放大器电路装置和用于校准其的方法与流程

本公开涉及放大器电路装置。具体地，本公开涉及一种放大器电路装置，其包括差分放大器和模数转换器以及用于校准有用信号路径的电路。本公开还涉及用于校准该放大器电路装置的方法。

背景技术：

差分放大器广泛用于音频信号处理，以刷新或增大被建立为一对正和负信号部分的差的有用信号的振幅。音频信号放大器的一个示例性应用是在麦克风的领域中，其中从微机电系统（mems）音频传感器获得的信号被放大并从模拟域转换到数字域，使得其可以用数字信号处理器进一步处理。音频放大器可以固有地具有其输出信号的时不变的偏移和时变的漂移，其向有用信号路径引入非期望的误差。

偏移是时不变的dc电压误差，其主要由制造变化引起。例如，差分放大器的差分处理路径中的组件的不匹配可能导致输出信号中的偏移。在当前的cmos制造技术中，放大器的输入级处的偏移可以为约5mv至50mv。以放大器的放大因数放大的输入偏移导致放大器的差分输出信号中的相当大的偏移。

漂移是由通常随温度或时间改变的误差源而引起的时变电压误差。一个主要的误差源是由cmos制造技术中制造的晶体管的栅极氧化物和硅衬底之间的界面中的缺陷引起的闪变噪声。其他漂移误差源也是可能的，诸如来自电源电压的噪声或偏置电流的温度依赖性。漂移误差通常是在0hz直到约20hz范围内的低频误差，使得漂移导致差分放大器的输出处的低频时变电压变化。漂移具有非零平均dc电压。

差分放大器的共模输出电压通常设置为电源电压（vdd）的一半，即vdd/2。由于偏移和漂移，差分放大器的共模输出电压可能与vdd/2不同，使得它更接近接地或电源电压vdd。这减小了要处理的信号的动态范围，并且差分放大器的输出处的有用信号可能达到饱和，使得在差分放大器的输出处提供大信号振幅时，它削波到或紧跟接地电位或电源电压。在这种情况下，信号信息丢失。

因此，需要校准差分放大器以补偿偏移和漂移，使得放大器的共模输出电压接近期望值vdd/2。常规的校准方法涉及通过在制造过程期间测量和修整放大器电路来校准放大器。这通常不会考虑任何时变漂移影响。

本公开的目的是提供一种其共模输出电压更接近期望水平的差分放大器电路装置。

本公开的另一目的是提供一种可以针对时不变偏移误差和时变漂移误差进行校准的差分放大器电路装置。

本公开的又一目的是提供一种用于校准其共模输出电压更接近期望水平的差分放大器电路装置的方法。

本公开的又一目的是提供一种用于针对时不变偏移误差和时变漂移误差校准差分放大器电路装置的方法。

技术实现要素：

通过根据本权利要求1的特征的放大器电路装置解决了上述目的中的一个或多个。

在实施例中，本公开的放大器电路装置包括有用信号路径，其包括用于差分模拟信号的差分放大器和连接在差分放大器下游的模数转换器（adc）。差分放大器处理对应的正信号线和负信号线上的正信号部分和负信号部分，其中有用信号包括在正信号和负信号的差中。差分放大器可以具有固定增益或可变增益。有用信号路径中的adc通常是sigma-delta调制器或sigma-delta转换器，其从经放大的差分模拟信号生成数字比特流。耦合到放大器的输出的抗混叠（aas）滤波器限制模拟信号带宽，以避免由adc转换引起的频谱混叠。这样的放大器装置通常用于音频信号的处理中。音频信号可以由诸如mems麦克风之类的麦克风递送。

第一反馈路径被配置成校准时不变偏移。第一反馈路径包括比较器，其耦合到差分放大器的输出下游的差分信号线。比较器输出控制一个或多个计数器，其生成表示校正电压的计数值。一个或多个计数器的输出被数模转换并反馈到差分放大器的输入侧处的至少一个差分信号线。

第二反馈路径被配置成校准时变漂移。耦合到差分放大器的输出侧下游的差分信号线的平均滤波器生成平均信号，该平均信号被转换成对应的差分信号，该差分信号被数模转换并供应给差分放大器的输入侧处的差分信号线。

首先操作第一反馈路径，然后操作第二反馈路径，使得由第二反馈路径校准的漂移基本上小于初始偏移。第二反馈路径提供微调校准，以使差分放大器的输出尽可能接近期望共模电压。根据所描述的实施例的放大器电路装置对于处理音频信号的信号路径特别有用。

反馈路径从有用信号路径的数字侧接收输入信号，确定校正值，并将其反馈到有用信号路径的模拟侧。在反馈路径中提供至少一个数模转换器，以将数字校正值转换成模拟校正值，该模拟校正值可以被供应给差分放大器的输入处的模拟差分信号线。提供至少一个多路复用器（multiplexer）以组合第一和第二反馈路径。多路复用器可以分别设置在第一和第二反馈路径的平均滤波器和计数器的下游以及模数转换器的上游。实际上，一个多路复用器和一个数模转换器与差分放大器的模拟输入侧处的差分信号线中的每一个相关联。

响应于比较器的输出信号的状态，第一反馈路径影响放大器的输入侧处的正模拟差分信号线或负模拟差分信号线上的信号。如果比较器确定正差分信号线上的信号低于负差分信号线上的信号，则反馈回路影响或校正放大器的输入侧处的负差分信号线上的信号。在由比较器确定的正差分信号线上的信号大于负差分信号线上的信号的另一种情况下，放大器的输入侧处的正差分信号线上的信号被影响或校正。只要比较器切换其状态，即正信号线和负信号线上的信号切换极性，则操作计数器。校正值增大，直到比较器确定放大器的输出处的极性的改变。然后，冻结计数器状态并操作第二反馈回路。

在sigma-deltaadc的输出处提供静音电路，以在校准过程正在进行时禁止信号被转发到数字处理电路。只要通过第一和第二反馈路径的校准过程正在进行并且在校准过程完成之前，静音电路就是有效的。

用于偏移和漂移校准的整个电路包括很少的附加组件，并且可以在放大器的使用期间操作。可能需要修整电路元件的生产过程结束时的放大器的常规调谐不是必需的。该过程以数字方式操作，并向差分放大器的输入侧供应模拟校正值。

更详细地，根据本公开的电路装置包括在差分放大器的输入侧处的每个差分信号线中的求和节点，以将有用信号路径与校正值组合。比较器耦合到差分放大器的输出侧处的差分信号线，其可以是抗混叠滤波器的输出侧，如果存在aas滤波器的话。第一和第二计数器的操作由比较器的输出交替控制。进一步提供了与查找表组合的平均滤波器。提供第一和第二多路复用器以将查找表的输出与第一和第二计数器的输出组合。提供第一和第二数模转换器以将来自多路复用器的数字校正值供应给求和节点。

通过根据本权利要求8的特征的方法也解决了上述目的中的一个或多个。

为了校准放大器以最小化偏移和漂移误差，一个接一个地执行第一和第二校准过程。根据第一校准过程，将差分放大器的输出侧处的差分信号彼此进行比较，并且校正值被提供给差分放大器的输入侧处的至少一个差分信号。校正信号增大，直到比较器的输出信号改变。然后，执行第二校准过程，其中作为sigma-deltaadc的输出侧的信号路径的数字部分处的信号在预定长度的观察窗期间被平均。校正信号被施加到差分放大器的输入侧处的至少一个差分信号。实际上，通过查找表的编码将校正值转换为差分信号，该差分信号可以施加到差分放大器的输入侧处的至少一个差分信号线。

为了校准偏移，确定差分放大器的输出侧处的信号线上的差分信号的符号，其中确定正信号线是否承载比负信号线更低的信号，反之亦然。取决于该确定，增大校正信号，直到信号振幅的符号改变。如果正信号线上的信号低于负信号线上的信号，则将校正信号施加到负信号线。在另一种情况下，当正信号线上的信号大于负信号线上的信号时，将校正值施加到正信号线。校正值例如在计数器中逐步增大，并且计数值从数字域转换为模拟信号，使得所施加的校正值逐步增大，例如，每步增大1mv。因此，偏移校正过程结束时的输出应小于校正步长值，即小于1mv。然后，执行校正放大器漂移的第二校准过程，其包括对变换为对应差分电压以施加到放大器的输入侧处的模拟差分信号线的数字信号进行平均。该差分校正值与确定的平均值相关，或者可以是平均值的大小。因为平均值是单端的并且校正值是差分的，所以例如通过查找表执行的对应的编码是必需的。

在放大器的操作期间动态地执行偏移和漂移的校准。这意味着在通电之后，一个接一个地执行用于偏移和漂移的第一和第二校准过程。在休眠模式期间，可以再次校准时变漂移，以考虑放大器的工作条件可能已经改变而使得漂移可能已经改变。在也称为待机模式的休眠模式期间，在有用信号路径的输入处不存在有用信号。在麦克风的实施例中，在休眠/待机模式时段期间，基本上不存在由麦克风传感器提供给放大器的信号。可以重新校准放大器的漂移误差，而不会影响麦克风的操作。静音电路可以是有效的，使得校准不会在下游连接的数字信号处理路径中生成任何误差。每次发生休眠/待机情况时，可以重复漂移校准。在mems麦克风系统中，漂移校准过程不会增加可识别的功耗。应注意，应用修整来校准偏移的常规系统不能执行漂移误差的这样的动态重新校准，因为修整需要特殊的测试装备。

作为优点，漂移校准可以在例如麦克风系统中的放大器的正常操作期间在预定时间量的期满之后重复。这要求在其中例如静音电路是有效的漂移重新校准过程发生的时间期间中断麦克风的功能。该时间相对较短，使得其不会被使用麦克风的人识别。

应理解，前面的一般性描述和以下的详细描述都仅是示例性的，并且旨在提供用于理解权利要求的性质和特点的概述或框架。附图被包括以提供进一步的理解，并且并入在本说明书中并构成本说明书的一部分。附图图示了一个或多个实施例，并且与说明书一起用于解释各种实施例的原理和操作。附图的不同图中的相同元素由相同的附图标记表示。

附图说明

在附图中：

图1示出了根据本公开的原理的放大器电路装置的电路图；

图2示出了用于校准偏移的过程的流程图；

图3示出了放大器电路装置的漂移的示例；和

图4示出了表示放大器电路装置的操作的图。

具体实施方式

现在将在下文中参考示出本公开的实施例的附图更全面地描述本公开。然而，本公开可以以许多不同的形式体现，并且不应被解释为限于本文阐述的实施例。更确切地说，提供这些实施例以使得本公开将全面地将本公开的范围传达给本领域技术人员。附图不一定按比例绘制，而是被配置成清楚地图示本公开。

图1示出了根据实施例的放大器电路装置的示意性细节。放大器电路被配置成处理音频信号并且可以是mems麦克风的一部分。放大器101是全差分的，其在放大器的输入1010处的一对差分信号线的端子处具有两个输入信号。对应地，放大器101的输出1011包括一对正差分信号线和负差分信号线。来自mems传感器的音频信号作为信号input（输入）供应给差分信号线110、111。在放大器101的输出处提供抗混叠滤波器（aaf）102。aaf102限制模拟信号带宽以避免由在信号路径下游执行的模数转换引起的频谱混叠。承载差分正输出信号outp和负输出信号outn的输出信号线1021、1022被供应给模数转换器103。adc103可以是如通常用于音频信号处理中的sigma-delta转换器或sigma-delta调制器。adc103的输出是数字信号线1031，其承载数字音频信号。静音电路104连接在adc103的下游。静音电路104的输出112承载数字输出信号output（输出），其可以被供应给另外的数字信号处理电路，诸如数字信号处理器（未示出）。从差分输入信号线110、111到数字输出线112的从信号input到output的所描述的信号路径处理有用信号，该有用信号在本实施例中可以是音频信号。放大器101可以是如音频信号处理中通常使用的固定增益放大器或具有可变放大因数的可变增益放大器（vga）。

放大器101具有偏移，使得即使不存在输入信号input，输出信号也不同于共模信号电平。偏移是由制造变化和过程不匹配引起的。例如，对于全差分电路设计，生产过程中的变化导致不同差分路径中的晶体管的不匹配。放大器101的输入侧处的偏移可以在5mv至50mv的范围内，使得由于放大器的增益，输出偏移相当高。偏移输出电压是时不变的dc电压误差。

通常，存在由于温度或时间导致的一些误差源的交叉敏感性引起的称为漂移的时变电压误差。一个误差源可以是来自cmos晶体管的栅极氧化物和硅衬底之间的界面中的缺陷的闪变噪声。其他可能的漂移误差源可以是偏置电流的温度依赖性或电源电压的噪声。漂移电压误差通常是0到20hz范围内的低频误差，其表示相当大的dc分量。偏移和漂移导致放大器输出信号从定义的共模输出电压（例如，为vdd/2）的移动，使得差分有用信号的振幅受到限制。如果振幅太大，信号可能紧跟接地电位或电源电压vdd，使得信号中的信息丢失。

图1的电路示出了校正放大器的偏移的第一反馈路径201、202、203、412、413、402、403、408、407。该电路包括校正漂移误差的第二反馈路径301、302、412、413、402、403、408、407。多路复用器412、413将两个电路路径组合在一起。在状态“0”下，多路复用器启用第一反馈路径，在状态“1”下，多路复用器启用第二反馈路径。

现在转到偏移反馈路径，比较器201连接到信号线1021、1022，信号线1021、1022承载差分输出信号outp、outn。比较器201确定差分信号outp、outn的符号，是outp大于outn还是outp小于outn。如果比较器输出为“0”，即outp<outn，则操作计数器202。计数器202的输出被转发到数模转换器（dac）402，数模转换器（dac）402生成校正信号refp，其被转发到求和节点408，以增大放大器101的输入1010的正（+）线处的输入信号。如果差分信号outp、outn具有另一符号，即outp>outn，则比较器201的输出为“1”，使得操作计数器203。来自计数器203的计数值被转发到dac403以生成校正信号refn，该校正信号refn被转发到求和节点407以增大放大器101的输入1010的负（-）线处的信号。

现在转向图2，更详细地解释偏移校准回路的操作。在步骤250处，由比较器201比较放大器101的输出侧处的信号outp、outn。如果outp<outn（步骤251），则计数器202递增1（步骤252）。dac402的输出增大电压步长（例如，1mv）（步骤253），使得校正信号refp增大对应的电压步长（例如，1mv）并且放大器的输出信号outp增大对应的电压步长（例如，1mv）（步骤254）。继续向上计数过程并且继续减小信号outn，直到线1021、1022处的差分信号的符号改变，其中outp>outn（步骤255）。在这种情况下，校准过程将停止，并假设绝对偏移outp-outn约为或低于1mv。

在outp>outn的另一种情况下（步骤251），计数器203由比较器201启用并且向上计数1（步骤262）。这使dac403处的校正信号refn增大电压步长（例如，1mv）（步骤263）。放大器101的输出信号outn增大对应的电压步长（例如，1mv）（步骤264）。只要outp>outn并且计数器203向上计数并且信号outn以1mv的增量增大，该过程就继续。如果放大器101的差分输出信号改变其符号，即outp<outn，则停止校准过程，使得可以假设放大器101的输出处的绝对偏移约为或小于1mv。在本示例中，计数器202、203的增量对应于1mv的步长大小。其他值也是可能的。在校准过程结束时，计数器202、203的值被冻结，使得它们在放大器的操作期间保持，直到发生下一个偏移校准。

关于漂移校准反馈回路，参考图1和3。图3描绘了作为数字信号350的sigma-delta调制器103的输出端子处的信号线1031处的漂移误差。信号350由以数字十进制形式的若干样本值351a、351b表示。电路301在诸如观察窗352之类的预定时间窗内执行漂移信号的平均。电路301计算平均值，该平均值可以是观察窗352中出现的漂移信号样本值的算术平均或另一平均。例如，平均滤波器301计算针对八个连续样本值的平均值。将平均值转换为差分值以转发到多路复用器412、413的输入“1”，使得dac402、403生成表示由电路301生成的平均值的差分校正值refp、refn。为了从平均电路301的单个平均值生成这样的差分值，提供查找表302，其包括存储在只读存储器（rom）中的差分校正值和平均值之间的对应关系。

可以将校正值供应给校正信号refp、refn两者或校正信号refp、refn中的仅一个。窗大小352可以取决于期望的精度而变化。观察窗352的增大需要在更大数量的样本之上平均，使得增大漂移校正的精度。平均滤波器301可以具有取决于期望的精度的可调整的滤波器系数。由平均滤波器301使用的窗大小和样本点的数量可以取决于系统要求和期望的漂移校正精度通过可调整的滤波器系数来调整。

偏移校正导致例如小于1mv的残余误差。此后执行的漂移校正进一步减小了该误差，使得偏移和漂移校准之后的残余误差接近零或基本上为零。在这种情况下，放大器101的共模输出电压基本上是电源电压的一半，即vdd/2。

在偏移校准和漂移校准期间，静音电路104是有效的，其中输出信号output为零，使得没有可听到的毛刺被转发到下游连接的dsp电路。

用于偏移校正反馈回路和漂移校正反馈回路的所描述的电路在数字域中操作，诸如比较器201、计数器202、203、平均电路301和查找表302。计数器202、203的输出处的所生成的校正值和查找表302被转发到dac402、403，使得它们可以被供应给放大器101的输入侧。这些电路可以在放大器系统的正常操作期间操作，并且因此计及即使在系统的操作期间也出现的任何误差。与常规的修整解决方案相比，不需要在生产之后执行电路的修整，使得节省了生产过程期间的昂贵的校准和测试过程。

现在转向图4，在电路的通电之后，如步骤450、451中所示那样执行偏移校准。此后，如步骤452中所示那样执行漂移校准。每当放大器电路如步骤453、455中所示那样进入休眠模式时即有用信号路径的端子110、111处的输入信号input为零时，如步骤454、456中所示那样执行漂移校准。这减少了可能已经在之前操作时段内改变的时变漂移。执行漂移校准的功耗相对较低。在包括图1的电路的mems麦克风的情况下，漂移计算可以向音频电路的休眠模式添加更多的电流消耗，然而，这通过电路的更高精度来证明，其中残余漂移通过在诸如453、455的每个休眠时段处的诸如步骤454、456的漂移校准的重复执行来减少。

对于本领域技术人员将显而易见的是，可以在不脱离所附权利要求中所阐述的本公开的精神或范围的情况下进行各种修改和变化。由于本领域技术人员可以想到包含本公开的精神和实质的所公开实施例的修改、组合、子组合和变化，所以本公开应被解释为包括所附权利要求的范围内的一切。