专利名称：：有关扬声器的改进的制作方法
技术领域：
：本发明涉及用实际上可能是模拟的或数字的电信号中发声的扬声器。
背景技术：
：常规的模拟扬声器已为众所周知，而且已有了高度的发展。虽然曾经尝试过使用静电、压电和电离器件，但扬声器的操作依靠振动膜(通常是单片振动膜)的运动，此振动膜由某种类型的机电电动机来驱动，动圈是最普通的。从整体上讲，模拟扬声器尝试通过与平滑变化的模拟电信号近似同步地推动振动膜的全部或一部分来再现所需的声音，该模拟电信号通常被解释成代表扬声器的听众应该听到的瞬时声压。此类模拟扬声器的固有限制在于所使用的振动膜的有限(非无限)硬度(弯曲引起振动膜不能象刚体一样移动，引起声音失真，有时叫做“振动膜破裂”)，在较高的音频下，在整个范围内不使用单位面积均匀的力来驱动振动膜的任意器件中，这是一个严重的问题，除了静电器件以外，大多数扬声器都有这种情况。已经使用国外的高硬度材料减轻这个问题；所使用的振动膜的有限(非零)质量(质量引起振动膜具有明显的惯性，从而质量和空气(将会移动而产生声音)阻力不再是扬声器动力学的主要影响因素)，限制了可由实际电动机所实现的振动膜速度的变化率，在较高音频下也有问题。一般，上述硬度的限制和质量的限制相互影响-可使给定材料制成的振动膜更坚硬，但这通常只能以增加质量作为代价；可从具有足够带宽(如20Hz到20KHz)的机电电动机获得的功率的线性和效率。一个实际上较大的电动机一般允许较大的功率输出，但由于对材料和散热容量的限制，使得功率输出将随着线性度尺寸的平方而增大，而其移动部分的质量将大致随着其线性度尺寸的三次方而增加，导致其带宽因对性能较小的高频极限而缩小。还有与限制使用材料的小型高功率电动机有关的散热问题在给定正面区域的扬声器最低工作频率处可提供的声功率与振动膜在其近似线性区域中工作时可实现的最大幅度(有时叫做“摆幅(throw)”)成正比。动圈对摆幅的限制是，如果要使线圈的输出为线性，则线圈的工作部分必须始终在一线性磁场中移动，实际还限制了实际磁铁可实际的均匀场的长度并限制了动圈的悬垂部分超出磁隙。振动膜的吊架也限制了以可接受的线性实现的摆幅，吊架的功能是在振动膜运动时保持轴向中心位置，而在非驱动状态下保持纵向中心位置。一般，吊架将产生正比于振动膜偏离其静止位置的抑制力，在低频下，一般起决定作用的这些抑制力将产生明显的非线性，这可以用位置回复系统来克服，但要以电动机的功耗增加和发热作为代价，一旦接近其控制范围的极限，这些方法可引起非常容易听见的失真，产生非常差的超载响应。静电扬声器对摆幅有其它的限制，这至少部分地由于需要使驱动电极与振动膜的间隔很小，从而以相当低的驱动电压产生较大的输出功率。由于电极间隔对振动膜的摆幅产生一绝对限制，所以为了实现较高的声功率，除了使用较高的驱动电压或较大的振动膜以外，没有别的方法可以解决这个问题。压电电动机本身具有非常小的摆幅，因为压电效应是一个小效应(一般，虽然可用某种机械杠杆，例如“压机”的结构来增加偏斜(deflection)，但可获得的直接偏斜＜10-9m/V)；克服上述限制的一个折衷办法是排列两个、三个或甚至四个窄频带的扬声器，每个扬声器在其各自的频率范围内实现最佳操作，其整个边界覆盖整个可听频率范围。输入信号被“交迭”单元(低通、带通和高通滤波器的某种组合)分隔成合适的频带，或是前置功率放大或是后置功率放大。此技术只减少了上述限制，而其本身带来的问题是，交迭区域中的非均匀频率响应、各个扬声器频带之间的不平衡、由滤波器引起的相位失真、在后置放大滤波器衰减中的功率损耗和减少以及前置放大滤波器的成本和复杂性增加；上述所有非线性原因(加上其它)的实际效果导致质量好的高保真扬声器的失真指数极少好于约1％。就整体而言，即使非常昂贵的现有水平的器件也不能在整个可听范围内实现比0.5％好得多的失真度；因为与振动膜本身的质量(在静电扬声器中更小)相比，由于振动膜推动的空气的质量小得多，而且与振动膜的吊架在振动膜上产生的弹力(在静电扬声器中同样很小)相比，由于振动膜上空气粘滞阻力的反作用力一般小得多，所以在推动扬声器元件方面要消耗大部分加到扬声器电动机上的电气驱动功率，而在推动空气或产生声功率方面只消耗小部分的电气驱动功率。于是，这类扬声器是非常低效的。在合适的扬声器上安装辐射体(horr)可增加其效率，但除非该辐射体具有小的扩张常数(flareconstant)，否则非线性将变得很明显且使工作于较低音频的辐射体的实际尺寸实际大得不切。一般的高保真扬声器可具有1％数量级的效率(声功率输出除以电功率输入)，喇叭形扬声器在其频率范围内的效率可能高达30％到40％；如果在高功率水平实现高保真再现，则装有模拟扬声器单元的音箱对输出音质也具有非常明显的效果，而目前的技术往往导致音箱要么很重，要么很大，或者两者兼而有之。对家庭使用而言，庞大的音箱是个明显的缺点。庞大的音箱在便携式声音再现系统中也将产生问题，这些系统有诸如巡回演员举行音乐会所使用的系统；由于大多数模拟扬声器需要线性驱动，而且标准的高质量A级设计本身是非常无效的(如30％)，即使是难以实现失真非常低的B级设计的效率也很难超过60％，所以需要具有适当功率的线性驱动放大器。已使用脉宽调制(PWM)放大器，它们的效率相当高，可以达到90％-95％，但它们很难实现最苛求的低噪声和低失真的高保真标准。与扬声器本身的低效率一起考虑，线性模拟放大器和线性模拟扬声器的组合，其电功率输入与声功率输出的效率低达0.3％，在高保真场合中也很少高于1％。这对便携式电池操作的设备是一个问题，因为电池的尺寸和重量是可观的，而且因发热而浪费大多数电池能量。在民用的音频系统中，必须除去浪费的热量以把设备保持在其工作温度范围内，而且通常导致比其它方法更大的散热面积。随着通常以16位二进制格式的有用高质量数字音频材料(通常具有接近于0.002％的固有失真度)的流行，很明显，在收听再现的声音(包括收音机、电视机、密致盘片(CD)和数字磁带)时，对音频质量的限制因素是接近于1％失真度(差500倍)操作的模拟高保真扬声器系统。近来电子设备的趋势已倾向于减少功耗，不只是减少功率消耗量，而且要降低设备的工作温度，从而允许实现超小型化和高可靠性以及便于携带，而且允许以小电池操作。此外，在0.3％到1％的效率水平下操作的线性模拟功率放大器/扬声器组合已与这种潮流脱节了。最后，虽然随着数字收音机和电视机的出现，使得数字音频源材料变得日益普及并不断增加，但用于再现数字源材料的常规高保真系统都需要在系统中的某个部分包含数字-模拟转换器(DAC)，以产生应用于模拟扬声器的模拟信号。DAC本身产生的噪声和失真还加到系统中已出现的噪声和失真中，而且也增加了额外的成本。已进行了许多尝试，以开发出数字扬声器设计，它能克服上述模拟扬声器的某些或所有的限制。这些尝试分成几类伪数字扬声器，其中具有数字输入端的器件包含数字信号处理(DSP)设备，该设备尤其用于补偿线性放大器所产生的已知失真的输入信号，模拟扬声器也包含在该器件中并产生输出声音。此系统能产生在一定程度上有改进的整个失真性能，但在效率上没有提高，且仍具有明显低于0.1％的失真指数。它固有地受到先前所述的所有限制，但使用DSP系统对其中的一些限制进行补偿。动圈数字扬声器，其中在另一个常规的模拟动圈扬声器上使用一种抽头式“音-圈”(即，分成多个部分)。其思路是如果把抽头连到不同数目的匝上，当抽头之间的匝数比为1∶2∶4∶8∶16∶32∶64∶128∶256等的形式时，则导向抽头的二进制数字输入将在音圈中产生净安-匝数效果，相当于二进制数字信号所表示的线性信号的效果。该器件实际上是有缺点的，因为a)它依靠在常规的(线性)动圈扬声器上进行操作，于是带来该器件的所有问题(没有一个问题得到减轻)。b)假设需要从内有音圈的狭窄的磁体空隙中引出抽头线，由于常规的扬声器音圈只有少量的匝数(一般30到100)，把此准确地分成少至象8个二进制相关的匝数抽头，则对一个或几个最低位需要一个分数匝抽头，这伴随着准确度的问题。把此器件延伸到10到12位是不实际的。于是，该器件已工作在0.5％到1％左右的误差(失真)水平。c)因为抽头音圈由二进制数字信号驱动，所以每当全一代码变成下一个向上的代码时，因信号定时中不可避免的偏移和各个音圈部分的漏电感引起的感应脉冲，以及由于各个抽头部分的匹配和对称不精确，因而产生大的瞬变。于是，与数字驱动器馈送到抽头部分的电流输入线性度相比，力输出的线性度一般差得多，导致比上述单独对模拟扬声器还多的附加的输出失真。那些依靠压电和静电驱动器的扬声器，这里把振动膜的面积分成不同的区域，其面积按照1∶2∶4∶8∶16∶32∶64∶128∶256∶512等的比例[例如，见ACUSTICAVol.60(1986)中BrissaudM.和D.Noterman的Etuded’unhautparleurpiezoelectriqueassurantlaconversionmumerique-analogique一文；见JP8365856(830414)，JP825236，JP3106300，JP58121897，JP89244151号日本专利]。在原理上，因为加到静电扬声器振动膜的总驱动力与振动膜的面积成正比，所以通过各个导体把二进制数字信号直接馈送到这些二进制相关的区域，将在用于任意特殊数字输入信号的振动膜上产生合适的力。实际上，在考虑边缘效应时，以正确的比例精确地获得区域将有严重的问题，还有上述对抽头音圈数字扬声器所述的在代码变化点所发生的瞬变问题。最后，此器件依赖于静电扬声器(它最接近于实际的器件)的固有线性度，并带有常规的线性静电扬声器所具有的尺寸、成本和复杂性等所有问题。类似的考虑适用于压电数字扬声器(这里，力再次正比于压电材料上电极的面积)，但如果要使用一片压电材料作为整个器件，则一大片材料(高输出所需)将会很昂贵(很难制造)，也会产生问题，而边缘效应将再次引起问题。在4515997号美国专利中发现此主题的变化情况，这里从适量面积相等的换能器(即1、2、4、8、16、32构成二进制相关的区域，每一组这样的换能器被同一脉冲信号并行驱动。据称，这有助于解决大批量制造换能器元件的问题(因为它们都是相同的)，但由于它们以二进制相关尺寸的组进行切换，所以它们仍免不了对抽头音圈情况所述的在代码变化点处所产生的匹配和瞬变问题。在“数字扬声器”的
背景技术：
中已使用了脉宽调制(PWM)技术。这里，模拟或数字输入信号被转换成双电平(在某种意义上叫做二进制)数字波形，其瞬时传号-空号比正比于输入信号的瞬时值，50％的传号-空号比相应于零输入信号。PWM波形的频率可以是恒定的，也可以是不恒定的，但要求该频率比最高输入频率高得多，对于音频应用，这意味着它实际上必须大于大约40KHz。只要满足标准，实际频率并非是关键。数字输入信号可完全以数字方式产生PWM波形。然而，当在产生声音输出时，PWM信号适用于常规的线性换能器(例如，动圈扬声器)。其结果是换能器的惯性使它响应于PWM波形(它在瞬时与传号-空号比相同)的平均值，此平均值继而等于输入信号的瞬时值。然后相应于输入音频信号而产生声音。由于该器件依赖于换能器的线性度，所以此系统具有模拟扬声器的所有缺点，而且还有与PWM转换处理有关的一些额外的问题，因此这实际上是一种数字放大器技术，而不是一种数字扬声器技术。其优点是效率比线性放大器更高。在这里对其进行描述是为了完整。输出换能器使用二进制数字编码所碰到的一般问题先前为建立数字扬声器系统而进行的所有尝试都假设二进制数字代码是数字信号媒体，不仅仅是在器件的输入端(实际上，这是一个理想的假设)，而且也在输出换能器处。这实际上引起了严重的技术问题。在n位系统中，用于输出最低位(LSB)的换能器工作于比最高位(MSB)小2n-2倍的功率电平(不计入包含在n位中假设的符号位)。在8位系统(进行理想的声音再现所必需的位数最少的系统)中，MSB和LSB换能器之间的功率比为64倍。由于声音再现器件所必需的机械性质(声音是空气的机械运动)，所以宽的动态范围给LSB和MSB换能器所使用的器件类型带来严重的设计限制，从而使器件的匹配非常困难，这在考虑一个更实际的10或12位的系统(从而MSB和LSB换能器之间的功率电平之比达到250到1000倍的数量级)和一个16位的系统(这个比值大于16000)时，这些问题更严重。在二进制加权的换能器(或换能器阵列)系统中，在代码从具有许多连续的低阶零或一的值变到具有许多连续的低阶一或零的下一个电平(升或降)的点处，引起严重的瞬变问题。例如，考虑9位的二进制代码，其中信号电平从(十进制)25510＝(二进制)0111111112变到(十进制)25610＝(二进制)1000000002。在此转换时，信号本身改变一个最低位，即非常小的变化。二进制代码的表示从一个零加上全一的代码变到一个一加上全零的代码。这对于每个代码位驱动二进制加权换能器(以及4515997号美国专利中所述的二进制加权换能器阵列，该专利没有解决此问题)的系统的影响是，在第一状态，除了最高位的换能器以外，所有的换能器都接通，而在第二状态，除了最高位的换能器以外，所有的换能器都断开。于是，在此代码变化点处产生两个一半的全功率声学转换，虽然代码变化只表示信号幅度中最低位的变化，这个变化通常被认为几乎听不见，但此变化将不可避免地产生相当大的声能。此外，在信号的整个幅度范围内产生此种一到零和零到一的转换，这些转换在总位数增加时将变成更严重的问题，因为瞬变的功率相对于系统的最低位的功率电平而增加了。于是，通过提高更多的位来提高系统的分辨率使问题更严重，更不好。除了所述的切换瞬变问题以外，还存在与零到一和一到零的代码变化有关的电平误差。这是因为在实际系统中，换能器不易精确匹配，从而无法使最高位换能器准确地在有效功率或幅度上比共用作用的所有低位换能器之和大一个最低位。在一更小的范围内，对于下一个最高位换能器及其共同作用的低位换能器来说，情况也是如此。实际上，此种不可避免的误差可决定系统的准确性而与上述瞬变作用无关，上述作用可导致大的失真分量。在二进制加权换能器或换能器阵列系统(如4515997号美国专利所述，该专利没有解决此问题)中，即使从原理上讲，只有极端的机械精度可消除此问题，即使可实现所需的精度，也将不可避免地导致高的制造成本。实际上，换能器在空间上必需隔离，则在此转换点处的匹配问题变得很棘手。在适用于目前数字音频标准的16位系统中，以任何成本实现必要的精度都是极不可能的。现有数字扬声器设计未妥善解决的另一个问题是产生所需的声音输出波形的换能器的动态范围和合适的驱动波形。先前的所有设计好象都假设把正方形的驱动脉冲(具有合适的电压或电流)加到输出换能器，就能产生正方形的声输出脉冲。实际上，根本不是这样一回事，且在产生的声波形中产生严重的失真。例如，在换能器移动质量是决定性因素且要克服的主要力是惯性力的一般情况下，把正方形驱动脉冲加到此换能器上将使振动膜产生近似恒定的加速度，继而该加速度将大致上产生一个三角形或斜坡形声输出脉冲，随着振动膜因其惯性而继续“滑行”，此脉冲也将以近似于恒定幅度在输入驱动脉冲结束后延续下去。对于振动膜的回复弹力是决定因素的其它一般情况，把正方形驱动脉冲加到此换能器将使振动膜产生非常快的初始加速度，使振动膜快速地移动到弹性回复力等于驱动力的位置，此后，振动膜将过冲(取决于系统的阻尼)，然后固定在平衡点附近，其后，驱动脉冲的结尾将产生类似的反向速度分布。此运动将大致上产生一对具有相反符号的窄脉冲峰值的声输出脉冲，这两个脉冲被近似等于输入驱动脉冲长度的时间间隔所分隔。只有在换能器运动质量的主导力是阻力(例如，由于被振动膜推动的空气的摩擦或粘滞)的情况下，换能器在被正方形驱动脉冲驱动时的运动才近似于匀速运动，只有在此情况下，输出声脉冲才近似于正方形脉冲波形。实际上这意味着，只有具有极轻振动膜(它是这种换能器唯一的运动质量)的静电换能器才是可期望以正方形驱动脉冲产生近似正方形声输出脉冲的唯一器件。说明书、摘要和权利要求书中所使用的术语的定义数字(digit)是表示单个整数的单个符号。十进制数字可采用0、1、2、3、...8、9十个值中的任一个值。十进制整数位置表示法使用十进制数目中的数字表示因子乘以10的乘方的惯例，右手的数字表示一个因子乘以100＝1，从右数第二个数字表示一个因子乘以101＝10，从右数第三个数字表示一个因子乘以102＝100等。由十进制位置代码所表示的数值是因子乘以10的各个乘方的总和。因此，例如，35710＝3×102+5×101+7×100＝300+50+7＝357。一个二进制数字可采用两个值0、1中的任一个值。除了用2的乘方代替10的乘方以外，二进制整数位置表示法类似于十进制整数位置表示法。于是，在二进制整数位置中从右数第四个二进制数字表示一个1或0的因子乘以23。因此，例如，110102＝1×24+1×23+0×22+1×21+0×20＝1610+810+0+210+0＝2610一个一元的数字也可采用两个值0、1中的任一个值，或者可定义为只采用单个值1，然后用它不存在表示0，这多少类似于罗马数字表示法。除了以1的整数次幂来代替2或10的整数次幂以外，一元整数位置表示法类似于二进制或十进制位置表示法。由于1的所有正整数次幂都等于1，所以很清楚，用一元表示法，所有的数字都具有相同的权，该权是单位一，且一元位置表示法中一元数字的位置是无关的，只有其值1或0，或其存在或不存在具有某种意义。于是，在一元位置整数中从右数第四个一元数字表示因子1或0乘以13＝1，右面的第一个一元数字表示因子1或0乘以10＝1。因此，例如，110102＝1×14+1×13+0×12+1×11+0×10＝110+110+0+110+0＝310它在数字中只是一个1位数字。于是，数字的位置在一元数字中变得无关紧要。因此，在位置表示法中用作位置监护人的0在一元情况下是无关的，所以不需要0。于是，我们只需要把数字110101准确地写作1111，两种表示法都具有十进制值310。一元数字是人们在例如对物件进行计数时，频繁使用的标记的正规名称。在一元表示法中，重要的认识到一个数字的数，而不是一个数字的位置。注意，无符号的N数字一元代码可表示N+1个不同的值，因为可用一元数字全0或不存在表示零，而且不需要附加的一元数字。在其中保留一个特殊数字以表示该数字符号(例如，0表示正，1表示负)的有符号的N数字一元代码可表示2N-1个值(即0和±1到±N-1)。接着，在要以一元代码表示数字信号时，可以N-1个一元数字表示可采用N个不同电平的单极性信号。该表示法与N-1个二进制数字能表示2N-1个不同电平的二进制表示法相当。因此，一元表示法需要比二进制表示法更多的数字表示给定范围的值，就象二进制表示法需要比十进制表示法更多的数字表示给定范围的值。术语十进制的数字没有专用名称。通常把“二进制数字”的语句简化为“位”。同样，通常把“一元数字”简化为“单位”。然而，由于单词“单位”因不熟悉的作用而容易与其更常用的意思混淆，我们使用了语句“一元数字”。
发明内容依据本发明的一个方面，一种扬声器包括多个基本上相同的换能器，每个换能器都能把电信号转换成声波，每个换能器可相互独立地被一元编码信号来驱动，这些信号表示将由扬声器产生的声音。依据本发明的另一个方面，一种扬声器包括编码器装置，用于把输入信号转换成一元数字信号；以及多个换能器，每个换能器用于把一元数字信号中相应的一个信号转换成声脉冲，从而用换能器的累积效应产生表示输入信号的输出声音。依据本发明的另一个方面，一种扬声器包括编码器装置，用于把输入信号转换成一元数字信号；脉冲成型器装置，用于把标准一元数字信号转换成适合于所使用的换能器类型的各种正方形和非正方形分布的脉冲信号；多个换能器，每个换能器用于把脉冲成形一元信号中相应的一个信号转换成声脉冲，从而用换能器的累积效应产生表示输入信号的输出声音。换能器最好是相同的，在较佳实施例中，每个换能器都是双极性，能依据所加一元信号的极性有效位产生正负压力变化。在一个较佳实施例中，换能器以两维的阵列排列。每个换能器的形状可以嵌成两维的棋盘花样，例如，可以是三角形、方形、矩形或多边形。在此情况下，可任意设置换能器之间的间隔。此外，每个换能器的形状可以不嵌成棋盘花样，例如可以是圆形或椭圆形，邻近换能器之间设置间隔。可通过在第一换能器阵列后面设置另一个换能器阵列，第二阵列中的每个换能器位于第一阵列中相应的间隔后面，使它们排列成三维，如此来开发第一阵列换能器中所存在的间隔。可重复此处理，以提供具有任意层数的组合换能器阵列。由于换能器阵列以两维或三维方式分布于空间，所以通过改变依据阵列中任意特殊换能器位置的换能器数量，使听众可远离换能器，其结果是由换能器同时发出的声脉冲将在不同时间到达听众的位置。通过引入依据换能器离听众的距离对换能器的输入信号进行差分延迟的延迟装置来校正此结果，从而使对扬声器发生变化的单个输入信号而引起的所有换能器的声脉冲同时到达听众的位置。此外，可对延迟装置进行调节，以依据选中并可变的听众位置改变所加的延迟。依据本发明的另一个方面，一种扬声器包括以两维或三维阵列排列的两个一组、三个一组或四个一组的多个换能器，两个一组、三个一组或四个一组中的每个换能器都能把电信号转换成声波，两个一组、三个一组或四个一组的换能器可相互独立地被一元编码信号来驱动，这些信号表示将由扬声器产生的声音，每组换能器包括以阵列定位的两个一组、三个一组或四个一组的换能器，从而把每组两个一组、三个一组或四个一组的换能器的重心位置在整体上尽可能靠近阵列的垂直或水平中心线或二者的中心线，在三维阵列的情况下，这些位置也尽可能靠近阵列的前后中心线，如此把感觉到的来自扬声器的声音局限在靠近阵列中心的尽可能小的区域内。换能器阵列所产生的输出声音是各个扬声器所产生的单个声音的相加效应。单个换能器不能再现所需的声音。在对每个换能器的驱动电平固定的情况下，启动较少数目的换能器将再现较轻的声音，而不是较响的声音。把输入信号编码成一元格式的结果是从N编码里产生M编码，这里N是输入信号所表示的不同电平的数目，也是所需换能器的最大数目，M是瞬时输入信号电平，也是由该输入信号电平启动的换能器的数目。与二进制编码(或诸如三进制、十进制等任何一种其它更高阶的位置加权编码系统)不同的是，一元编码的属性是，每个独立的一元数字表示相同的值，即一个(任意)单位，它也是相应于任意特殊一元数码字所表示的数值的单独的一元数字的数目的存在或有效。于是，一元编码在所有的数码中具有独特的特性，当代码字所表示的值低于特定数目时，各一元数字的特殊小组中所有的成员总是断开、无效或不存在的，当代码字所表示的值等于或超过同一特定数目时，则小组中的一个或多个成员总是接通、有效或存在的。这一属性对数字扬声器的相应特征是，在输出换能器处使用一元编码方案完全消除了在输出换能器处使用二进制、三进制或高阶数字表示方案时所碰到的严重问题，这些问题包括在高阶换能器接通或断开和所有的低阶换能器同时断开或接通的情况下，在此高阶代码移动一个值时所产生的大的瞬变。这是因为在一元编码方案中，不要求用接通一个换能器的效果来部分地抵消同时断开其它换能器的效果。事实上，在任何输入数字字值的任意给定(单极性)转换中，一元换能器将被接通或断开，或者既不接通也不断开，但这不是同时进行的。于是，它们在应用于数字扬声器时可消除此部分抵消的瞬变。在输出换能器处应用一元编码方案的其它特殊优点是，需要所有的换能器都基本上相同，它们之间的小差别将基本上不影响整个扬声器的输出信号电平。由于这是在表示输入代码字的任意时间所启动的换能器总数目的结果，所以对其单个敏感度的统计平均保证了阵列的精度在整体上比单个换能器的精度要好。如果象所期望的那样，各个换能器敏感度与标称值的偏差是随意呈高斯分布的，则具有N个换能器的扬声器的精度将是单个换能器精度的N倍。例如，如果N＝10.000，且换能器匹配在5％以内，则在忽略其它效应的情况下，整个扬声器的线性度约是全量程的0.05％，说明此技术的潜力在于可产生极高的精度，以便于制造低精度的元件。于是，输出换能器应用一元编码消除了与诸如二进制加权输出换能器有关的问题，即连到最高位的换能器必须与所有的较低加权换能器都非常精确地匹配。通过与给出的例子相比较，13位二进制加权的数字扬声器系统只能只在8000个电平上进行再现，其最高位换能器必须与所有的较低阶换能器总和相匹配到优于4096分之一，从而产生优于1位的输出线性度，这要求制造精度优于0.02％，实际上是非常困难的。从所获输出声压的观点看，在一元编码数字扬声器系统中，由于所有的换能器都具有相同的单位输出功率电平或“权重”，所以无论在总共N个换能器的组中接通哪些M个特殊换能器来产生有效的最大输出声压电平MN都没有关系。于是，在从整个阵列中选择换能器小组方面可获得很大的自由度，这些小组可用于以各种方式增强性能。与相同输入信号电平有关的换能器最好在阵列中相互靠近，从而获得高度集中的声源效果，尤其是在低幅度的再现声音的场合中。依据本发明的一个方面，相同的换能器对可直接并联，一个这样的换能器对连到驱动器电路中的每个一元编码输出端，组成每个换能器对的换能器安装在扬声器垂直中心线的任一侧，并与水平线等距离，从而其获得的效果更类似于把换能器对置于垂直中心线上所实现的效果。于是，可减少大型换能器阵列不理想的水平空间效应。依据本发明的另一个方面，相同的换能器对可直接并联，一个这样的换能器对连到驱动器电路的每个一元编码输出端，组成每个换能器对的换能器一个装在扬声器水平中心线上方，另一个安装在此中心线下方，并与垂直线等距离，从而其获得的效果更类似于把换能器对置于水平中心线上所实现的效果。于是，可减少大型换能器阵列不理想的垂直空间效应。依据本发明的再一个方面，把四个相同的换能器并联到驱动器电路的每个一元编码输出端，组成此四个一组的换能器被安装在一矩形的转角处，该矩形的中心与扬声器阵列的中心基本上一致，从而其获得的效果更类似于靠近阵列的中心放置所有四个换能器所实现的效果。于是，可减少大型换能器阵列不理想的水平和垂直空间效应。此方法可扩展应用到其它数目的成组并行换能器(例如，位于等边三角形顶点上的三个一组的换能器，该等边三角形的中心与扬声器阵列的中心基本上一致，还有五个一组、六个一组等等)。由于耳朵和大脑中的心理声学效果使得在各个脉冲到达的平均时间，由时间上离得很近的两个或更多相同脉冲构成的一组脉冲感觉上象单个脉冲，所以此机构有助于对听众集中感觉到的声源。把两个一组、三个一组、四个一组或更多数目的换能器绕阵列的中心对称分隔，所有的换能器都同时被一元驱动器信号中的一个信号启动，其结果是给听众造成声源非常靠近换能器阵列中心的印象，而与并行成组的换能器的实际位置无关，只要其公共重心(或空间对称中心)靠近于阵列的中心即可。此技术允许大型数字扬声器的结构由换能器阵列构成，其中阵列的空间范围与听众离扬声器的距离相当，从而仍会产生这是一个靠近阵列中心某一位置的小空间声源的错觉。为了减少扬声器发射超过人们听力极限的频率范围(例如，大于约20KHz的频率)的声波(超声波发射)，可在输出换能器阵列和收听空间之间加上声波低通滤波器。这可通过在声波输出换能器和收听空间之间放置适量材料来实现，该材料在超过20KHz的范围内具有强的吸声能力，在低于该频率时具有低的吸声能力。这样做比较妥当，因为家畜通常对此高频声波发射很敏感，并可能受到惊吓或干扰。减少来自扬声器的超声波发射的第二个途径是尽可能提高数字采样速率。可从密致盘片和其它普通声源获得的标准数字音频材料具有40KHz到50KHz范围内的采样速率。当以此采样速率再现20KHz的音频输入信号时，在输入信号的每个周期内仅产生两个或三个样品。如果对声学输出换能器自始至终都保持同一个采样速率，则大部分声能将在低于100KHz的频率下发射，少量的声能在较高频率下发射。如果采样速率提高到例如100KHz，则将在更高的频率下产生最弱的超声波发射，其幅度将成比例地小于先前存在的分量的幅度。提高有效采样速率的一个方法是把输入信号以数字方式插入扬声器。已在数字信号处理系统中进行了此处理，该系统中可包括例如较高质量CD机使用的数字-模拟转换器，主要为了满足在转换成模拟电信号后进行电滤波的需要。这里，使用类似的插入处理，以在数字到模拟声音转换后满足声音滤波的需要。编码器装置可具有相应于一元信号数目和换能器数目的多个并行输出端。为了在时间上压缩一元信号并使编码器装置具有更少的输出端(极限为单个输出端)，另一个布局是使一元信号重新构成并行流应用于换能器。依据本发明的扬声器组件最好包括连接在编码器装置和换能器之间的换能器驱动器，此换能器驱动器把来自编码器装置的一元输出信号转换成合适的电流和电压电平，以驱动换能器。依据可通过换能器驱动器以来自编码器装置的一元输出信号驱动的换能器的动态范围，还可以附加控制换能器驱动波形形状的脉冲成型装置，尤其是，此脉冲成型装置可提供偏离于标称正方形标准数字脉冲的驱动脉冲。当换能器超出适于用作数字扬声器元件的操作速度范围时，如果其动态范围由阻力或粘滞拉力所决定，则正方形驱动脉冲接通时将提供基本上恒速的操作，于是将产生基本上恒定的脉冲输出压力。当换能器动态范围由类似于弹力的回复力(柔顺力)所决定时，一般是换能器低于其共振频率操作且具有低阻尼，则脉冲成型装置可提供线性斜坡形驱动脉冲，然后这些脉冲也导致输入脉冲周期内的恒速操作以及基本上恒定的脉冲输出压力。当换能器的动态范围由惯性力所决定时，一般是换能器高于其共振频率操作并具有低阻尼，则脉冲成型装置可提供双极性脉冲形驱动脉冲，该脉冲包括与输入脉冲前沿一致的短脉冲以及与输入脉冲后沿一致的反极性的第二短脉冲，然后这些脉冲也大致导致输入脉冲周期内的恒速操作(因为来自脉冲成型器的初始脉冲给换能器运动部分提供了某种初始动量，其后换能器有效地以恒定速度在输入脉冲周期内“滑行”，直到在输入脉冲末端由来自脉冲成型器的反相脉冲除去此动量)以及基本上恒定的脉冲输出压力。当由此三种情况组成换能器的动态范围时，脉冲成型装置可提供这样的驱动脉冲波形，从而在每个输入脉冲的周期内产生基本上恒定的脉冲输出压力。脉冲成型装置可在上述所有情况下直接与换能器驱动装置组合成一个合成结构。此外，脉冲成型装置可以插在编码器装置和换能器驱动器装置之间。另一个变形是可把脉冲成型装置插在换能器驱动器装置和换能器之间。为了在产生正方形驱动脉冲时保持数字脉冲驱动电子装置的高功率，可用脉宽调制技术(PWM)来实现脉冲成型装置，其中换能器驱动脉冲的有效形状是在一元输入脉冲周期内产生有许多周期且快速波化的正方形波形的平均值，为了产生适于换能器动态范围的有效脉冲形状，其传号-空号比必须连续变化。编码装置可具有分组装置，用于把n个输入二进制数字或位(如果输入是二进制数字)分成k组n/k位；还可具有数目相应于k的多个编码器，每个编码器具有n/k个输入位和数目少得多的逻辑门，则换能器驱动器也具有一些附加的门。可以模的方式建立从n个输入二进制(例如)位中产生N个(这里N＝2n-1，或如果把n个输入位中的一位用作符号位，则N＝2n-1-1)一元信号的编码装置，从而把一些相同的编码子模块可以连接到数据总线，该总线用于输送表示要再现成声音的输入电信号的全部输入二进制(例如)数据字。每个编码子模块被设计成对P个一元数字进行编码，这里P＜N，通常有Q个这样的模块，从而P×Q＝N，这些子模块可以被启动而成为编码器以前，通过控制总线向它们发送控制信号以及通过数据总线或控制总线向它们发送编程数据进行预编程，从而在编程后每个Q子模块响应于不同组的P个输入信号电平，并只把该组的P个输入信号电平编码成为P个一元输出信号。其累积结果是把所有N个可能的输入信号电平编码成为P×Q＝N个一元输出信号，但它没有平滑n位二进制(例如)到一元编码器的复杂性，而是使用便于设计和大量制造的Q个相同的模块，而且也便于扩展到不同数目的输入信号位n。通过使Q个编码器子模块的每一个包含触发器并使控制总线连接在模块之间以使Q个触发器互连，从而形成一串行输入移位寄存器，从而使编程系统变得及其简单。在编程时，对如此形成的移位寄存器的输入端引入单个脉冲，此移位寄存器实际上分布于所有的Q个编码器子模之间，然后由控制总线上的公共时钟信号对该寄存器进行定时，每次通过移位寄存器的一个触发器。因为在编程期间只有一个脉冲引入触发器的输入端，所以在每个时钟脉冲已把它移到下一级后，只有一个模块可包含此脉冲，因此，如果用每个模块中的触发器来启动编程的模块，则只有当模块包含移位的脉冲时，才可通过例如在公共数据总线上引入编程信息，并在所有模块的公共控制总线上发出一编程脉冲(其中，只有在其触发器中包含移位脉冲的模块将响应于该编程指令)，依次对每个模块进行独立编程。于是，利用时钟信号使脉冲通过Q个模块进行移位(每次一个模块)，并在每次移位操作后发出编程信息，即使模块在逻辑上是相同的且没有独特的地址，也能用该模块特定的信息对整个模块链的每个模块进行编程。此模块编程技术广泛地应用于连接到公共总线的任意可编程模结构，且它的使用并不限于这里提出的数字扬声器设计。可通过采用编码方案以外的符号信息，并结合编码器的输出控制换能器驱动器或脉冲成型装置，以直接控制输出信号的符号，来简化把一种格式(例如二进制)的数字输入转换成一元数字输出的编码装置，这里输入格式表示带符号的量。在二进制-一元编码器具有n个输入位的情况下，这里输入位中的一位是符号位，如果其它的n-1位被馈送-无符号的n-1位二进制-一元编码器，且2n-1-1个一元数字输出信号与输入二进制符号位一起被馈送到换能器驱动器，则可获得不损失信息的大量节省电路的结果。扬声器组件可拥有插入装置，用于插入数字输入信号，以提高有效采样速率，从而减少换能器的伪高频输出。可以逻辑AND方式，以叠加在来自一元编码器输出端和任意脉冲成型电路的驱动信号上的高频信号对一元输出换能器进行选通和阻断，可调节换能器所发射的声输出脉冲的有效幅度而仍保持高效率，这里高频信号的传号-空号比可从0连续变化到1。这虽然类似于脉宽调制，但它是对扬声器电路所产生的附加调制。改变换能器所发射的声输出脉冲有效幅度的另一个或可能的附加方法是对提供给换能器驱动器电路的电源进行脉宽调制，该也可获得高效率调制。这两种技术都赋予扬声器音量控制的功能，而在扬声器系统的输出端右边产生音量控制的有效衰减时保持可能有的最高信噪比，从而对信号同样地衰减任意内部产生的噪声。可使用上述章节中所述的方法减少一元数字扬声器所需的换能器的数目，而不减少声音输出的有效分辨率。这最好通过在扬声器组件中装入功率控制装置来实现，这些装置诸如上述章节中所述可依据输入信号的幅度动态地改变每个换能器输出功率的装置。功率控制装置可包括数字延迟器件，能在其最低频率下在输入信号的至少半个周期中以n位的全输入信号分辨率(例如，如果对输入信号进行二进制编码)进行存储；存储装置，用于在输入信号被存入延迟器件的的持续期内存储输入信号所获得的最大幅度；一装置，用于选择在p个位构成的组的最高位位置中包含1而不包含0的p个最高的连续输入信号位(p＜＝n)，且不计入传递给一元编码器的符号位；以及依据存储装置中获得的最大幅度选择换能器的输出功率电平的装置，选出的功率电平得以通行，并从数字延迟器件中读出所存储的输入信号。在此情况下，能把＜＝p个位编码成为驱动2p个输出换能器的一元编码信号的数字扬声器可产生n位(p＜＝n)的动态范围，而避免提供n位一元编码器和输出系统所需的附加电路和换能器的额外的复杂性。为了允许通过本发明主题的扬声器来再现模拟信号源以及数字信号源，可在扬声器组件中再装入模拟-数字转换器，以实现此功能。因为所有的换能器都具有单位权重(即，它们相同且与1∶2∶4∶8∶16等关系无关)，所以每个换能器的相对误差是相同的，即使一个换能器的灵敏度误差为50％，也只产生相应于二进制输入信号的半个最低位误差。因为一元代码没有连续的全一到全零的相邻代码变化(例如，与所示二进制的不同在于，二进制从25510＝0111111112变化到25610＝1000000002)，所以以一元为基础的数字扬声器中没有与此数字变化方式有关的瞬变。因为所有的换能器都相同，且每个换能器都具有单位权重(即，只产生输出中最小增量变化(即，1位)所需的输出)，所以它们是低功率器件，价格便宜且便于制造，且与边缘效应无关，因为它们对于所需的每个换能器都是相同的。因为所有的换能器准确地以同一功率电平控制，所以没有与使在不同功率电平下操作的器件相互匹配有关的技术问题。无论什么数字采样速率，每个换能器在正弦形音频输出波形的每个周期中至多接通和断开一次，所以输出换能器不需要具有比要再现的音频信号的带宽大得多的带宽。换能器所需的性能与数字扬声器(为了更高的分辨率，它只需要增加更多相同的部件)所需的分辨率(位数)无关。因为接通的M个换能器所产生的声压是接通的一个换能器所产生声压的M倍，所以本发明主题的一元数字扬声器系统开始工作。由于在输入数字代码表示数目有M时有M个换能器接通，则输出声压是输入信号的可靠再现。因为输出换能器不使用二进制数字(或更高阶编码)，所以一元编码扬声器不会遭受上述产生失真的问题，这些问题是因输出换能器的二进制或更高阶编码而引起的。由于声音是一个纵波且可能需要增加和减少其压力，所以实际上最好提供正和负的压力变化。这些变化可以用分离的正和负压力换能器或以双极性方式驱动相同的换能器来产生。为了再现静音，关闭所有的换能器。为了产生正压力，使换能器的前表面相对于关闭状态向外移动。为了产生负压力，使换能器的前表面相对于关闭状态向内移动。如果来自二进制-一元解码器输出的分离一元数字信号表示正和负压力，则可把这些信号加到分离的正-压力和负-压力产生换能器，或以推-拉或双极性方式驱动各个换能器，即使一对一元信号驱动一个换能器。对于给定分辨率的数字扬声器而言，此方案把所需的换能器数目减少了一半。此外，二进制-一元编码器可以省略二进制输入信号的符号位，并把它分别用于控制来自被编码器的(正)一元输出所驱动的声换能器压力脉冲的极性。对于给定分辨率的数字扬声器，此方案也把换能器数目减少了一半。实际的此类数字扬声器可能需要大量换能器，例如，为了控制8位的二进制输入，需要256个声压级表示。因为0级不需要压力，所以该级不需要换能器。因此，在此例中需要255个换能器(最大值)。如果以双极性方式驱动换能器，或者以表示压力的正负单位步长的一对一元数字信号或以符号控制位和单极性一元数字信号来驱动每个换能器，则有128个换能器就够了。一般，对于控制n位二进制输入的系统，依据上述双极性驱动方案所取的优点，需要2n-1或2n-1个换能器。为此目的虽可使用分立的换能器，但使用集成的多个换能器来减少成本和制造复杂性更有利。例如，如果要使用静电换能器，可生产大量面积相等的电极，每个电极单独连接到一个具体换能器件的各个一元数字信号，于是产生一个换能器阵列。如果要使用压电换能器，则可把一片压电材料分隔成大量面积相等的区域，每个区域具有它自己的电极，这些电极分别连接到分立的一元数字信号，从而形成一换能器阵列。同样，若要使用电磁换能器，用一组分别连接的电线，每根电线在器件的磁场内产生相同的安匝效应并分别连接到分立的一元数字信号，从而形成换能器阵列。可以双极性或推-挽方式操作所有这些阵列结构，从而阵列的每个换能器元件分别连接到两个分立的一元数字信号或一元数字信号和产生正负输出压力的符号控制位。所有这些阵列结构所具有的一大优点是需要多个相同的元件，这有助于匹配和简化制造。附图概述图1是示出依据本发明的数字扬声器中各种基本元件之间关系的方框图。图2示出单极性1位二进制-一元转换器的简单逻辑。图3示出单极性2位二进制-一元转换器的简单逻辑。图4示出单极性3位二进制-一元转换器的简单逻辑。图5示出3位偏移二进制到-一元转换器的简单逻辑。图6示出用成对反极性的一元信号推-挽(双极性)驱动换能器的方法。图7示出3位2s分量的二进制-一元转换器的简单逻辑。图8示出具有典型的复杂～(n-1)2n简单逻辑门的n位单极性二进制-一元编码器基本的输入和输出。图9示出用两个(n/2)位二进制-一元编码器以及一些附加的简单逻辑组装n位单极性二进制-一元编码器的方法。图10示出图9所示附加的简单逻辑方框中一个方框的细节。图11示出由连到总线的多个相同逻辑模块构成并被总线控制器编程的可定标和可扩展的基于总线的二进制一元编码器。图12详细示出图11中总线连接模块中一个模块的可能结构，该模块把加到其上的特定范围的输入信号编码成为一元。图13示出装入图11中每个模块的简化触发器逻辑的细节，以使每个模块可被图11所示的总线控制器单独编程。图14示出一例的一元信号波形及用于具有各种动态特性的声换能器的有关适宜驱动波形，以产生大致为正方形的声脉冲。图15示出用于数字脉宽调制(PWM)系统的简化逻辑，该系统根据一元信号和符号(极性)信号产生线性的斜坡形PWM波形。图16示出把图15所示系统的计数器和幅度比较器部件互连的常规方式。图17示出由具有图16所示互连方式的图15电路所产生的典型PWM波形。图18示出把图15的计数器和幅度比较器互连的改进方法。图19示出由应用于图15电路的图18的互连方式所产生的改进PWM波形。图20示出用于产生驱动具有惯性所决定动态范围的换能器所使用的双极性脉冲的简单逻辑电路。图21示出图20所示电路的典型波形。图22示出多个声换能器的扩展阵列所引起的时间延迟问题。图23示出通过把声换能器排列成两维而不是一维，而使换能器阵列做得多么紧凑。图24以剖面示出如何以三维方式堆叠多个两维换能器阵列，以便在每个阵列中设置间隔允许声音通过时产生更紧凑的声源。图25以平面图示出与图24相似的布局。图26示出换能器紧凑的两维阵列，每个换能器靠近与相邻信号电平有关的换能器。图27示出听众与换能器阵列中各种换能器之间的不同路径长度。图28示出为了补偿听众到换能器的路径长度差，把差分信号延迟加到阵列中每个换能器的方法。图29示出如何使图28所示的延迟系统成为动态或静态可变和可编程。图30以方框图示出一种系统，以从输入信号中选择最高的非零位，并把它们加到一些一元换能器上，从而保持所需的输入-输出关系，也保持最可能的最高分辨率。图31以方框图示出一种扬声器，该扬声器应用了这里所述的大多数发明和设计。本发明的较佳实施方式图1示出本发明基本的创新。该设备在n个输入信号路径上的输入缓冲器1处接收到某种表示声压波形的数字输入信号。此数字信号可以是任意的数字代码形式(例如，串行或并行形式的二进制代码、十进制代码)。虽然本发明不限于此输入格式，但为了说明，我们假设是一种n位的二进制代码输入信号，这里n位中的一位是表示输入信号极性的符号位。输入缓冲器1对输入信号呈现均一的阻抗，并在把n个并行二进制位提供给编码器2前进行一些必要的电平转换和/或串并行的转换。编码器2把n位的二进制输入代码编码成为N个一元信号，其中的一个信号是一元符号或极性信号，表示其余的N-1个一元信号是否表示正或负的量，这里N＝2n-1，编码的主要功能是当n位输入信号的(正)幅度等于M时，则N-1个非符号一元信号中的M个信号将被接通，而其余的信号断开(即，逻辑0)。把包括来自编码器2的符号信号的N个输出信号加到换能器驱动器3，驱动器3把来自编码器2的N个一元信号转换成具有适当电流、电压、脉冲形状和极性的N-1组信号，以分别驱动图1的4处集中所示的N-1个声学输出换能器，换能器驱动器3连到这些换能器。N-1组信号中的每一组信号可以是所有N-1个换能器共享公共反回线(未示出)的单个双极性信号，或者可以是一对推-挽信号。换能器基本上都相同的第N-1组声学输出换能器4把电学驱动信号转换成均一的声脉冲，每个脉冲的幅度为a，极性如输入符号位所示。由于编码器2的工作是在数字输入信号具有幅度M时启动N-1个非符号一元信号中的M个信号，每个信号导致发射幅度为a的声脉冲，所以来自换能器阵列的总发射幅度是M×a＝A。于是，来自图1所示系统的输出总声压具有与输入信号相同的极性，并且当数字输入信号具有幅度M时具有幅度M×a，从而依据换能器数目N-1，可靠地再现数字电学输入信号作为声音，尽管具有一些量化噪声。输入缓冲器1是简单的，将不再对其作进一步的描述。可以用数字电子
技术领域：
中所公知的任意标准方法来实现一元数字编码器2，包括适当连接的门、可编程逻辑器件和只读存储器查阅表。将对n位有符号的二进制输入情况示出将要实现的解码功能的定义。则编码器2将具有n个二进制输入b0、b1、b2、...bn-1和N个输出u0、u1、u2、...uN-1，这里N＝2n-1。输出u0将是一元输出符号信号，表示其幅度在其余的N-1个输出中被编码的一元输出数字是正还是负。定义u0＝bn-1，这里二进制输入bn-1是输入信号的符号位。其余的n-1个二进制输入b0、b1、b2、...bn-2表示一个无符号的二进制数字，其幅度V可以在0和2n-1-1＝N-1的范围内。其余的N-1个一元输出u1、u2、...uN-1定义为u1＝0，如果V＜i，否则u1＝1，对于0＜i＜N则，如果V＝0(它＜1)，则所有的一元输出都为零。否则，当输入二进制幅度＝V时，有V个一元输出具有值1，这里0＜V＜N。于是，简单地把符号位从输入位bn-1直接传送到输出一元符号位u0。其余的电路实质上实现n-1位单极性的二进制-一元编码器。图2示出简单的1位单极性二进制-一元编码器，而图3示出2位的情况，图4示出3位单极性二进制-一元编码器的情况。图5示出3位偏移二进制-一元编码器5。在此情况下，没有这样的输入符号位。而是，在把二进制代码解释成双极性信号(偏移二进制代码)时，需要把此代码定义为表示零输出声压。对于3位偏移二进制系统，这通常取作代码0112或1002。下表示出如何把此编码成为一元信号，其中的一些信号表示正压力输出，而另一些表示负压力输出，这里我们已假设代码1002表示零。在标为i/p的一栏中也示出模拟输入值所表示的十进制的值:十进制二进制负输出正输出</tables>在此真值表中，i/p以十进制给出的，表示双极性输入信号的电平，位0到2在二进制中是相同的内容。一元数字输出op1到op4将用于驱动负压力换能器，而一元数字输出op5到op7将用于驱动正压力换能器。从真值表中可看出，当正压力输出op5到op7中的任一个接通(值1)时，负压力输出op1到op4中没有一个是接通的(值1)。例如，如果op1与op5配对，op2与op6配对，op3与op7配对，每一对驱动双极性压力换能器的相对两侧，则可看出，换能器将依据表中的代码适当地产生正或负压力阶跃，而不在正负输出之间产生相互干扰。即，由其值同时等于1的一个正和一个负信号不能驱动任一个换能器。于是，相对于用每个一元输出来驱动各个换能器的情况，所需的的换能器数目可以减半。在图6中可看到如何把编码器5的输出对加到声换能器6，以提供双极性驱动从而产生双极性压力波输出。如上所述，op1与op5配对以驱动一个换能器，op2&op6以及op3&op7进行同样的配对，op4可用于附加换能器7的单极性驱动，或干脆不用，因为没有与其配对的匹配正输出信号。由于二进制代码必须表示偶数个电平(都是2的幂)，其中的一个将用于表示零，所以当从二进制输入中获取一元输出时，在正和负电平之间总要留下不能被共享的一个奇数。一般，对于n位偏移二进制输入，将由编码器获取2n-1个一元数字输出，这些输出中的一个输出将不能配对，留下2n-2个一元信号。这些信号将形成2n-1对，并可通过一些换能器驱动电路加到相同数目的音频换能器上。另一种偏移二进制是2的补码二进制(由于便于以此代码进行演算，所以它通常用于现代数字计算机中表示有符号的整数)。2的补码-一元双极性编码器的真值表如下所示</tables>图7示出此真值表的简单实现方式，并再次示出只用双电平的简单门可实现的转换。在图7中标为ni的门是简单的非倒相门，用于更均等地平衡通过编码器所有路径的输入和输出之间的传播延迟。在实际的数字扬声器中，需要对8位或更多位的二进制数字进行编码。这就增加了编码器的复杂性，从某种程上说，至少必须产生大量输出，且相应地增加了门的数目。如果要使各个门本身尽量保持简单，也将增加选通电平。应注意，如果通过编码器的绝对总延迟总共小于1毫秒，则通常没有影响。不同输入-输出路径的相对延迟则有些重要，因为在理想的编码器中，所有的输出将同时改变。通过使输入和每个输出之间的选通电平保持相同，可很好地接近这样的情况。例如，在图7中可看出，输入和输出之间的每个路径准确地穿过两个门。已使用标为ni(非倒相)的四个门来提供此路径长度匹配，它们没有其它逻辑功能。应注意，可用标准方法来优化以上对编码器给出的所有逻辑电路。所提出的电路只是为了举例说明，而不试图减少所使用的门的数目。由于上述向双极性编码器的扩展不成问题，所以我们在以下只考虑单极性编码器。在简单的单极性二进制-一元编码器中，简单门的数目大致随被编码的单极性二进制输入的位数以指数增加(对于n位单极性二进制数字，简单门的数目～(n-1).2n)，所以值得考虑设法减少编码系统的复杂性。单极性一元编码方案要求在所表示的数字输入数字具有大小M时，M个一元输出应该是接通的。参考图8，考虑n位的单极性二进制输入解码器8，这里n是偶数。可认为n个输入信号是2组n/2个位。可认为2n-1个输出以及虚0输出是2n/2组2n/2个输出(注意2n/2×2n/2＝2n)。简单的n位编码器可具有(n-1).2n数量级的门。图9所示的方案使用两个n/2位的编码器9，在它们之间等分n个二进制位11，在逻辑方框10中只有极少的简单选通。在此例的逻辑方框10中，在总共2n/2个门中仅示出4个门，每个方框驱动2n/2-1个一元输出端并具有相同数目的标准输入端，每个输入端接通一个输出端。此外，2n/2个逻辑方框10中的每个方框设有一ALL输入端，在该输入端接通时，它接通此逻辑方框的所有输出端；此外，还有一ENABLE输入端，如果任一个标准输入端能接通其相应的输出端，则ENABLE输入端必须接通。除了图9所示相对位置中每个2n/2逻辑方框10的2n/2-1个输出端以外，还使用上部编码器9的2n/2-1个一元输出端。综上所述，n位单极性二进制-一元编码器总共需要2n/2-1+(2n/2-1)(2n/2)＝2n-1个输出端。每个n/2位编码器9具有(n/2-1).2n/2数量级的门，所以两个编码器将具有～(n/2-1).2n/2-1个门。这比n位编码器中的门数少得多。例如，如果n＝10(良好音质的合理值)，则(n-1).2n＝9216是标准的10位一元编码器的大概门数，而(n/2-1)。2n/2+1＝26＝256是标准的5位一元编码器的大概门数，一对这样的编码器只需要512个门，这比9216少得多。于是，因为以此方式制造的编码器简单得多，所以可大大地减少成本，而且可使用多个同样的器件(在此例中，是两个n/2位的编码器)。此分解方案不限于这里为举例说明所述的n(n/2乘以2)方案。也可以许多其它方式对输入位进行分组，仍可实现减少门数和整个复杂性。例如，如果n是3的倍数，则可把n个输入位分成3组n/3(例如，如果n＝12，则具有(12-1).212＝45056级门的单个编码器，可用三个4位的编码器替代)，一般，当n是k的倍数时，则可把输入位分成k组n/k。图10示出m个输入端的逻辑方框10，这些方框包含用以提供ALL和ENABLE功能的额外选通。对一m个输入端的逻辑方框，大致需要2m个简单门。所需的选通非常简单，因为需要多个这样的单元(对于上例，在10位二进制输入被分解成两组5位时，需要32(＝25)个逻辑方框，每个方框具有32个输出端)，可大大减少其单元成本。在图11中示意地示出用于实现n位二进制-一元编码器的不同方案，这里通过总线控制器13把n位二进制输入信号12加到公共数据和控制总线14，总线14与15处所示一系列r个相同的编码器子模块m1、m2、m3、...mr相连，每个子模块具有16处所示以G1、G2、G3、...Gr分组的p个经编码的一元输出。总线结构的性质使得能把可变数目的相同模块15加到总线14，以提供可变位宽的二进制-一元编码方案。在操作中，总线控制器13在电源接通或复位时间，通过控制和数据总线14对所有模块15进行初始化，给每个模块15一个专用地址。在初始化后，在12处馈送到总线控制器的n位二进制数据并行地传到所有的子模块15，依据每个模块的地址(如上所述被总线控制器初始化)，每个模块15把独特范围内的n位二进制输入信号值解码成为p个一元输出，总共有p.r个一元输出。在一个示例中，p是2的整数次幂，例如p＝2q，而且如图12所示实现子模块15，在这里看到把总线14的n位二进制输入数据部分分成两个位组21和22，总线14的组21包括q个低位数据位，组22包括n-q-1个高位数据位(不包括数据的符号位)。q个低位数据位21被馈送入q位单极性二进制-一元编码器18，它们在23处被转换成p个输出一元信号。逻辑方框20在其输入端um处的p个一元信号，依次连到逻辑方框20的uin输入端。23和在其输出端uout处的p个一元信号16之间起到开关的作用，且由两根输入线All和Enable控制。如果All输入端接通(逻辑1)，则所有的p个一元输出端16都接通，而与方框20的其它所有输入端无关。如果Enable接通，则p个一元输出端16中的每个输出端都处于p个一元输入端23中相应一个输入端的状态，从而给出直通的选通功能。最后，如果All或Enable都不接通，则断开所有的p个一元输出端16。总线14的n-q-1个高位数据位(不包括数据的符号位)22连到锁存器17和幅值比较器19。由来自控制方框25的信号控制锁存器，接着通过总线信号24连到数据和控制总线14，该总线信号24使总线控制器13在系统初始化时间通过下述的机构(如以下图13所示)把独特的值装入每个锁存器17。在操作中，在初始化后，连续地把存储在锁存器17中的馈送到n-q-1位幅值比较器19的输入端B的n-q-1位的值与馈送到幅值比较器19的输入端A的数据和控制总线14的上部n-q-1根数据线(不包括符号位)上的值相比较。把比较器19的A＞B输出连到逻辑方框20的All输入端，而把比较器19的A＝B输出连到逻辑方框20的Enable输入端。此电路的实际效果是每当二进制输入数据的值小于锁存器17中的值(考虑其位的含义)时，则子模块15的p个一元输出端都不接通。每当二进制输入数据的值大于保存在锁存器17中的值(考虑其位的含义)，则方框15的p个一元输出端都接通。最后，当二进制输入数据的值等于保存在锁存器17中的值(考虑其位的含义)时，则由编码器18把剩下的q个低位位编码成为p个一元输出。如果有r个这样的子模块15并联到总线14，其中每个子模块以其各个锁存器17中的不同值进行编程，则整个组件将根据需要把n位二进制输入值完全编码到p.r个一元输出线上。此结构具有的优点是简单、标准和便于扩展到更大数目的相同模块15和更大数目的输入位n。图13示出了一种一般的方法，用于使多个相同的模块在并行总线结构上互连，而且即使在模块不包含硬线独特的识别代码时，也可提供独立地控制每个模块的装置。在图13中，27表示使多个模块并联的数据和/或控制总线，它类似于例如图12所示的数据和控制总线14。总线27中的一根线分别如26和32所示，这根线在总线上35处所示的每个模块连接位置处中断。总线在总线控制器方向上的末端(例如图12中的13)示为33，控制线26在该方向连到标准D型触发器30的D输入端并朝向总线上的下一个模块，该触发器的Q输出端如此连接，从而驱动远离总线控制器的总线的线32。触发器30的时钟和复位控制输入端连到29和28所示合适的总线控制线。每当模块中的线31处于逻辑1时，该模块将响应于总线线27上的编程信息(由于模块中未示出的其它电路被线31所控制)否则它将忽略该信息。在操作中，为了分别和独立地控制总线27上具有图13所示控制电路的所有模块，总线控制器(在图13中未示出)首先在线28上发出复位信号，该信号把每个模块中的触发器30清零，其后控制器把Din线26置于逻辑高电平，此线26只连到总线上的第一个模块。然后，总线控制器在时钟线29上发出单个时钟脉冲，对每个触发器30进行计时。由于先前对所有的触发器30进行复位，所以除了第一个触发器以外，总线上所有的触发器都接收到来自总线线32上的前一个触发器30的Q个输出端的D输入信号，只有总线上的第一个触发器30将以逻辑1计时，其它的所有触发器都以逻辑0计时。在该点，总线控制器把Din控制线26置于逻辑0，并发出专用于第一个总线模块的任何所需控制信号。只有模块1将响应于此控制信息，因为只有该模块的线31处于上述的逻辑高电平。其后，总线控制器在Din控制线26上保持逻辑0，并在线29上发出连续的时钟脉冲，这些脉冲的作用是把一个模块的线31上的逻辑高电平移到下一个模块的触发器30中，而在其它地方移入逻辑零，整个结构的操作类似于串行移位寄存器，在连续的时钟脉冲之间，总线控制器对目前被其控制线31启动的一个模块发出编程和控制信息，该控制器目前在如此形成的移位寄存器结构中保持单个脉冲。如果需要，总线控制器还可通过只连到总线上最后一个模块中的线32的空闲线连接到控制总线的远端(远离总线控制器)，总线控制器以此方式通过等待移位寄存器中移位通过脉冲的到来，可确定是否已对总线上的所有模块进行编程，也可计算所存在的模块数目，这对想要进行柔性编程的可变模块结构是有用的。由于图1的换能器4可从数字扬声器中的电信号产生外部声(声学)功率，所以考虑到输出换能器的效率，换能器驱动器3必须把数字信号电平升高到足以产生所需输出声功率的功率电平。所需的电平将取决于所使用的换能器的类型，诸如压电、静电、动圈磁和磁阻型换能器。在数字逻辑方面，换能器驱动器3是简单的脉冲放大器。实际上，也可需要它们产生一定的脉冲成型，以补偿换能器4的传输功能，从而保持近似正方形的声脉冲形状。然而，应注意，具有N个输出换能器的数字扬声器的总输出声功率为P＝N×p，这里p是单个换能器的输出声功率。于是，例如如果需要～1瓦的声功率(大致相当于以100W电功率驱动的常规动圈高保真扬声器的声功率)，则具有～1024个换能器的11位数字扬声器需要每个换能器的输出有p＝～1mW。这样的功率电平易于直接从逻辑门中获得。至于低效率的电-声换能器(如象1％一样低)，每个换能器仍只需要～100mW的电驱动功率，这易于用在例如5V和20mA下工作的标准缓冲器逻辑门来实现。于是，实际的数字扬声器可用适当选择的标准逻辑元件来直接驱动其换能器阵列元件。图14示出沿水平轴作为时间函数的五个电波形36、37、38、39和40，36表示在符号信息组合后从二进制-一元编码器中可获得的典型双极性一元电信号，该信号相应于作为本发明主题的数字扬声器一个换能器的所需压力输出。示出的波形部分包围着时间O和时间A之间需要零压力的周期，从时间A到时间B需要恒定的正压力，从B到C需要压力为零的另一个周期，接着从C到D需要压力恒定为负的周期，其后需要压力为零。对一次近似，换能器的振动膜必须以恒速移动以产生恒定的压力，并以零速产生零压力，因此波形37表示换能器产生36所示压力分布所需的速度分布与时间的关系。这里我们对普通换能器进行简单的假设，即换能器的输入驱动电压或电流波形对应于在换能器振动膜上产生的力。对于在产生声音时振动膜上的主反作用力是阻力或阻止空气流动而引起的粘滞力的换能器来说，波形37(大概除了比例以外，它与36基本上相同)表示实现36中所需压力波形合适的力-时间关系，而且也是合适的电驱动波形，所以在此情况下其实不需要脉冲成型。对于振动膜上的主反作用力是正比于可能由振动膜悬吊而产生的振动膜偏转的回复力的换能器来说，波形38表示实现36中所需压力波形的合适的力-时间分布，其中可看出该分布是由相反斜率的A和B以及C和D之间的恒定斜率部分以及其它地方的零斜率恒定电平组成的，因为此恒定斜率相应于力的线性增加，从而随时间而转移，导致这些周期中近似恒定的压力输出。对于振动膜上的主反作用力是换能器移动部分和夹带空气的质量而引起的惯性力的换能器来说，波形39表示实现36中所需压力波形的合适的力-时间分布，其中在时刻A处，产生在时刻A’终止的短周期的正驱动力，以给换能器的运动质量提供正脉冲动量，其后，质量以近似于恒定的正速度滑动到时刻B，直到时刻B’都给出一个短的负脉冲，以使质量快速静止，其后在时刻C处，给出一个更短的负脉冲直到C’，以给运动质量提供一负脉冲动量，接着是以基本上恒定的负速度滑动的周期，直到时刻D，在D处再次加上短的正脉冲，直到时刻D’，以使运动质量静止。对于具有混合动态范围的换能器，其中主导力是上述三种力的组合，则可加上包括37、38和39的某种适当线性组合的合成驱动波形，它是40处所示的一个例子，以根据需要产生正方形声脉冲压力输出。在标准脉冲放大器中，可以高的电学效率产生波形37。也可以下述方式利用具有高频脉冲波形的脉宽调制(PWM)以高的电学效率产生波形38。图15示出一种新的数字脉宽调制斜波发生器，它包括高频时钟发生器41，该发生器把52处的并行二进制输出QR馈送给k位二进制计数器42的时钟输入端，继而该输出被馈送到k位二进制幅值比较器43的两个并行二进制输入端(在此情况下为B)中的一个输入端。数字分频器44也连到时钟41，51处所示44的输出端d连到AND门45的两个输入端中的一个。47所示用作图14中38处例子的成型为斜波的一元信号Un连到AND门45的另一个输入端，其结果是每当Un处于逻辑1时，分频器44的d端时钟脉冲连到k位二进制升/降计数器46的时钟输入端，这些脉冲从AND门45的输出端发出，否则AND门的输出端处于逻辑低电平。升/降计数器46把其升/降控制输入端连到数字扬声器电路的符号位(或一元符号信号)，在时钟脉冲到达其输入端时确定计数器46是否进行增计数或减计数。设置计数器46的复位输入端，以在启动时把计数器设定在半全计数(例如，如果k等于10，从而46具有102310＝11111111112(二进制)的最大计数，则设置复位端把计数器设定在51110＝01111111112)，复位端也连到49处所示的外部信号Res，例如该信号可能是在系统初始化时或者可能是在来自一元输出Un的所需输出信号等于零的其它时间由总线控制器13发出的。升/降计数器46的k位并行二进制输出Q1连到比较器43的并行二进制输入端A，从而比较器相对于42的输出QR的幅值连续地确定46的输出Q1的幅值，每当Q1＞QR时，则比较器43的输出端A＞B处于逻辑高电平。为了简化，没有示出数据同步的细节。此逻辑电路的效果是在复位时间以后(即，在Res脉冲已从电路方框外部发送到49后)以及在Un保持逻辑低电平时，计数器46在半-全计数处保持静态，而计数器42在其整个k位计数范围以周期p＝2k/f循环计数，这里f是数字时钟41的频率，于是输出在50所示的从43的输出端A＞B处得到的PWM，准确地要花费在逻辑低电平和逻辑高电平各一半的时间。因此，此输出50具有周期P和1∶1的传号-空号比。从此状态开始，当Un达到逻辑高电平时，则计数器46根据符号输入的状态，以分频时钟信号51所确定的恒定速率从其初始半全计数进行增计数或减计数，从而计数器46Q1处以并行二进制获得的瞬时输出值V以每秒f/D个计数的速率随时间线性变化，这里D是时钟分频器44的分频比。如果计数器42的时钟速率f比f/D大(即，如果D＞＞1)，则可假设V在计数器42的周期P中基本上恒定，在此情况下，对于周期P的V/(2k-1)部分，PWM信号50将为高电平，这里0≤V≤(2k-1)，这是信号50要成为V的线性脉宽调制表征所需要的精确条件。可示出，即使在条件f＞＞f/D不保持的情况下，该电路仍可在输出50处产生线性的脉宽调制信号。由于在Un处于逻辑1时，值V随时间线性增加或减少(根据符号是否处于逻辑高还是低电平)，PWM输出50的有效值(在与周期P一样长的或更长周期中，它只是输出50的时间平均值)在Un接通时是一线性斜波，在Un断开时是一静态值，这是产生图14的38处所示类型的波形所需的精确条件，用以驱动弹性限制的换能器，以产生净正方形数字声脉冲输出。实际上，进行附加的电路精简是有用的，其一是使计数器46构成一闲端计数器，从而当它达到最大或最小计数时，将不再翻转而是保持在其最终计数值处，直到计数方向(升或降)颠倒而且下一个时钟脉冲到达。这明显地提高了PWM发生器的稳定性。不需要从所示计数器42所使用的同一时钟41得到计数器46上的时钟输入clk，即使这也有助于稳定性。通过使时钟41与数字扬声器输入-数据采样时钟实现同步，并且每当控制总线上输入数据字的值为零时，独立地驱动Res输入49为高电平，可在应用此电路的数字扬声器中实现附加的稳定性。此外，对于数字扬声器的应用，计数器46的全计数周期(即T＝2kD/f)必须大于或等于被扬声器真实再现所需的最低频率音频信号的半周期，对于20Hz的较低截止频率为，25毫秒。在把此PWM发生器应用于数字扬声器时，应注意，可在分配给各别一元输出Un的大量独立PWM发生器中共享电路元件41、42和44，因此可明显地减少部件。应注意，产生脉宽调制(PWM)波形的数字方法可应用于数字扬声器以外适于使用PWM的任何地方。PWM系统的一个共同要求是用低通滤波器系统来减少最终输出驱动波形中的高频开关噪声。PWM时钟速率越接近于要求在低通滤波输出中再现的最高调制频率，则低通滤波器制造起来更复杂且更昂贵。现在描述不使用额外的元件对扩大图15所示PWM发生器的这一频率比实现最大化的方法。图16更详细地示出把两个计数器42和46互连到幅值比较器43的常规方法，这里可看出，把示为q0、q1、q2...的计数器46和42的最低位输出端连到示为A0、A1、A2...和B0、B1、B2...的比较器43的最低位输入端，而把其余的位以同一次序直到通过最高位Pk-1连到Ak-1和Bk-1。此连接方法导致在50处的PWM输出波形具有2k/f的脉冲周期，这里f是计数器42的时钟频率，k是该计数器中的位数。作为一个例子，对于k＝3的简单情况，如果计数器46的输出所表示的值(假定为静态)是1012＝510，则图17在52示出在输出50处的期望波形，其传号空号比为5∶3，在51处示出计数器42的时钟输入信号，并把每个时钟脉冲上方计数器42’的计数状态标为0、1、2、...7、0等。因为当计数器42处于前五个状态0到4时，其输出小于在此例中值5处假定为静态的计数器46的输出，所以获得波形52，所以对于这些状态比较器的A＞B输出处于逻辑高电平，其后此输出在计数器42’周期的其余时间内变低电平。如图18所示，在电路的改进形式中，可看到已颠倒了计数器42的位输出与比较器43的位输入之间的位连接次序，从而现在计数器qk-1的最高输出位连到比较器43的最低位输入端B0，对这些器件之间的其它位连接进行这一位次序颠倒，直到把q0连到Bk-1。位颠倒的效果是在以常规的位次序进行观察时，改变在比较器43的Bi(0≤i＜k)输入端上所看到的计数序列，其中B0是此比较器输入端的最低位。先前所给出例子(k＝3，这里计数器46的输出端上具有值5)的实际计数序列如图19中的53所示。在变化电路中从50输出的PWM如图19中的54所示，这里可看到，虽然该输出仍具有先前布局所需5∶3的平均传号-空号比(如图17中的52处所示)，但它现在在计数器42的一个周期中由三个循环构成，而不仅仅是一个循环。这的确是减少低通滤波效应所需的结果。对于本领域内的熟练技术人员很明显的是，此提高PWM输出波形的有效脉冲速率的新技术一般可应用于所有的脉宽调制设备，并不限于这里提出的数字扬声器的发明中。因此，除了这里所示的位连接以外，42和43之间位连接的其它重新排序也是有用的，但可看出，位颠倒排序在PWM输出状态的整个范围内给出了最大数目的输出转换。尤其是，位颠倒排序在50处产生一个输出，当计数器46处于半-全计数时，该输出在每个时钟脉冲上对计数器42进行转换，它是此电路最大的可能输出频率，具有50％或1∶1的传号-空号比。图20示出的一种数字方法用于产生图14中39所示的波形，以驱动有限质量(惯性支配)的声换能器，这里58处的一元输入信号Un和符号信号通过一对异或门59和62以及倒相器64如此驱动一对触发器57和60的时钟输入端Clk，从而在Un信号的前沿在一个触发器的D输入端以逻辑1计时，并在该信号的后沿在另一个触发器的D输入端以逻辑1计时，其触发响应于与符号信号有关的边沿。在所示的结构中，当符号处于逻辑低电平时，则触发器57被Un的前沿(上升沿)计时，触发器60被后沿(下降沿)计时。使Un的前沿和后沿与55处时钟信号Clock(其波形如图21中65处示意所示)的上升沿同步，该时钟信号通过倒相器56加到触发器57和60的复位输入端R。此结构得到的效果是，当Un处于高电平(见图21的波形66)时，如67所示，触发器输出端中的一个也处于高电平，然后在半个时钟循环(Clock的)以后复位到0，接着在Un处于低电平时，如68所示，另一个触发器输出端在Clock的半个循环中处于高电平，然后也处于低电平。如果如图20所示用两个触发器输出端Q1和Q2以推-挽方式直接或通过换能器驱动器电路来驱动一个换能器63，则由图21中69处所示的它们的差信号来驱动该换能器。此波形的确是如图14中39处所示，为了产生纯净的声脉冲而驱动惯性支配的声换能器所需的波形。因为是用大量脉冲而不是以平滑的模拟波形来合成数字扬声器的输出，所以将存在正常听力范围以外的频率分量，听力范围一般估计在～20Hz到～20KHz。由于人们一般听不到这些分量，所以可简单地忽略这些分量。然而，在20KHz到60KHz范围的响亮声音可使家畜产生一定程度的惊慌和紧张，所以需要尽可能减少这些发射。一个途径是把声学低通滤波器置于输出换能器阵列上，以直接在产生这些频率的点上吸收这些频率。有一种材料可提供所需的滤波，它在超过～20HKz时具有很强的吸声能力，而在低于～20KHz时实际上是透音的。第二个途径是尽量减少换能器本身的高频发射。即便在操作的最高频率处，保证使数字扬声器的分辨率(以位或一元数字衡量)保持尽可能高，可实现此方法。Nyquist定理告诉我们，为了以数字样品充分地再现20KHz的正弦波形，需要以至少40KHz的频率进行采样。实际上，只能以理想的低通滤波器来实现从如此少的样品(即，在以nyquist速率进行采样时，每个循环只有2个样品)中再现正弦波形。反之，我们如果以比nyquist速率高得多的速率进行采样，则可大大降低对滤波的要求。如果可以合适的高采样速率获得数字输入信号，则除了在整个数字扬声器中保持该采样速率以外，不需要做任何事。然而，如果想要从CD中得到以～44KHz采样的数字音频信号来驱动实际的数字扬声器，则需要插入数字样品以产生更高的采样速率。在较高质量的CD机中在某种程度上已进行此处理，以在把数字信号转换成电学模拟信号作进一步放大时，减轻对滤波的要求。这里，我们建议在低采样速率的数字输入信号上进行类似的处理，以保证来自数字扬声器数字换能器的声音输出信号含有较少的伪高频内容。这种在输出换能器处使用一元代码的数字扬声器的设计，保证了各个换能器在正弦波输出的每个循环中只接通和断开一次，而与数字输出的分辨率无关，从而可以任何程度进行此数字插入处理，而不增加输出换能器在其频率响应方面的规定。如果使用二进制、三进制或以其它数目(大于或等于2)为基准的数字编码，则无此独立性了。在此数字扬声器的设计中，由共同起作用的换能器阵列来产生输出声音。任何独立的一个换能器不能再现所需的输出声音信号。因此，只要可能，使听众处于可均等地听到来自所有换能器的集中效果的位置是很重要的。如果换能器具有限定的尺寸，则需要使它们在空间相互分开。因此，需要对换能器进行排列，以把各个换能器和听众之间的路径长度差减到最小。例如，如果如图22所示有1024(＝32×32)个换能器70，且如果换能器70为圆形，比如直径为30mm，则一种可能的排列是尽量沿一条直线放置所有的换能器。即使换能器之间的间隔为零，它们排起来将有30×1024mm＝～31m，这本身已不可能了。因此(参考图22)，为了使中间换能器到L处听众71的路径长度d不超过，例如比外层的换能器对到听众的路径长度h小10％，需要把听众离阵列的距离d定为至少～32m。为了更接近于10％的路径长度匹配，此听众距离要成正比地增加。很清楚，这对于大多数(国内)收听环境是不实际的。为了尽量缩短最小可接受的收听距离，尽量缩小换能器阵列的空间范围是很重要的。这可以通过把换能器70放置成尽可能紧凑的两维布局来进行，从这一观点出发，规则的圆形、六边形和正方形阵列形状接近于最佳。对于以上的例子，如果把1024个直径为30mm的换能器70放置成图23所示的正方形阵列，则阵列变为960mm宽乘960mm高(即，比图22所示的直线阵列短32倍)，相应的收听距离从32m降到～1m，这样就实际得多。尽量减少给定换能器数目的阵列范围的第二个方法是减小换能器本身的口径。例如，对于图23所示的阵列，如果换能器70的直径为3mm，而不是30mm，则可把32×32个换能器的阵列减小到96毫米见方，依据上述标准的最小收听距离将降到10cm。因此，对于实际收听距离来说，小型换能器构成的紧凑两维阵列是最佳方案。如果换能器本身的前后很薄，则通过换能器的多层三维布置甚至可进一步缩小阵列大小，即把换能器的前面两维阵列置于其后面的一个或多个其它两维阵列上，使来自后面阵列的声音通过前面阵列之间的空隙或换能器本身的通孔。如果换能器必须为圆形(例如，由于其构成方法所致)，则在圆形器件的规则阵列中必然会有空隙，因为某一尺寸的圆周不镶嵌成棋盘花纹。则此多层两维布局变得很有吸引力，即使在使用大量换能器时，也允许构成非常紧凑的阵列。把连续的两维阵列错开使得后面换能器的中心与前面换能器阵列中的空隙或孔对准。示出三维换能器阵列侧面图的图24和正视图的图25说明了这些原理。为了同步听众从三维的不同层中接收的声脉冲，最好把差分数字延迟加到每一层的信号中，以补偿它们与听众的不同距离(见以下说明)。因为一元数字代码没有特殊的位置意义，所以我们可自由地以任意适当的空间方式把换能器驱动器的一元数字输出连到阵列中的换能器上。因为与较响的声音相比，可以总数较少的换能器来再现较轻的声音，所以最好把与相邻输入信号电平相关的换能器实际上邻近输出换能器阵列。在此方式中，在所有的声音输出电平上，使声源的整个尺寸尽可能保持紧凑。此外，如果把再现任意特殊声级所使用的换能器组的几何中心保持得尽可能靠近整个阵列的几何中心，则明显的声源位置将以再现声级的变化而变得很不突出。于是，好的换能器与换能器驱动器的互连方式包括集中在阵列的几何中心(如果使用多层阵列，则明显地扩展为三维)上的紧凑螺旋形。图26示出圆形换能器六边形两维阵列的特殊情况的原理。它可以直接扩展到正方形阵列和其它规则的两维和三维阵列结构。为了使听众的收听系统(耳朵&大脑)可适当地汇合来自数字扬声器的脉冲阵列，从而重新构成所需的声音，使来自输出阵列中不同换能器的声音脉冲以正确的时间关系到达(即，作为换能器呈现的原始输入信号部分处于同样的相对时间)是很重要的。由于换能器阵列在空间中以两维或三维分布，所以离扬声器不太远的听众将受到他们在阵列中空间位置的影响，不时地听见不同的声音脉冲。这种情况如图27所示，其中听众位于L处的左边，两维或三维阵列(以剖面示意地画出)位于右边，只示出许多换能器中的一些换能器(T1、T2、T3、T5、T6)。从图27中T6处的例子可看出，所有的换能器Ti(i＝1、...N)一般离L有一独特的有距离D-di，这里D是最近的换能器到L的距离。所有换能器Ti在时间t同时发出的在L处脉冲的到达时间ti将为ti＝t+(D+di)/c[这里，c为声速]，这一般对于每个换能器是不同的。通过把差分数字时问延迟加到每个换能器，对于任意给定听众的位置L，可完全修正此不理想的效果，并可大致修正宽范围内的听众位置。图28示出这是如何实现的-把左边来自编码器的N个一元信号中的每一个信号馈送到产生如此选择的延迟t1、t2、...tN的独立数字延迟线73tj＝tMAX-(D+dj)/c。这里tMAX＝(D+dMAX)/c，dMAX是dj的最大值，tj是离L为D+dj距离处换能器Tj的适当延迟值。由于每个换能器的信号是一位或一元数字信号，所以延迟器件可以非常简单(例如，1位宽的移位寄存器或适当寻址的RAM存储元件)。如此排列延迟，使最靠近收听位置的换能器延迟最多，那些离它最远的换能器延迟最少或完全没有延迟，从而给来自远距换能器的声音‘领先一步’。实际上，可把所加的延迟量化到适当延迟时间的最接近整数倍(例如，对于20Khz输出信号上10％的最大误差，为5微秒)。于是，在每个换能器驱动器路径中具有200KHz时钟和可变长度的真实或合成移位寄存器的数字延迟系统可满足了。它可与换能器驱动电路集成在一块ASIC(专用集成电路)中，并可在驱动器芯片中对特定换能器和听众几何尺寸所需的实际延迟方式进行编程。甚至可改变此程序以在扬声器使用期间适合不同的收听位置。该程序如图29所示，这里N个一元编码输入到达77的左边，馈送到延迟为t1、t2、...到tN的N个可编程可变数字延迟发生器76中，每个数字延迟由来自数字延迟程序存储器78的信号进行控制，该存储器78接收来自输入端75的程序延迟信息。延迟发生器76的输出最终如示意图所示驱动换能器74。此程序延迟信息75可在每次使用扬声器前设定一次，或者也可在扬声器使用过程中动态地改变，它的一个应用是跟踪相对于扬声器的听众位置，并对其当前位置优化延迟分布t1到tN。输出换能器的数字性质允许使用一种音量级控制方法，从而保证在所有的收听级都能获得最大信号分辨率和最大信噪比，在低收听级处优点尤其明显。用常规(模拟)高保真放大器，可把系统音量控制置于系统输入-输出路径中主功率放大器前的某处。其效果是使功率放大器本身总是工作在同一功率电平范围(即，总是能进行全功率输出)，更重要的是总是产生同一绝对电平n的自产生伪输出噪声。当在接近于峰值输出功率p的高电平收听时，感觉到的放大器信噪比(snr)是p.n。然而，在以大大减少的(在家中常常如此)收听电平收听时，例如p/l，这里l一般为100(例如1W的收听电平对于100W的电学放大器)，则感觉到的snr为(p/l)/n，即snr减少为1分之一。这可使放大器自噪声电平在高保真系统中变得明显。DLLS允许至少两种在功率产生点处的放大器自身的音量减少方法，从而使噪声和信号一起减少，于是保持DLS/放大器组合的固有snr。方法1是从可变电源电平向输出脉冲放大器供电，从而在使用较低的音量设定时产生较小的脉冲幅度。为了实现此方案，将使电源输出电压以某种方式依赖于选中的音量电平设定。在此情况下，输出功率正比于电源电压的平方，从而给出了较宽的功率输出范围而把电源电平保持在脉冲放大器的操作范围内。方法2是对输出换能器驱动器实行脉宽控制，与脉宽控制相反，虽然通常在整个数字时钟循环中换能器将接通或断开，但先前在整个每个数字时钟循环中接通的换能器将在每个这样的循环的同一比例中断开。如果循环断开的比例是x％，则输出功率将减少到(100-x)％，所以用此方法进行的控制正比于x1。然而，除了换能器驱动器输出脉冲放大器的有限上升和下降次数所引起的限制以外，此方法允许进行非常宽范围的功率电平控制并可完全以数字方式来实现。最后，如果需要优化其各自的优点，方法1和2可一起使用。上述进行音量控制和减少低电平收听噪声的方法也可用于减少DLS中所需的换能器总数，而不减少声音输出的有效分辨率。通过动态地应用作为输入信号实际电平函数的低电平收听技术来实现此方法。于是，在输入信号幅度很小时，成比例地减少每个输出换能器所提供的输出功率，在输入信号达到其最大允许值时，排列输出换能器以提供最大功率。例如，考虑相应于11位有符号的二进制信号，具有16位有符号的二进制数字输入端，且只有1023个(＝210-1)一元输出换能器的系统。则如果每当输入信号的幅度小到足以用10位或更少的位来表示时，我们可把最低的10个(不包括符号位)输入位连到10位的单极性二进制-一元编码器，并从此驱动所有的输出换能器，但每个换能器的输出功率从全负载减少到1/64(＝1/26)的全功率，然后我们可以基本上同一的输出分辨率再现低电平信号，就象有65535(＝216-1)个换能器一样。对于中等的输入电平，需要对输入信号的最高电平把此例中编码器的10个输入位连到位1到10，然后2到11，直到5到15。于是，比最大输入电平大1/64的输入信号总是被量化到10位的输出精度，较小信号被量化到与具有全16位DLS相同的精度。可以比全16位的系统简单得多的方式来获得16位系统的动态范围和11位系统的精度。即使在比全幅度低得多的电平再现音乐时，16位的CD数字系统听起来足够准确，这个事实表明适中的声音质量不需要全16位的精度。然而，它对于动态范围是必需的。上述方案通过有效地使用数字信号的浮点表示法来提供这两个特征。图30示出实现此方案的可能方法。这里，用一个m位的数字扬声器来再现n位的二进制输入信号88，m＜n。n位的输入信号88被馈送到79处的数字缓冲存储器M，该存储器能存储处于其最低频率(例如，对于20Hz的低频极限为50ms)的至少半个循环的输入信号。该信号88同时被馈送到85处的比较器C和86处的最大值存储锁存器X，从而在此半个循环中，在最大值锁存器86中存储相继更大的输入值。81处的过零检测器在每个输入半循环的结尾提供一个信号。在该点处，最大值锁存器86中的值表示缓冲器79中所存储的最大信号有多大，该缓冲器也包含要被再现的数字输入样品(由于它们被缓存在79中，所以被延迟了)。在下半个循环中，这些存储的样品将从79中读出，并被扬声器再现，同时存储用于下半个循环的新值。在此半个循环的结尾，把86中的值锁存到84处的位数寄存器B中，该寄存器输出一个0到n-m范围内的整数(同上，这里m＜n)。此数目用于选择在此半个循环中将被输出换能器驱动器83使用的功率电平(如上所述，这可以用脉宽调制技术或电源电压改变技术，或它们的组合加以控制)。该数目也用于选择无符号输入位0到n-2中的哪个位将从缓冲器79传送到82处的二进制-一元编码器U’。由80处的m位宽、n-m路的选择器方框S进行此选择，它从缓冲器79里取出其数字信号输入(n位宽)，并把这些位中的m位送到一元编码器82。由来自寄存器84的信号确定它该选中哪些位。它总是选择m位宽的邻近位组，具有在位0到位n-m范围内选中的最低输出位以及在范围m-1到n-2范围内选中的最高输出位，此例中位n-1是符号位。此技术所提供的一般节省是对上述讨论的配备浮点位表示系统的16位的音频数字信号和10位的数字扬声器，与需要32767个换能器的16位DLS相比，此数字扬声器只需要1023个换能器和驱动器来再现在16位动态范围内具有10位(单极性)精度的声音-即节省了31,000个以上的换能器。于是，此技术实际可以非常高的动态范围和足够的精度并以相当低的成本构成以一元为基础的数字扬声器。现在将通过参照图31的例子描述具有上述许多特征的本发明的特殊实施例，在图31中，把n个二进制位构成的数字输入信号加到输入缓冲器1，92处它的一个任选模拟输入端连到模拟-数字转换器90，从而产生p个二进制输出位，这里p≤n，缓冲器1和转换器90的输出端连到由96处用户的输入所控制的数字选择器/混频器89的输入端。依据用户的输入，把某种组合的输入信号以n位二进制形式从混频器89传送到数字插入器97，其中在n位数据被传送到信号延迟存储和幅值检测器95以前，任意地提高输入信号的有效采样速率，在95中，输入信号被延迟一段达到被再现最低音频的半个周期的时间，并确定用那个延迟信号的峰值来产生控制信号91和93。然后被延迟的n位二进制信号数据被传送到被信号91控制的m位(n-m)路选择器(这里m≤n-1)，该选择器发出连到二进制-一元编码器2的输入端的m个输出二进制(无符号)位。符号位从延迟存储器95直接连到98处所示的编码器2。存储器95和选择器80的作用是如此选择m位并加上n位输入信号的符号，从而在m位的小组中包含具有引导1的m个最高的相邻非符号位。编码器2把m个二进制位和符号位转换成N个一元信号，这里N＝2n-1，N个一元信号中的一个信号是符号或极性信号。然后N个一元信号被馈送到被延迟编程器78所控制的可变长度数字延迟产生器76，其中可调节N个一元信号中的各种差分延迟，以相对于收听位置补偿换能器4的位置，编程器78的操作模式可由96处的用户来改变。然后让可能被延迟的N个一元信号通过脉冲成型器88，该成型器88可把正方形的输入脉冲(不是符号信号)改变成适用于所使用换能器4的类型的不同脉冲形状，其后把N个一元信号传送到N-1换能器驱动器3，该驱动器驱动N-1个换能器4，后者提供声脉冲，这些脉冲的组合构成再现的输出声音。换能器驱动器3由来自功率电平控制器94的信号来控制，该控制器由来自95中幅值检测器的输入来控制，也可由可能包括音量级啊·1选择的用户输入来控制。此控制信号对驱动器3的作用是在换能器4被脉冲信号启动时改变提供给每个换能器4的平均输出功率，从而在存在固定电平的输入信号时，可改变来自换能器4阵列的平均功率电平。工业应用性本发明主题的数字扬声器可应用于当前使用模拟扬声器的所有场合，包括在民用和商业设备中再现音乐、演讲和其它声音，这些设备包括收音机、电视机、记录CD和磁带放音机、音乐中心、高保真音响系统、大众讲话系统、扩声系统、室内剧场、电影院、剧场、背景音乐系统、乐队、便携式声音再现设备、汽车内娱乐系统和耳机中的迷你形式。此数字扬声器设计在这些应用中超过现有扬声器设计的优点包括再现的质量更高而失真更低；结构因子比大多数音箱模拟扬声器更平坦；因为采用的是数字电路而不是模拟电路，所以具有更高的稳定性；不需要把线性功率放大器与声音再现系统隔开的；重量更轻；更便于携带；更便于制造并保持高的质量标准；可把批量产生技术应用于换能器阵列组件；效率更高，因此功耗更低，且从电池电源获得更长的操作时间；成比例的设计允许以统一的方式平衡所需的精度与成本和复杂性，因为可通过增加更多同精度的元件来实现更低的失真；在输入信号为零时可产生实际为零的输出噪声(即，非常高的信噪比)。权利要求1.一种扬声器，包括多个基本上相同的换能器，每个换能器能把电信号转换成声波，其特征在于可由代表将被扬声器再现的声音的一元编码信号相互独立地驱动换能器。2.一种扬声器，其特征在于包括编码器装置，用于把输入信号转换成多个一元数字信号；以及多个基本上相同的换能器，每个换能器用于把一元数字信号中相应的一个信号转换成声脉冲，从而换能器的累积效应是产生代表输入信号的输出声音。3.一种扬声器，其特征在于包括编码器装置，用于把输入信号转换成多个一元数字信号；脉冲成型装置，用于把一元数字信号转换成适合于所使用换能器类型的各种正方形和非正方形的脉冲信号，如此选择脉冲形状，从而在以所述脉冲形状驱动换能器时，换能器的输出声脉冲的形状近似于正方形；以及多个基本上相同的换能器，每个换能器用于把脉冲成型的一元数字信号中相应的一个信号转换成声脉冲，从而换能器的累积效应是产生表示输入信号的输出声音。4.如权利要求1、2或3所述的扬声器，其特征在于每个换能器是双极性的，于是能依据所加一元信号的极性含义产生正负声压脉冲。5.如以上权利要求中任一项所述的扬声器，其特征在于换能器以两维或三维阵列排列，换能器之间的空隙允许来自所有换能器的声能传到扬声器收听区域。6.如以上权利要求中任一项所述的扬声器，其特征在于为了优化扬声器性能中的某个或某些参数，包括使来自换能器的相关信号同时到达听众位置，以静态或动态方式独立调节来自每个换能器的声脉冲的到达时间，在扬声器输入信号和每个声学输出换能器之间设置延迟装置。7.如以上权利要求中任一项所述的扬声器，其特征在于用两个一组、三个一组、四个一组或其它多个一组的换能器来替代先前所述的换能器，组中所有的成员都连到同一一元数字驱动信号，且实际上如此定位，从而每个多元换能器组的几何中心尽可能靠近公共点，从而尽量减小扬声器的听众所感觉到的明显声源的空间分布，每个多元组中的换能器最好是对称放置的布局。8.如以上权利要求中任一项所述的扬声器，其特征在于换能器或多元换能器组如此连接到一元数字输出端，从而与邻近输入信号电平有关的换能器实际上靠近或近似于两维或三维的阵列布局，从而在声级变化时尽量减少声源的明显移动。9.如以上权利要求中任一项所述的扬声器，其特征在于在输出换能器和收听区域之间设置声学低通滤波器，从而尽量减少因超过人们听力正常极限的频率范围内各个换能器输出的脉冲特征而引起的不想要的声学输出。10.如以上权利要求中任一项所述的扬声器，其特征在于为了提高加到输出换能器的信号的一元数字信号采样速率，并进而减少因超过人们听力正常极限的频率范围内各个换能器输出的脉冲特征而引起的不想要的声学输出，对输入信号数字地进行过采样。11.如以上权利要求中任一项所述的扬声器，其特征在于配用模拟-数字转换器，以允许把模拟输入信号加到扬声器，并由扬声器再现这些信号。12.如以上权利要求中任一项所述的扬声器，其特征在于换能器驱动器连接在编码器装置和声学输出换能器之间，该驱动器把来自来自编码器装置的一元数字输出信号转换成合适的电流和电压电平，以把所需的电功率送入换能器。13.如以上权利要求中任一项所述的扬声器，其特征在于在编码器的一元数字信号输出端和声学输出换能器之间安装脉冲成型装置，脉冲成型装置位于换能器驱动器前面或与换能器驱动器集成在一起，从而每个换能器的电学驱动脉冲形状如此补偿其电声传递功能，从而优化其声学输出脉冲的脉冲形状，为了补偿换能器的主导回复力、主导阻力和主导质量，此脉冲成型装置包括产生线性斜波，正方形脉冲、双极性脉冲对及其线性组合，但不限于这些。14.如以上权利要求中任一项所述的扬声器，其特征在于为了提高换能器的电学驱动效率，使用脉宽调制技术来实现脉冲成型装置。15.一种把包括n个输入数字的数字输入信号转换成多个一元信号的编码器装置，该装置具有分组装置，一元把n个输入数字分成k组n/k个输入数字，每组连到能把n/k个输入数字编码成为一元信号的独立编码装置，使用数字逻辑组合来自k个独立编码装置的输出信号，以产生具有必需总数的一元输出数字信号，以此方式减少实现编码器装置所需的简单逻辑门的总数。16.一种编码器装置，用于把包括n个输入数字的数字输入信号转换成多个一元信号，该装置是以k个相同的子编码器以模块方式建立的，每个子编码器能对连到公共输入信号和控制总线的n/k个输入数字进行编码并可编程，从而每个子编码器响应于和编码成为一元的某独特范围的输入数字信号，从而在所有子编码器一起作用时对输入信号的整个n个输入数字进行编码。17.一种允许一些相同的模块都连到公共总线的结构，其特征在于某条总线或某些总线通过模块daisy相连，其中总线控制器装置位于此总线结构的一端，为此用公共和daisy相连的总线结构互连在每个模块中安装的触发器，从而有效地形成串行输入移位寄存器，总线控制器位于如此形成的移位寄存器的输入端，利用由总线控制器传递到总线上并可被所有模块读取的公共时钟信号使来自总线控制器的单个脉冲依次通过模块进行移位，每次一个脉冲，模块如此构成，从而当移位寄存器中的脉冲处于一个模块中，该模块将响应于来自总线控制器逻辑的可在总线上获得的编程信号，同样，总线控制器可以此方式把独有的编程信息提供给总线上的每个和每一个模块，其中模块在逻辑上是相同的且不包含独有的硬线或预编程的独有地址信息，从而完全允许把标准的未编程模块加到总线，也可对模块进行独立编程，从而可在功能上区分这些模块，可使附加的总线控制信号只连到最后一个模块，此模块如此连接到离总线控制器最远的总线末端，从而对该总线控制器发出插入所述移位寄存器的单个脉冲已到达总线上最后一个模块的信号，以此方式允许总线控制器通过简单地计算发出的移位寄存器时钟脉冲的数目来确定连到总线的相同模块的数目。18.如以上权利要求中任一项所述的扬声器，其特征在于安装以上权利要求中任一项所述的编码装置。19.如以上权利要求中任一项所述的扬声器，其特征在于安装插入装置，此装置用于插入数字输入信号或转换成数字信号的模拟输入信号，从而提高有效信号采样速率，从而减少输出换能器发射的不想要的高频发声。20.如以上权利要求中任一项所述的扬声器，其特征在于除了已有的任何一元和脉冲成型调制以外，用高频数字波形使换能器选通或断开，以对来自换能器的声学输出脉冲插入平均幅度控制，以此方式对整个扬声器提供有效的音量控制，而不减少所使用的换能器的有效数目，从而保持扬声器的分辨率，并使其内部产生的信号不升高到量化噪声电平，而不降低换能器的电学驱动效率。21.如以上权利要求中任一项所述的扬声器，其特征在于自动控制这里所述的平均幅度控制机构，从而在扬声器再现响的声音时提高平均幅度，而在再现不太响的声音时降低平均幅度，从而扩大可被尽可能相应于所需输出幅度的总输出幅度驱动的换能器数目，于是在宽的动态范围内保持高的分辨率，而不必因数字输入信号中有不同的电平而提供许多独立的输出换能器。22.一种数字脉宽调制产生器，包括升/降数字计数器、数字幅值比较器和第二数字计数器，其特征在于幅值比较器把两个计数器中的计数的相对大小进行比较，这两个计数器以常规方式连到幅值比较器，其最低位输出端连到比较器的最低位输入端，其后以有效位序连接，当第二计数器以恒定速率的时钟信号连续计时，升/降计数器的升/降输入端被数字输入信号的符号位所控制，且升/降计数器的时钟输入端因一元输入信号的存在或不存在而选通或断开时，比较器的大于和小于输出端提供脉宽调制信号，脉宽调制输出信号在一元输入端上把稳定的脉冲转换成输出端处的脉宽调制斜波，由符号位输入的极性来确定斜波的斜率。23.一种根据以上权利要求所述调制器而改进并在所有方面都类似于它的数字脉宽调制器，第二计数器的输出端以与常规的位排序相反的位颠倒顺序连到幅值比较器的一个输入端，尤其是，计数器的最低位输出端连到比较器的最高位输入端，反之亦然，从而来自比较器的脉宽调制输出使第二计数器的每个总计数循环中有更多的转换，而仍旧保持所需的平均传号空号比，于是明显地便于脉宽调制输出通常所需的低通滤波。24.一种产生应用于电声换能器的适当脉冲波形的装置，当需要换能器从一元输入信号和符号信号中产生近似于矩形的声脉冲时，由换能器运动质量的惯性来确定其有关频率范围内的动态范围，其特征在于有一对触发器的每个Q输出端可通过换能器驱动器装置连到输出换能器的一端，一元输入信号通过两个分隔的两输入异或门的一个输入端加到触发器的每个时钟输入端，相位相反的符号输入信号加到异或门的其它输入端，触发器的D输入端束缚在逻辑1，由一元输入信号同步时钟的后沿启动触发器的复位端，从而对换能器的有效驱动力是一个脉冲和一第二脉冲，前者在一元输入信号起始处有半个同步时钟周期宽，其极性由符号输入信号来控制，后者具有相同的宽度，但在一元输入信号脉冲末端处具有相反的极性。25.这里所述的扬声器基本上参考附图中的图1-31。全文摘要一种扬声器具有连到数字插入器的数字输入信号端以增加有效采样速率,其输出馈送到信号延迟和幅值检测器,其后可在把输入信号加到一元编码器前减小该输入信号的短期动态范围,该编码器把数字输入信号编码成为单个一元信号,然后在这些一元信号通过换能器驱动器加到多个基本上相同的声学换能器前,对它们进行差分延迟和脉冲成型,由幅值检测器和操作人员获得的信号来控制换能器的平均功率驱动电平,以改变所产生的音量。文档编号H03K7/08GK1180470SQ96193039公开日1998年4月29日申请日期1996年3月27日优先权日1995年3月31日发明者安东尼·胡利申请人:安东尼·胡利