的图。

图7的(a)是示出实施方式1涉及的滤波器的通带内的vswr的图，图7的(b)是示出实施方式1涉及的滤波器的通带内的插入损耗的图。

图8是示出将椭圆函数滤波器作为模型而改变了串联谐振器的个数的情况下的插入损耗的图。

图9是实施方式2涉及的滤波器的电路结构图。

图10是示出滤波器的传输特性与串联谐振器的阻抗的关系的图。

图11是示出实施方式1以及实施方式2的滤波器的传输特性的图。

图12是示出比较例2的滤波器的传输特性与配置在中央的串联谐振器的关系的图。

图13是示出实施方式1的滤波器以及比较例2的滤波器的传输特性的图。

图14是示出实施方式3涉及的滤波器的弹性波谐振器的剖视图。

图15是示出实施方式4涉及的滤波器的弹性波谐振器的剖视图。

图16是具备实施方式1的滤波器的多工器的电路结构图。

附图标记说明

1、1a：滤波器，2：梯型滤波器电路，8：天线元件，9：多工器，32：idt电极，32a、32b：梳齿状电极，101：弹性波谐振器，102：基板，102a：第一主面，103：压电体层，104：一方电极层，105：另一方电极层，106：空隙，107：凹部，109：薄膜层叠部，201：弹性波谐振器，202：基板，203：压电体层，203a：下表面，203b：上表面，204：一方电极层，205：另一方电极层，208：声反射层，208a、208b、208c：第一声阻抗层，208d、208e：第二声阻抗层，209：薄膜层叠部，320：基板，321a、321b：汇流条电极，322a、322b：电极指，324：密接层，325：主电极层，326：保护层，327：压电体层，328：低声速膜，329：高声速支承基板，d1：弹性波传播方向，l：交叉宽度，l1：第一电感器，l2：第二电感器，la、lb、lc：电感器，n1、n2、n3、n4：节点，p1、p2、p3、p4：并联谐振器，pt：电极指的间距，pt1：第一间距，pt2：第二间距，pt3：第三间距，r1：第一路径，r2：第二路径，s1、s2、s3、s4、s5：串联谐振器，t1：第一端子，t2：第二端子，t3：第三端子，w1：线宽度，w2：间隔宽度，λ：波长。

具体实施方式

(完成本发明的经过)

首先，参照图1以及图2所示的比较例对完成本发明的经过进行说明。图1是比较例1涉及的滤波器501的电路结构图。

比较例1涉及的滤波器501包含梯型滤波器电路502。梯型滤波器电路502具备：配置在将第一端子t1和第二端子t2连结的第一路径r1上的串联谐振器s511～s51n(n为3以上的自然数)；以及配置在将第一路径r1和接地连结的路径上的并联谐振器p501、p511～p51m(m为2以上的自然数)、p502。并联谐振器p501配置在将第一端子t1与串联谐振器s511之间的节点和接地连结的路径上。并联谐振器p502配置在将串联谐振器s51n与第二端子t2之间的节点和接地连结的路径上。滤波器501还具备与并联谐振器p501并联连接的电感器l501以及与并联谐振器p502并联连接的电感器l502。

例如，在使用例如band41(通带：2496mhz～2690mhz)进行通信的情况下，为了加宽滤波器501的通带宽度，如图1所示，进行：在梯型滤波器电路502并联连接电感器l501、l502，加宽谐振频率与反谐振频率的频率的间隔。

参照图2对比较例1涉及的滤波器501有可能引起的问题进行说明。图2是示出比较例1中的并联谐振器p501的阻抗以及滤波器501的传输特性的图。

在图2的(a)中，实线示出并联连接了电感器l501的并联谐振器p501的阻抗，虚线示出假定为未连接电感器l501的并联谐振器p501的阻抗。此外，图2的(b)示出具有电感器l501、l502的滤波器501的通带以及通带外的插入损耗。

如图2的(a)所示，若在并联谐振器p501并联连接电感器l501，则并联谐振器p501的反谐振频率变高，谐振频率与反谐振频率的频率的间隔变宽，能够加宽滤波器501的通带宽度。然而，如图2的(a)的频率1600mhz附近所示，在比谐振频率低的频率侧产生与谐振频率不同的频率的无用谐振。因此，在滤波器501中，如图2的(b)所示，在比通带低的频率侧产生衰减量不充分的频带。

该衰减量不充分的频带与band3(tx：1710～1785mhz、rx：1805～1880mhz)或band25(tx：1850～1915mhz、rx：1930～1995mhz)重叠。因此，例如，在使用包含滤波器501的多工器对多个频带的信号同时进行通信的情况下，在滤波器501中产生的无用谐振会导致band3或band25的通带中的插入损耗的增大。

本实施方式的滤波器具有如下结构，该结构能够加宽通带宽度，并且能够抑制在与谐振频率不同的频率处产生无用谐振，能够增大通带外的衰减量。

以下，使用实施例以及附图对本发明的实施方式进行详细说明。另外，以下说明的实施方式均示出总括性的或具体的例子。在以下的实施方式中示出的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等是一个例子，其主旨并不在于限定本发明。关于以下的实施方式中的构成要素之中未记载于独立权利要求的构成要素，作为任意的构成要素而进行说明。此外，附图所示的构成要素的大小或大小之比未必严谨。此外，在各图中，对于实质上相同的结构标注相同的附图标记，并存在省略或简化重复的说明的情况。

(实施方式1)

参照图3～图8对实施方式1涉及的滤波器1进行说明。

[1-1.滤波器的电路结构]

图3是实施方式1涉及的滤波器1的电路结构图。在本实施方式中，举出将band41作为通带(2496mhz～2690mhz)的滤波器1的例子进行说明。

滤波器1具备作为弹性波谐振器的串联谐振器s1、s2、s3、s4和s5、作为弹性波谐振器的并联谐振器p1、p2、p3和p4、第一电感器l1和第二电感器l2、以及电感器la、lb和lc。以下，存在称为“谐振器”的情况，是指串联谐振器s1～s5以及并联谐振器p1～p4的全部或一部分。

串联谐振器s1～s5从第一端子t1侧起依次串联地连接在将第一端子t1和第二端子t2连结的第一路径r1上。在第一路径r1上的串联谐振器s1～s5之中，串联谐振器(第一串联谐振器)s1配置为最靠近第一端子t1，串联谐振器(第五串联谐振器)s5配置为最靠近第二端子t2。串联谐振器s2～s4配置在串联谐振器s1与串联谐振器s5之间。

并联谐振器p1～p4分别配置于将在第一路径r1上相邻的串联谐振器s1～s5之间的各节点n1、n2、n3、n4和基准端子(接地)连结的路径上，并相互并联地连接。

像这样，滤波器1具有梯型滤波器电路2，该梯型滤波器电路2由配置在第一路径r1上的五个串联谐振器s1～s5以及配置在将第一路径r1和基准端子连结的路径上的四个并联谐振器p1～p4构成。此外，滤波器1具备分别与梯型滤波器电路2的输入输出端串联连接的第一电感器l1以及第二电感器l2。

第一电感器l1串联地连接在第一端子t1与串联谐振器s1之间。具体地，第一电感器l1与第一端子t1以及串联谐振器s1直接连接，且与串联谐振器s2～s5以及并联谐振器p1～p4中的任一者均不直接连接。第一电感器l1的电感值例如为4.9nh。

第二电感器l2串联地连接在串联谐振器s5与第二端子t2之间。具体地，第二电感器l2与串联谐振器s5以及第二端子t2直接连接，且与串联谐振器s1～s4以及并联谐振器p1～p4中的任一者均不直接连接。第二电感器l2的电感值例如为5.9nh。

电感器la连接在并联谐振器p1与基准端子之间。电感器lb连接在并联谐振器p2与并联谐振器p1和电感器la之间的节点之间。电感器lc连接在并联谐振器p4与基准端子之间。

像这样，在滤波器1中，因为在梯型滤波器电路2的输入输出端串联地连接有第一电感器l1以及第二电感器l2，所以能够加宽滤波器1的通带宽度。

另外，滤波器1不限于五个串联谐振器，只要具有n个串联谐振器(n为3以上的自然数)即可。此外，滤波器1不限于四个并联谐振器，只要具有一个以上的并联谐振器即可。虽然在图3中，连接并联谐振器的基准端子被独立化或公共化，但是是将基准端子独立化，还是公共化，例如能够根据滤波器1的安装布局的限制等而适当地进行选择。

[1-2.谐振器的构造]

接着，对构成滤波器1的谐振器的构造进行说明。本实施方式中的谐振器是声表面波(saw：surfaceacousticwave)谐振器。

图4是示意性地表示滤波器1的谐振器的俯视图以及剖视图。另外，图4所示的谐振器用于说明各谐振器的典型的构造，构成电极的电极指的根数、长度等并不限定于此。

如图4的俯视图所示，谐振器具有相互对置的一对梳齿状电极32a和32b、以及相对于一对梳齿状电极32a和32b配置在弹性波传播方向d1上的多个反射器(省略图示)。一对梳齿状电极32a以及32b构成idt电极32。

梳齿状电极32a由配置为梳齿形状且相互平行的多个电极指322a和将多个电极指322a各自的一端彼此连接的汇流条电极321a构成。此外，梳齿状电极32b由配置为梳齿形状且相互平行的多个电极指322b和将多个电极指322b各自的一端彼此连接的汇流条电极321b构成。多个电极指322a以及322b形成为在弹性波传播方向d1的正交方向上延伸。

接着，对构成谐振器的idt电极32的电极参数进行说明。

谐振器的波长由作为在图4的中段示出的构成idt电极32的多个电极指322a或322b的重复周期的波长λ规定。多个电极指322a、322b的间距pt为波长λ的1/2，在将构成梳齿状电极32a以及32b的电极指322a以及322b的线宽度设为w1并将相邻的电极指322a与电极指322b之间的间隔宽度设为w2的情况下，用(w1+w2)来定义。此外，一对梳齿状电极32a以及32b的交叉宽度l是在从弹性波传播方向d1观察的情况下电极指322a与电极指322b重复的电极指长度。此外，各谐振器的电极占空比是多个电极指322a以及322b的线宽度占有率，是多个电极指322a以及322b的线宽度相对于该线宽度与间隔宽度的相加值的比例，用w1/(w1+w2)来定义。

在表1详细地示出构成实施方式1涉及的滤波器1的串联谐振器s1～s5、以及并联谐振器p1～p4的电极参数(波长λ、交叉宽度l、对数n、以及电极占空比r)。

[表1]

接着，对本实施方式的滤波器1中的各谐振器的关系进行说明。另外，以下，存在称为“电极指”的情况，是指多个电极指322a、322b的全部或一部分。

在此，将在串联谐振器s1中在弹性波传播方向d1上相邻的多个电极指的间距的平均设为第一间距pt1。此外，将在与串联谐振器s1以及串联谐振器s5不同的其它串联谐振器s2～s4中在弹性波传播方向d1上相邻的多个电极指的间距的平均设为第二间距pt2。此外，将在串联谐振器s5中在弹性波传播方向d1上相邻的多个电极指的间距的平均设为第三间距pt3。另外，所谓间距的平均，是将在弹性波传播方向d1上位于idt电极32的两端的电极指的距离除以(电极指的数目-1)而得到的值。

在该情况下，本实施方式涉及的滤波器1具有第一间距pt1＜第二间距pt2且第三间距pt3＜第二间距pt2这样的关系。

将其换成谐振频率来说，将串联谐振器s1的谐振频率设为第一谐振频率，将与串联谐振器s1以及串联谐振器s5不同的其它串联谐振器s2～s4的谐振频率设为第二谐振频率，将串联谐振器s5的谐振频率设为第三谐振频率。

在该情况下，本实施方式涉及的滤波器1具有第一谐振频率＞第二谐振频率且第三谐振频率＞第二谐振频率这样的关系。

另外，第一间距pt1以及第三间距pt3分别为第二间距pt2的0.952倍以上且0.98倍以下。关于滤波器1中的各谐振器的电极指具有如上所示的间距pt1、pt2以及pt3的关系的理由，将后述。

[1-3.谐振器的剖面构造]

接着，再次参照图4对谐振器的剖面构造进行说明。

如图4的剖视图所示，由多个电极指322a和322b、以及汇流条电极321a和321b构成的idt电极32成为密接层324与主电极层325的层叠构造。反射器的剖面构造也与idt电极32的剖面构造相同。

密接层324是用于使压电体层327与主电极层325的密接性提高的层，作为材料，例如使用ti。密接层324的膜厚例如为12nm。

作为主电极层325的材料，例如使用含有1％的cu的al。主电极层325的膜厚例如为162nm。

保护层326沿着idt电极32以及基板320的外表面形成，使得覆盖idt电极32以及基板320。保护层326是以保护主电极层325不受外部环境侵害、调整频率温度特性、以及提高耐湿性等为目的的层，例如是以二氧化硅为主成分的膜。保护层326的膜厚例如为25nm。

这样的idt电极32形成在以下说明的基板320的主面上。以下，对本实施方式中的基板320的层叠构造进行说明。

如图4的下段所示，基板320具备高声速支承基板329、低声速膜328、以及压电体层327，具有依次层叠了高声速支承基板329、低声速膜328以及压电体层327的构造。

压电体层327是在主面上配置了idt电极32的压电膜。压电体层327例如由50°y切割x传播litao3压电单晶或压电陶瓷(用将以x轴为中心轴从y轴旋转了50°的轴作为法线的面切断的钽酸锂单晶或陶瓷，是声表面波在x轴方向上传播的单晶或陶瓷)构成。在将弹性波的波长设为λ的情况下，压电体层327的厚度为3.5λ以下，例如为600nm。

高声速支承基板329是对低声速膜328、压电体层327以及idt电极32进行支承的基板。进而，高声速支承基板329是高声速支承基板329中的体波的声速与在压电体层327传播的表面波、边界波的弹性波相比成为高速的基板，其发挥功能，使得将声表面波封闭在层叠有压电体层327以及低声速膜328的部分而不从高声速支承基板329向下方泄漏。高声速支承基板329例如为硅基板，厚度例如为125μm。

低声速膜328是低声速膜328中的体波的声速与在压电体层327传播的弹性波的声速相比成为低速的膜，配置在压电体层327与高声速支承基板329之间。通过该构造和弹性波的能量本质上集中于低声速的介质这样的性质，可抑制声表面波能量向idt电极32外的泄漏。低声速膜328例如是以二氧化硅为主成分的膜。在将弹性波的波长设为λ的情况下，低声速膜328的厚度为2λ以下，例如为670nm。

根据本实施方式中的基板320的上述层叠构造，例如，与以单层使用压电基板的构造相比较，能够大幅提高谐振频率以及反谐振频率处的q值。另一方面，根据上述层叠构造，基板320的厚度方向上的弹性波能量的封闭效率变高，因此作为与谐振频率不同的频率的无用谐振不易衰减而残留。因此，在具有上述层叠构造的本实施方式的谐振器中，需要用于更进一步抑制无用谐振的对策。

在本实施方式中，如前所述，在梯型滤波器电路2的输入输出端串联地连接有第一电感器l1以及第二电感器l2。此外，关于各谐振器的电极指的间距pt，具有第一间距pt1＜第二间距pt2且第三间距pt3＜第二间距pt2这样的关系。通过具有这些构造，从而能够加宽滤波器1的通带宽度，并且能够抑制在与谐振频率不同的频率处有可能产生的无用谐振，能够增大通带外的衰减量。

[1-4.效果等]

参照图5，对具有上述结构的滤波器1的效果等进行说明。图5的(a)以及图5的(b)是示出滤波器1的传输特性的图，示出将滤波器1用作band41的滤波器的例子。

如图5的(a)所示，具有上述结构的滤波器1具有能够充分应用于band41(通带：2496mhz～2690mhz)的宽的通带宽度。此外，如图5的(b)所示，band3(tx：1710～1785mhz、rx：1805～1880mhz)以及band25(tx：1850～1915mhz、rx：1930～1995mhz)的频带中的滤波器1的衰减量成为44db以上，与前述的比较例1的滤波器501相比，band3以及band25中的衰减量变大。即，通过使用本实施方式的滤波器1，从而能够增大通带外的衰减量。

以下，参照图6，对在本实施方式的滤波器1中能够加宽通带宽度且能够增大通带外的衰减量的理由进行说明。

图6是示出串联谐振器s1的阻抗的变化的图。图6的(a)的实线示出串联连接了电感器l1的串联谐振器s1的阻抗，虚线示出假定为未连接电感器l1的串联谐振器s1的阻抗。

如图6的(a)所示，通过在串联谐振器s1串联连接电感器l1，从而串联谐振器s1的谐振频率变低，谐振频率与反谐振频率的频率的间隔变宽，能够加宽滤波器1的通带宽度。

另一方面，如图6的(a)所示，若在串联谐振器s1串联地连接电感器，则串联谐振器s1的谐振频率变低。因此，需要使向低的频率侧移动的谐振频率返回到通带内。谐振频率能够用idt电极32的电极指的间距pt进行调整。

图6的(b)的实线示出使串联谐振器s1的第一间距pt1小于其它串联谐振器s2～s4的第二间距pt2的情况下的阻抗。另外，图6的(b)的虚线示出使串联谐振器s1的第一间距pt1与其它串联谐振器s2～s4的第二间距pt2相同的情况下的阻抗。

如图6的(b)所示，通过使第一间距pt1小于第二间距pt2，从而能够减小串联谐振器s1的波长λ，使向低频率侧移动的串联谐振器s1的谐振频率变高。能够通过该频率调整使串联谐振器s1的谐振频率返回到通带内，使串联谐振器s1作为形成滤波器1的通带的元件而发挥功能。此外，在实施方式1的串联谐振器s1的阻抗中未产生像比较例1那样的无用谐振。因此，能够在滤波器1的通带外确保充分的衰减量。

像这样，通过在梯型滤波器电路2串联连接电感器l1，从而能够加宽滤波器1的通带宽度。此外，通过减小位于电感器l1的旁边的串联谐振器s1的第一间距pt1，从而能够使谐振频率返回到所希望的频带，并且能够确保通带外的充分的衰减量。另外，虽然在上述中对位于第一端子t1侧的电感器l1进行了说明，但是对于位于第二端子t2侧的电感器l2也是同样的。即，通过在梯型滤波器电路2串联连接电感器l2，从而能够加宽滤波器1的通带宽度。此外，通过减小位于电感器l2的旁边的串联谐振器s5的第三间距pt3，从而能够使谐振频率返回到所希望的频带，并且能够确保通带外的充分的衰减量。

接着，参照图7，对优选将第一间距pt1减小至何种程度进行说明，即，对第一间距pt1的优选的范围进行说明。

图7的(a)是示出滤波器1的通带内的vswr(电压驻波比)的图，图7的(b)是示出滤波器1的通带内的插入损耗的图。作为横轴的第一间距pt1与第二间距pt2的比率是根据比率(％)＝(pt2-pt1)/pt2×100的式子求出的值。在图7的(a)以及图7的(b)中，将第二间距pt2作为基准，示出了第一间距pt1随着向横轴的正方向前进而变小。

在图7的(a)中，在横轴上，越是增大上述比率，即，越是相对于第二间距pt2减小第一间距pt1，vswr变得越小。根据图7的(a)，例如，通过使上述比率为2.0％以上，从而能够使vswr为2以下。换言之，通过将第一间距pt1设为第二间距pt2的0.98倍以下，从而能够将vswr设为2以下。通过在这样的范围设定第一间距pt1，从而能够降低滤波器1的通带内的阻抗的不匹配。

此外，在图7的(b)中，在横轴上，越是增大上述比率，即，越是相对于第二间距pt2减小第一间距pt1，插入损耗变得越大。之所以插入损耗变大，是因为在减小第一间距pt1而使串联谐振器s1的谐振频率变得过高的情况下，为了使谐振频率返回到原来的频率而增大了电感器l1的电感值。电感器l1具有电阻分量，电感值变得越大，滤波器1的插入损耗变得越大。因此，第一间距pt1并不是小就好，而是有上限。根据图7的(b)，例如，通过使上述比率为4.8％以下，从而能够将滤波器1的插入损耗设为2.8db以下。换言之，通过将第一间距pt1设为第二间距pt2的0.952倍以上，从而能够将插入损耗设为2.8db以下。通过在这样的范围设定第一间距pt1，从而能够降低滤波器1的通带内的插入损耗。

接着，参照图8，对滤波器1中的串联谐振器的优选的个数进行说明。

图8是示出用椭圆函数滤波器的仿真计算的、改变了串联谐振器的个数的情况下的插入损耗的图。在图8中，将梯型滤波器中的串联谐振器的个数阶段性地改变为4～6个而进行了仿真。另外，在图8中，与串联谐振器的个数对应地，使并联谐振器的个数也进行增减。

如图8所示，梯型滤波器中的串联谐振器的个数越增加，通带外的衰减量变得越大。例如，在串联谐振器为四个的情况下，可得到35db的衰减量，在串联谐振器为五个的情况下，可得到40db以上的衰减量。即，在通带外需要40db以上的衰减量的情况下，通过将滤波器1中的串联谐振器设为五个以上，从而能够得到充分的衰减量。

[1-5.总结]

本实施方式涉及的滤波器1具备：第一端子t1以及第二端子t2；串联地配置在将第一端子t1和第二端子t2连结的第一路径r1上的串联谐振器s1～s5；配置于将在第一路径r1上相邻的串联谐振器s1～s5之间的节点n1～n4和接地连结的路径上的并联谐振器p1～p4；在第一路径r1上配置在第一端子t1与串联谐振器s1～s5中的作为最靠近第一端子t1的谐振器的串联谐振器s1之间的第一电感器l1；以及在第一路径r1上配置在串联谐振器s1～s5中的作为最靠近第二端子t2的谐振器的串联谐振器s5与第二端子t2之间的第二电感器l2。

在此，将串联谐振器s1的谐振频率设为第一谐振频率，将与串联谐振器s1以及串联谐振器s5不同的其它串联谐振器s2～s4的谐振频率设为第二谐振频率，将串联谐振器s5的谐振频率设为第三谐振频率，在该情况下，第一谐振频率以及第三谐振频率分别比第二谐振频率高。

实施方式1的滤波器1通过具有如上所示的谐振频率的关系，从而能够加宽滤波器1的通带宽度，并且能够抑制在与谐振频率不同的频率处有可能产生的无用谐振，能够增大通带外的衰减量。

此外，滤波器1的串联谐振器s1～s5以及并联谐振器p1～p4的各谐振器具有形成在具有压电性的基板320上的idt电极32，idt电极32包含配置为在弹性波传播方向d1的正交方向上延伸的多个电极指322a、322b。

而且，将在串联谐振器s1中在弹性波传播方向d1上相邻的多个电极指322a、322b的间距的平均设为第一间距pt1，将在与串联谐振器s1以及串联谐振器s5不同的其它串联谐振器s2～s4中在弹性波传播方向d1上相邻的多个电极指322a、322b的间距的平均设为第二间距pt2，将在串联谐振器s5中在弹性波传播方向d1上相邻的多个电极指322a、322b的间距的平均设为第三间距pt3，在该情况下，第一间距pt1以及第三间距pt3分别比第二间距pt2小。

实施方式1的滤波器1通过具有如上所示的电极指的间距的关系，从而能够加宽滤波器1的通带宽度，并且能够抑制在与谐振频率不同的频率处有可能产生的无用谐振，能够增大通带外的衰减量。

(实施方式2)

[2-1.滤波器以及谐振器的结构]

图9是示出实施方式2涉及的滤波器1的电路结构的图。实施方式2的滤波器1也与实施方式1的滤波器1同样地，具备串联谐振器s1、s2、s3、s4和s5、并联谐振器p1、p2、p3和p4、第一电感器l1和第二电感器l2、以及电感器la、lb和lc。

在实施方式2涉及的滤波器1中，串联谐振器s1、s5的电容被设定为比串联谐振器s2～s4的电容小。像这样，通过减小串联谐振器s1、s5的电容，从而能够增大滤波器1的衰减量。另外，与减小串联谐振器s2～s4的电容相比，优选减小位于电感器l1、l2的附近的串联谐振器s1、s5的电容。对于这一点，将后述。

此外，在实施方式2涉及的滤波器1中，如图9所示，串联谐振器s1～s5以及并联谐振器p1～p4分别由被分割的谐振器构成。具体地，串联谐振器s1、s5分别由串联地排列的三个谐振器构成，串联谐振器s2～s4分别由串联地排列的两个谐振器构成。即，串联谐振器s1、s5各自的分割数比串联谐振器s2～s4各自的分割数多。另外，并联谐振器p1～p4分别以相同的分割数被分割。

之所以使串联谐振器s1、s5的分割数比串联谐振器s2～s4的分割数多，是因为使串联谐振器s1、s5的电容比串联谐振器s2～s4的电容小。例如，若谐振器的电容小，则在比谐振频率低的频率侧容易产生脉动。若在谐振器中产生脉动，则在滤波器的通带内产生通带脉动，或者产生交调失真。此外，若谐振器的电容小，则滤波器的耐电力性变低。相对于此，通过像上述那样对谐振器进行分割并将被分割之后的谐振器进行串联连接，从而能够设计为，被分割之后的谐振器的电容成为比分割前的谐振器的电容大的值。

像这样，通过在滤波器1中增多串联谐振器s1、s5的分割数，从而能够抑制伴随着减小串联谐振器s1、s5的电容而容易产生的脉动等。

在表2详细示出构成实施方式2涉及的滤波器1的串联谐振器s1～s5、以及并联谐振器p1～p4的电极参数(对数n、交叉宽度l、分割数、电容的比较值)。另外，电容的比较值是根据电容的比较值＝对数×交叉宽度/分割数的式子求出的值。此外，电容的比较值是对谐振器进行分割之前的值，对数n是分割后的谐振器的对数。

[表2]

[2-2.效果等]

接着，对优选减小串联谐振器s1～s5中的串联谐振器s1、s5的电容这一点进行说明。

作为第一个观点，是因为，与改变串联谐振器s2～s4的电容相比，改变位于电感器l1、l2的附近的串联谐振器s1、s5的电容，更能够通过调整电感器l1、l2的值而使阻抗容易匹配，更能够减小由不匹配造成的插入损耗。

作为第二个观点，是因为，即使改变串联谐振器s1、s5的电容，对通带宽度造成的影响也小，但是若改变串联谐振器s2～s4的电容，则虽然是一点，但是通带宽度会变窄。关于这一点，参照图10～图13进行说明。

图10是示出滤波器1的传输特性与串联谐振器s1的阻抗的关系的图。如图10的(a)以及图10的(b)所示，串联谐振器s1的谐振频率位于滤波器1的通带低频段侧的倾斜部。此外，串联谐振器s1的反谐振频率位于作为比通带靠高频率侧的通带外。

梯型滤波器的通带宽度在通带低频段侧由并联谐振器的电感性和串联谐振器的电容性决定，在通带高频段侧由并联谐振器的电容性和串联谐振器的电感性决定。

如图10的(b)所示，在串联谐振器s1的谐振频率位于通带低频段侧的情况下，即使减小串联谐振器s1的电容，串联谐振器的电容性的值的变化也小。此外，在串联谐振器s1的反谐振频率位于比通带靠高频率侧且位于通带外的情况下，即使减小串联谐振器s1的电容，串联谐振器的电感性的值的变化也小。像这样，在谐振频率位于通带低频段侧的倾斜部且反谐振频率位于通带外的串联谐振器s1中，即使减小串联谐振器s1的电容，对滤波器1的通带宽度造成的影响也小。

图11是示出实施方式1以及实施方式2的滤波器1的传输特性的图。图11的粗实线是实施方式1涉及的滤波器1的传输特性，细实线是实施方式2涉及的滤波器1的传输特性。实施方式2的滤波器1与实施方式1的滤波器1相比较，在通带的一部分产生了脉动，但是关于通带宽度，基本没变化。像这样，通过在滤波器1中减小串联谐振器s1的电容，从而能够在减少了对通带宽度造成的影响的状态下增大通带外的衰减量。另外，对于串联谐振器s5也是同样的，通过减小串联谐振器s5的电容，从而能够在减少了对通带宽度造成的影响的状态下增大通带外的衰减量。

另一方面，参照图12对比较例2进行说明。图12是示出比较例2的滤波器的传输特性与配置在中央的串联谐振器s3的关系的图。

如图12的(a)以及图12的(b)所示，串联谐振器s3的谐振频率位于滤波器的通带的中央部。此外，串联谐振器s3的反谐振频率位于通带高频段侧的倾斜部。

如图12的(b)所示，在串联谐振器s3的谐振频率位于通带的中央部的情况下，若减小串联谐振器s3的电容，则通带低频段侧的电容性的值变得比串联谐振器s1的情况小，通带低频段侧的倾斜部处的频率向高频段侧移动。此外，在串联谐振器s3的反谐振频率位于通带高频段侧的倾斜部的情况下，若减小串联谐振器s3的电容，则通带高频段侧的电感性的值变得比串联谐振器s1的情况大，通带高频段侧的倾斜部的频率向低频段侧移动。像这样，在谐振频率位于通带的中央部且反谐振频率位于通带高频段侧的倾斜部的串联谐振器s3中，若减小串联谐振器s3的电容，则滤波器的通带宽度会变窄。

图13是示出实施方式1的滤波器1以及比较例2的滤波器的传输特性的图。图13的实线是实施方式1涉及的滤波器1的传输特性，虚线是比较例2的滤波器的传输特性。比较例2的滤波器与实施方式1的滤波器1相比，通带宽度变窄。像这样，为了实现通带宽度宽且衰减量大的滤波器，优选将位于电感器l1以及电感器l2的附近的串联谐振器s1、s5的电容调整得比其它串联谐振器s2～s4小。

在实施方式2的滤波器1中，也在梯型滤波器电路2的输入输出端串联地连接有第一电感器l1以及第二电感器l2。此外，关于各谐振器的电极指的间距pt，具有第一间距pt1＜第二间距pt2且第三间距pt3＜第二间距pt2这样的关系。通过具有这些构造，从而能够加宽滤波器1的通带宽度，并且能够抑制在与谐振频率不同的频率处有可能产生的无用谐振，能够增大通带外的衰减量。

另外，在串联谐振器s1～s5分别由被分割的多个idt电极构成的情况下，间距pt的平均能够通过如下方式求出，即，将按被分割的每个idt电极求出的间距pt的平均按各电极指的数目进行加权，并进行加权平均。

(实施方式3)

参照图14对实施方式3涉及的弹性波谐振器101进行说明。实施方式3的弹性波谐振器101与利用表面波的实施方式1的弹性波谐振器的不同点在于，是利用体波的厚度纵向振动的压电薄膜谐振器。

图14是示出实施方式3涉及的滤波器的弹性波谐振器101的剖视图。

弹性波谐振器101具备基板102和设置在基板102的薄膜层叠部109。薄膜层叠部109具有压电体层103、一方电极层104、以及另一方电极层105。在弹性波谐振器101中，通过改变一方电极层104或另一方电极层105的厚度，从而能够改变谐振频率。

基板102是绝缘体或半导体，例如是硅基板。在基板102的第一主面102a形成有具有凹陷的凹部107。

薄膜层叠部109的一部分固定在基板102的第一主面102a。未固定在第一主面102a的薄膜层叠部109的另一部分从凹部107分开，隔着空隙106浮置。从该凹部107分开而不与基板102相接的部分相对于基板102在声音上分离。

薄膜层叠部109的压电体层103是含钪氮化铝膜。压电体层103例如通过将钪掺杂到氮化铝膜而形成。在压电体层103的下表面形成有一方电极层104。在压电体层103的上表面形成有另一方电极层105。一方电极层104隔着压电体层103与另一方电极层105相互重叠，该部分构成振动部。通过在一方电极层104与另一方电极层105之间施加交流电场，从而上述振动部被激励。弹性波谐振器101是利用通过该激励产生的体波的厚度纵向振动的谐振器。

本实施方式中的滤波器具备：第一端子t1以及第二端子t2；串联地配置在将第一端子t1和第二端子t2连结的第一路径r1上的串联谐振器s1～s5；配置于将在第一路径r1上相邻的串联谐振器s1～s5之间的节点n1～n4和接地连结的路径上的并联谐振器p1～p4；在第一路径r1上配置在第一端子t1与串联谐振器s1～s5中的作为最靠近第一端子t1的谐振器的串联谐振器s1之间的第一电感器l1；以及在第一路径r1上配置在串联谐振器s1～s5中的作为最靠近第二端子t2的谐振器的串联谐振器s5与第二端子t2之间的第二电感器l2。

串联谐振器s1～s5以及并联谐振器p1～p4的各谐振器是利用体波的厚度纵向振动的压电薄膜谐振器，具有压电体层103、形成在压电体层103的一个主面的一方电极层104、以及形成在压电体层103的另一个主面的另一方电极层105。

在串联谐振器s1中将一方电极层104和另一方电极层105的厚度的平均设为第一厚度，在与串联谐振器s1以及串联谐振器s5不同的其它串联谐振器s2～s4中将一方电极层104和另一方电极层105的厚度的平均设为第二厚度，在串联谐振器s5中将一方电极层104和另一方电极层105的厚度的平均设为第三厚度，在该情况下，第一厚度以及第三厚度分别比第二厚度薄。

实施方式3的滤波器通过具有如上所示的电极层的厚度的关系，从而能够加宽滤波器的通带宽度，并且能够抑制在与谐振频率不同的频率处有可能产生的无用谐振，能够增大通带外的衰减量。

另外，在实施方式3的滤波器中，能够将该电极层的厚度的关系置换为谐振频率的关系来表示。即，将串联谐振器s1的谐振频率设为第一谐振频率，将与串联谐振器s1以及串联谐振器s5不同的其它串联谐振器s2～s4的谐振频率设为第二谐振频率，将串联谐振器s5的谐振频率设为第三谐振频率，在该情况下，第一谐振频率以及第三谐振频率分别比第二谐振频率高。

实施方式3的滤波器通过具有如上所示的谐振频率的关系，从而能够加宽滤波器的通带宽度，并且能够抑制在与谐振频率不同的频率处有可能产生的无用谐振，能够增大通带外的衰减量。

(实施方式4)

参照图15对实施方式4涉及的弹性波谐振器201进行说明。实施方式4的弹性波谐振器201与利用表面波的实施方式1的弹性波谐振器的不同点在于，是利用体波的厚度纵向振动的压电薄膜谐振器。

图15是示出实施方式4涉及的滤波器的弹性波谐振器201的剖视图。

如图15所示，在构成有弹性波谐振器201的部分，在基板202上依次层叠有声反射层208以及薄膜层叠部209。

声反射层208具有交替地层叠了第一声阻抗层208a～208c和第二声阻抗层208d、208e的构造，第一声阻抗层208a～208c由声阻抗相对低的材料构成，第二声阻抗层208d、208e由声阻抗相对高的材料构成。即，从后述的压电振动部朝向基板202侧，以第一声阻抗层208a、第二声阻抗层208d、第一声阻抗层208b、第二声阻抗层208e、第一声阻抗层208c的顺序层叠有声阻抗层208a～208e。

上述第一声阻抗层208a～208c以及第二声阻抗层208d、208e能够由适当的无机材料或有机材料形成。

例如，第一声阻抗层208a～208c例如能够由sio2、sioc等无机材料、像诸如苯并环丁烯(bcb)、聚酰亚胺等高分子材料那样的有机材料形成。此外，关于第二声阻抗层208d、208e，例如能够举出w、ir、pt或mo等金属或aln、sin、al2o3或ta2o5等无机化合物、或适当的有机材料。

在声反射层208上层叠有前述的薄膜层叠部209。薄膜层叠部209具备：极化轴在厚度方向上对齐的压电体层203；设置在压电体层203的下表面203a侧(存在声反射层208侧)的一方电极层204；以及设置在压电体层203的上表面203b侧的另一方电极层205。在弹性波谐振器201中，通过改变一方电极层204或另一方电极层205的厚度，从而能够改变谐振频率。

压电体层203由示出压电性的适当的压电单晶或压电陶瓷构成。作为这样的压电材料，能够举出aln、zno、linbo3、litao3、knbo3或锆钛酸铅类压电性陶瓷等。

一方电极层204以及另一方电极层205由适当的导电性材料构成。作为这样的导电性材料，能够举出al、pt、au、mo、w、ti、cr、cu、ru、ir、ta等适当的金属或这些金属的合金。此外，一方电极层204以及另一方电极层205也可以由层叠了多个由这些金属或合金构成的金属膜的层叠金属膜构成。

在本实施方式中，由一方电极层204和另一方电极层205隔着压电体层203相互重叠的部分构成压电振动部。若对一方电极层204以及另一方电极层205施加交流电场，则在压电振动部被施加电场，压电振动部被激励。由此，能够得到能量封闭型的利用了厚度纵向振动的谐振特性。

本实施方式中的滤波器具备：第一端子t1以及第二端子t2；串联地配置在将第一端子t1和第二端子t2连结的第一路径r1上的串联谐振器s1～s5；配置于将在第一路径r1上相邻的串联谐振器s1～s5之间的节点n1～n4和接地连结的路径上的并联谐振器p1～p4；在第一路径r1上配置在第一端子t1与串联谐振器s1～s5中的作为最靠近第一端子t1的谐振器的串联谐振器s1之间的第一电感器l1；以及在第一路径r1上配置在串联谐振器s1～s5中的作为最靠近第二端子t2的谐振器的串联谐振器s5与第二端子t2之间的第二电感器l2。

串联谐振器s1～s5以及并联谐振器p1～p4的各谐振器是利用体波的厚度纵向振动的压电薄膜谐振器，具有压电体层203、形成在压电体层203的一个主面的一方电极层204、以及形成在压电体层203的另一个主面的另一方电极层205。

在串联谐振器s1中将一方电极层204和另一方电极层205的厚度的平均设为第一厚度，在与串联谐振器s1以及串联谐振器s5不同的其它串联谐振器s2～s4中将一方电极层204和另一方电极层205的厚度的平均设为第二厚度，在串联谐振器s5中将一方电极层204和另一方电极层205的厚度的平均设为第三厚度，在该情况下，第一厚度以及第三厚度分别比第二厚度薄。

实施方式4的滤波器通过具有如上所示的电极层的厚度的关系，从而能够加宽滤波器的通带宽度，并且能够抑制在与谐振频率不同的频率处有可能产生的无用谐振，能够增大通带外的衰减量。

另外，在实施方式4的滤波器中，能够将该电极层的厚度的关系置换为谐振频率的关系来表示。即，将串联谐振器s1的谐振频率设为第一谐振频率，将与串联谐振器s1以及串联谐振器s5不同的其它串联谐振器s2～s4的谐振频率设为第二谐振频率，将串联谐振器s5的谐振频率设为第三谐振频率，在该情况下，第一谐振频率以及第三谐振频率分别比第二谐振频率高。

实施方式4的滤波器通过具有如上所示的谐振频率的关系，从而能够加宽滤波器的通带宽度，并且能够抑制在与谐振频率不同的频率处有可能产生的无用谐振，能够增大通带外的衰减量。

(其它实施方式)

以上举出多个实施方式对本发明的实施方式涉及的滤波器进行了说明，但是关于本发明，将上述实施方式中的任意的构成要素进行组合而实现的其它实施方式、在不脱离本发明的主旨的范围对上述实施方式实施了本领域技术人员想到的各种变形而得到的变形例、内置了本发明涉及的滤波器的各种设备也包含于本发明。

例如，虽然在上述实施方式1的滤波器1中示出了两个电感器l1、l2串联连接于梯型滤波器电路2的例子，但是也可以是一个电感器l1串联连接于梯型滤波器电路2的方式。

即，滤波器1可以具备：第一端子t1以及第二端子t2；串联地配置在将第一端子t1和第二端子t2连结的第一路径r1上的串联谐振器s1～s5；配置于将在第一路径r1上相邻的串联谐振器s1～s5之间的节点n1～n4和接地连结的路径上的并联谐振器p1～p4；以及在第一路径r1上配置在第一端子t1与串联谐振器s1～s5中的作为最靠近第一端子t1的谐振器的串联谐振器s1之间的第一电感器l1，串联谐振器s1～s5以及并联谐振器p1～p4的各谐振器可以具有形成在具有压电性的基板320上的idt电极32，idt电极32可以包含配置为在弹性波传播方向d1的正交方向上延伸的多个电极指322a、322b，将在串联谐振器s1中在弹性波传播方向d1上相邻的多个电极指322a的间距的平均设为第一间距pt1，将在与串联谐振器s1不同的其它串联谐振器s2～s5中在弹性波传播方向d1上相邻的多个电极指322a、322b的间距的平均设为第二间距pt2，在该情况下，第一间距pt1可以为第二间距pt2的0.952倍以上且0.98倍以下。

例如，虽然在上述实施方式1中，以一个滤波器为例进行了说明，但是本发明的滤波器也能够用于对多个频带的信号同时进行收发的多工器。例如，本发明的滤波器能够应用于两个滤波器各自的第一端子被公共化的同向双工器、三个滤波器各自的第一端子被公共化的三工器、六个滤波器的第一端子被公共化的六工器。也就是说，能够应用于具备了一个以上的滤波器1的多工器。

图16是具备实施方式1的滤波器1的多工器9。图16所示的多工器9是同向双工器，具备第一端子t1、第二端子t2、第三端子t3、滤波器1、以及滤波器1a。

第一端子t1公共地设置于滤波器1以及滤波器1a，在多工器9的内部与滤波器1以及滤波器1a连接。此外，第一端子t1在多工器9的外部与天线元件8连接。也就是说，第一端子t1还是多工器9的天线端子。

第二端子t2在多工器9的内部与滤波器1连接。第三端子t3在多工器9的内部与滤波器1a连接。此外，第二端子t2以及第三端子t3在多工器9的外部经由放大电路等(未图示)与rf信号处理电路(rfic：radiofrequencyintegratedcircuit，射频集成电路，未图示)连接。

滤波器1配置在将第一端子t1和第二端子t2连结的第一路径r1上。滤波器1例如是将bandh(高波段)作为通带的滤波器。滤波器1a配置在将第一端子t1和第三端子t3连结的第二路径r2上。滤波器1a例如是将bandl(低波段)作为通带的滤波器。作为滤波器1以及滤波器1a的特性，要求使对应的band通过并使其它频段衰减那样的特性。在本实施方式中，例如，滤波器1被设定为频率通带比滤波器1a高。

此外，虽然在上述实施方式1中，示出了谐振器不具有分支电极指(与电极指对置地从对方侧的汇流条电极突出的电极)的例子，但是并不限于此，各谐振器也可以具有分支电极指。

此外，构成idt电极32以及反射器的密接层324、主电极层325以及保护层326的材料并不限定于前述的材料。进而，idt电极32也可以不是上述层叠构造。idt电极32例如可以由ti、al、cu、pt、au、ag、pd等金属或合金构成，此外，也可以由上述的金属或合金所构成的多个层叠体构成。此外，也可以不形成保护层326。

此外，在实施方式1的谐振器中的基板320中，高声速支承基板329可以具有层叠了支承基板和高声速膜的构造，高声速膜所传播的体波的声速与在压电体层327传播的表面波、边界波的弹性波相比成为高速。

此外，虽然在实施方式1中，关于构成滤波器1的idt电极32，示出了形成在具有压电体层327的基板320上的例子，但是形成该idt电极32的基板也可以是由压电体层327的单层构成的压电基板。该情况下的压电基板例如由litao3的压电单晶或linbo3等其它压电单晶构成。此外，关于形成idt电极32的基板320，只要具有压电性，除了整体由压电体层构成的以外，还可以使用在支承基板上层叠有压电体层的构造。

此外，虽然上述实施方式1涉及的压电体层327是使用了50°y切割x传播litao3单晶的压电体层，但是单晶材料的切割角并不限定于此。也就是说，可以根据弹性波滤波器装置的要求通过特性等适当地对层叠构造、材料以及厚度进行变更，即使是使用了具有上述以外的切割角的litao3压电基板或linbo3压电基板等的声表面波滤波器，也能够达到同样的效果。

产业上的可利用性

本发明作为能够应用于多波段系统的滤波器，能够广泛地利用于便携式电话等通信设备。