传收电路以及接收电路控制方法与流程

本发明有关于传收电路以及接收电路控制方法，特别有关于可降低噪声的传收电路以及接收电路控制方法。

背景技术：

已知的传收电路中，传送电路传送的信号可能会对接收电路造成噪声。其中有些噪声原本是在频外(outband)，但因为接收电路的二阶非线性效应，使得频外噪声耦合至频内(inband)，造成频内噪声。

因此，相关技术提出了一些方法来解决此问题。举例来说，可藉由调整传收电路中混频器的直流偏压来改善前述问题，然而，传统作法通常是二分搜寻法来逐步计算出适合的混频器的直流偏压，均未提供快速计算混频器的直流偏压的机制，故需要大量的运算时间和成本计算适合的直流偏压。

技术实现要素：

本发明一目的为提供传收电路及接收电路控制方法，其可以简单步骤计算出理想的混频器的直流偏压。

本发明一实施例公开一种传收电路，包含传送电路、接收电路、频域分析电路及直流偏压产生电路，接收电路包含混频器。传送电路传送测试信号，混频器接收多个预定直流偏压组。其中，在混频器操作于预定直流偏压组时，接收电路根据测试信号形成多个输出信号。频域分析电路转换输出信号成多个频域信号。直流偏压产生电路根据频域信号及预定直流偏压组产生函数，并根据函数产生第一直流偏压组给混频器。

本发明另一实施例公开一种接收电路控制方法，应用在传收电路上，传收电路包含传送电路及接收电路。接收电路包含混频器。接收电路控制方法包含下列步骤：以传送电路传送测试信号；以混频器接收多个预定直流偏压组，其中，在混频器操作于预定直流偏压组时，接收电路根据测试信号形成多个输出信号；以转换输出信号成多个频域信号；以及根据频域信号及预定直流偏压组产生函数，并根据函数产生第一直流偏压组给混频器。

根据前述实施例，可以简单的计算步骤计算出理想的混频器直流偏压，得以改善已知技术中需要大量计算来得到理想的混频器直流偏压的问题。

附图说明

图1是根据本发明一实施例所绘示的传收电路的方块图。

图2绘示图1中传收电路的一实施方式。

图3是根据本发明一实施例所绘示的计算直流偏压组的方法流程图。

图4绘示图1中直流偏压产生电路的一实施方式。

图5是根据本发明一实施例所绘示的接收电路控制方法的流程图。

具体实施方式

图1是根据本发明实施例所绘示的传收电路100的方块图。传收电路100包含传送电路101、接收电路103、频域分析电路107、直流偏压产生电路109、双工器203及天线204，接收电路103包含混频器105。传送电路101耦接双工器203，接收电路103耦接双工器203、频域分析电路107及直流偏压产生电路109，频域分析电路107耦接直流偏压电路109，双工器203耦接天线204。传送电路101传送测试信号ts至双工器203。

接收电路103接收双工器203输出的转送信号。在本实施例中，转送信号为传送电路101传送测试信号ts时所导致的传送泄漏信号(txleakagesignal)，由于接收电路103具有二阶非线性效应，因此，即便传送泄漏信号为频外(outband)信号，接收电路103仍基于传送泄漏信号产生输出信号os。

混频器105基于直流偏压组v_dbg1降频转送信号或放大后的转送信号，举例来说，接收电路103另包含放大器(未绘示)，放大器用以放大转送信号，混频器105基于直流偏压组v_dbg1降频放大器的输出，接着，接收电路103将根据混频器105的输出产生输出信号os。在一些实施例中，直流偏压组v_dbg1可包含至少一直流偏压。

频域分析电路107转换输出信号os成频域信号fs，频域分析电路107可由任何能将时域信号转变为频域信号的电路来实现。举例来说，频域分析电路107可为快速傅立叶转换电路。值得注意的是，频域分析电路107输出的频域信号fs的能量与混频器105接收的直流偏压组v_dbg1为二次式函数关系(quadraticfunction)。因此，在混频器105操作于多个预定直流偏压组时，频域分析电路107可产生对应于测试信号ts的多个频域信号fs。

直流偏压产生电路109根据频域信号fs产生理想直流偏压组，藉以使混频器105可基于理想直流偏压组降频双工器203输出的转送信号或放大后的转送信号。双工器203切换天线204与传送电路101间的路径及天线204与接收电路103间的路径。

更进一步来说，参照图2，图2绘示图1中传收电路100的一实施方式，即传收电路100a。传送电路101包含放大器201，请留意传送电路101的其它组件并未绘示于此。接收电路103包含放大器205、混频器105，放大器207、213、滤波器209、215、增益控制器211、217及模拟数字转换器219、211。混频器105包含混频器mix_i和mix_q。在一些实施例中，放大器205为低噪声放大器。

混频器mix_i、放大器207、滤波器209、增益控制器211及模拟数字转换器219形成i路径。类似地，混频器mix_q、放大器213、滤波器215、增益控制器217及模拟数字转换器221形成q路径。频域分析电路107包含傅立叶转换器227。i路径和q路径的输出信号os会由傅立叶转换器227进行转换。然请留意，图2所示的电路仅用以举例，并非用以限定本发明。在一些实施例中，传收电路100a可不包含放大器205、放大器207、213、滤波器209、215及/或增益控制器211、217。

于一实施例中，测试信号ts为双频信号，具有频率f_txlo-f_sig、f_txlo+f_sig，频率f_txlo为传送电路201的载波频率，而频率f_sig为预定频率。如前所述，由于接收电路103具有二阶非理想效应，因此，测试信号ts导致的频率信号fs的频率2*f_sig将落在频内。在一些实施例中，频域分析电路107可为单频傅立叶转换(singlefrequencyfouriertransform)电路，即频域分析电路107仅产生输出信号os于频率2*f_sig(在此将2*f_sig称为测试频率)上的信号大小。在一些实施例中，预定频率f_sig可根据接收电路103使用的频带来决定。

如前所述，直流偏压组v_dbg1可包含一个以上的直流偏压，在图2的实施例中，直流偏压组v_dbg1包含i路径直流偏压vi以及q路径直流偏压vq，又傅立叶转换器227输出的频率信号fs的能量与混频器105接收的直流偏压组具有二次式函数关系，因此，于一实施例中，傅立叶转换器227所输出的频率信号fs在测试频率2*f_sig的信号大小p(频率信号fs的能量为|p|²)可表示成一函数，即p(vi,vq)＝mivi+mqvq+p(vi＝0,vq＝0)，其中p(vi＝0,vq＝0)为在传送电路101传送测试信号ts的情况下，vi与vq为0时，傅立叶转换器227输出的频率信号fs的信号大小，mi、mq为系数。因此若求出函数中的mi、mq，则可得知傅立叶转换器227的输出与i路径直流偏压vi以及q路径直流偏压vq的关系函数p(vi,vq)。在本实施例中，直流偏压产生电路109设定预定直流偏压组，使得直流偏压产生电路109可依据频域信号fs计算出mi与mq，以产生理想的i路径直流偏压以及q路径直流偏压，即理想的直流偏压组。

于一实施例中，直流偏压产生电路109设定五组预定直流偏压组使得直流偏压产生电路109可依据对应的频域信号fs计算出mi与mq。然请留意，前述的二次式函数可能会因为混频器105的结构差异而有所不同，因此可能需要不同组数的预定直流偏压组来找出直流偏压组与频域分析电路107输出的频率信号fs的关系。在本实施例中，五组预定直流偏压组为以下的组合：

第一直流偏压组(vi_0,vq_0)＝(-vo,0)

第二直流偏压组(vi_1,vq_1)＝(vo,0)

第三直流偏压组(vi_2,vq_2)＝(0,-vo)

第四直流偏压组(vi_3,vq_3)＝(0,vo)

第五直流偏压组(vi_4,vq_4)＝(0,0)

其中vo为预定电压，其可依据传收电路100、100a的结构选择。

以下将说明如何依据前述五组直流偏压组及分别对应的频域信号fs来计算出p(vi,vq)＝mivi+mqvq+p(vi＝0,vq＝0)中的mi、mq及p(vi＝0,vq＝0)。

根据第一直流偏压组及第二直流偏压组，可估计出mi:

其中p_0、p_1分别为对应于第一直流偏压组及第二直流偏压组的频域信号fs于测试频率2*f_sig上的信号大小。

根据第三直流偏压组及第四直流偏压组可估计出mq:

其中p_2、p_3分别为对应于第三直流偏压组及第四直流偏压组的频域信号fs于测试频率2*f_sig上的信号大小。

根据第五直流偏压组，可估计出p(vi＝0,vq＝0):

p(vi＝0,vq＝0)＝p_4……………(式3)

其中p_4对应于第五直流偏压组的频域信号fs于测试频率2*f_sig上的信号大小

接着，将mi、mq及p(vi＝0,vq＝0)的估计结果代入p(vi,vq)＝mivi+mqvq+p(vi＝0,vq＝0)，并假设理想的直流偏压组为第一理想直流偏压组(vi_opt1,vq_opt1)，可使得p(vi_opt1,vq_opt1)＝0+0j，也就是让测试信号ts所导致的频率信号fs等于零，进而可得(式4)。

将(式4)中的实数部份与虚数部份以联立方程式处理，即可得到第一理想直流偏压组(vi_opt1,vq_opt1)。

此外，第一理想直流偏压组(vi_opt1,vq_opt1)可取代掉前述的第五直流偏压组来作为另一预定直流偏压组，并将p(vi,vq)＝mivi+mqvq+p(vi＝0,vq＝0)改为p(vi,vq)＝mivi+mqvq+p(vi＝vi_opt1,vq＝vq_opt1)，进而求出第二理想直流偏压组。更详细地来说，傅立叶转换器227可根据另一预定直流偏压组产生对应的频域信号fs，直流偏压产生电路109可依据频域信号fs于测试频率2*f_sig上的信号大小p_0、p_1、p_2、p_3、p(vi＝vi_opt1,vq＝vq_opt1)及(式4)来得到第二理想直流偏压组。另一预定直流偏压组如下所示：

第一直流偏压组(vi_0,vq_0)＝(-vo,0)

第二直流偏压组(vi_1,vq_1)＝(vo,0)

第三直流偏压组(vi_2,vq_2)＝(0,-vo)

第四直流偏压组(vi_3,vq_3)＝(0,vo)

第一理想直流偏压组(vi_4,vq_4)＝(vi_opt1,vq_opt1)

还请留意，前述的迭代流程可以不断的重复，如此可使直流偏压产生电路109产生更新后的理想直流偏压组。

图3是根据本发明一实施例所绘示的计算直流偏压组的方法流程图，可适用于图1、图2各自的传收电路100、100a中，其包含下列步骤。

步骤301：开始。

步骤303：设定迭代次数itr_num，并设定迭代索引i为1。

步骤305：设定测试信号ts，并将预定直流偏压组设定成五组直流偏压组(-vo,0)、(vo,0)、(0,-vo)、(0,vo)、(0,0)，并得到对应的频域信号fs于测试频率2*f_sig上的信号大小p_0、p_1、p_2、p_3、p_4。

步骤307：根据p_0,p_1,p_2,p_3,p_4计算出直流偏压组(vi_tmp,vq_tmp)。请注意，此处的直流偏压组(vi_tmp,vq_tmp)即为前述的第一理想直流偏压组(vi_opt1,vq_opt1)。

步骤309：判断迭代索引i是否等于迭代次数itr_num，若是，则到步骤311；若否，则到步骤313。

步骤311：将直流偏压组(vi_tmp,vq_tmp)提供给混频器105。

步骤313：将直流偏压组(vi_tmp,vq_tmp)提供给混频器105，并于频域分析电路107得到对应直流偏压组(vi_tmp,vq_tmp)的频域信号fs于测试频率2*f_sig上的信号大小p_tmp

步骤315：根据p_0,p_1,p_2,p_3,p_tmp计算出直流偏压组(vi_itr,vq_itr)，将直流偏压组(vi_tmp,vq_tmp)设定成直流偏压组(vi_itr,vq_itr)，并将i的值加1。在一些实施例中，亦可将直流偏压组(vi_tmp,vq_tmp)设定成直流偏压组(vi_itr+vi_tmp,vq_itr+vq_tmp)。

步骤317：结束

图4绘示图1中直流偏压产生电路109的一实施方式。直流偏压产生电路109包含减法器s_1-s_6、加法器a_1、乘法器m_1-m_6、运算电路pw_1和pw_2及长除电路ld_1和ld_2。运算电路pw_1和pw_2用以把输入的信号乘上2^(vo+1)，此处的vo即为前述预定直流偏压组中的vo。长除电路ld_1和ld_2会对输入长除电路ld_1和ld_2的信号执行长除法。

减法器s_1的输入端接收对应前述第二直流偏压组的频域信号p_1的实部信号p_1r，其减法端接收对应前述第一直流偏压组的频域信号p_0的实部信号p_0r。减法器s_2的输入端接收频域信号p_1的虚部信号p_1i，其减法端接收频域信号p_0的虚部信号p_0i。减法器s_3的输入端接收对应前述第四预定直流偏压组的频域信号p_3的实部信号p_3r，其减法端接收对应前述第三预定直流偏压组的频域信号p_2的实部信号p_2r。减法器s_4的输入端接收频域信号p_3的虚部信号p_3i，其减法端接收频域信号p_2的虚部信号p_2i。

乘法器m_1的第一输入端耦接第一减法器s_1的输出端，其第二输入端接收对应前述第五预定直流偏压组的频域信号p_4的虚部信号p_4i，或者第二输入端亦可接收对应第一理想直流偏压组的频域信号p_tmp1的虚部信号p_tmp1i。乘法器m_2的第一输入端耦接减法器s_2的输出端，其第二输入端接收频域信号p_4的实部信号p_4r，或者其第二输入端亦可接收理想频域信号p_tmp1的实部信号p_tmp1r。乘法器m_3的第一输入端耦接第一减法器s_1的输出端，其第二输入端耦接减法器s_4的输出端。乘法器m_4的第一输入端耦接减法器s_2的输出端，其第二输入端耦接减法器s_3的输出端。乘法器m_5的第一输入端耦接减法器s_4的输出端，其第二输入端接收频域信号p_4的实部信号p_4r，或者其第二输入端可接收理想频域信号p_tmp1的实部信号p_tmp1r。乘法器m_6的第一输入端耦接减法器s_3的输出端，其第二输入端接收频域信号p_4的虚部信号p_4i，或者其第二输入端可接收理想频域信号p_tmp1的虚部信号p_tmp1i。

加法器a_1的第一输入端耦接乘法器m_1的输出端，其第二输入端耦接乘法器m_2的输出端，加法器a_1的输出端耦接运算电路pw_1。减法器s_5的输入端耦接乘法器m_6的输出端，其减法端耦接乘法器m_5的输出端，减法器s_5的输出端耦接运算电路pw_2。减法器s_6的输入端耦接乘法器m_3的输出端，其减法端耦接乘法器m_4的输出端，减法器s_6的输出端耦接长除电路ld_2。

藉由图4的电路结构可达到前述(式4)的计算效果。然而，图4所示的电路结构仅用以举例，并非用以限定本发明。

根据前述实施例可得到如图5所示的接收电路控制方法，其使用在传收电路上，此传收电路包含传送电路及接收电路，接收电路包含混频器，接收电路输出的信号在测试频率上的能量与混频器接收的直流偏压组具有二次式函数关系。接收电路控制方法含下列步骤：

步骤501：产生测试信号至传送电路的输出端。

步骤503：分别产生测试信号对接收电路于混频器操作于多个不同预定直流偏压组时所形成的输出信号的频域信号。

步骤505：根据频域信号及预定直流偏压组产生第一理想直流偏压组给混频器。

此接收电路控制方法的详细步骤可由前述实施例推得，故于此不再赘述。

综上所述，本发明可以简单的计算步骤计算出理想的混频器直流偏压，得以改善已知技术中需要大量计算来得到理想的混频器直流偏压的问题。

符号说明

100、100a传收电路

101传送电路

103接收电路

105混频器

107频域分析电路

109直流偏压产生电路

201、205、207、213放大器

203双工器

204天线

209、215滤波器

211、217增益控制器

219、221模拟数字转换器

227傅立叶转换器

mix_i和mix_q混频器

s_1～s_6加法器

a_1加法器

m_1～m_6乘法器

pw_1、pw_2运算电路

ld_1、ld_2长除电路。