专利名称：基本卤素变换器集成电路的制作方法
相关申请的交叉引用本申请基于并请求享有2001年12月31日提交的美国临时申请第60/343,236号的优先权，以及2002年7月22日提交的美国临时申请第60/398,298号的优先权，在此这两个优先权文件的内容通过引用而包含在本说明书中。
背景技术：
1.发明领域本发明涉及一种驱动卤素灯的集成电路(IC)。
2.现有技术简要介绍
图1显示了传统的卤素变换器电路10，其用于驱动经由输出引线12连接到变压器14次级线圈的卤素灯(未示出)。电路10经由输入引线16引入交流电，并且用作基本双极性自谐振电路，但其性能存在有局限性。
随着集成电路技术的发展，已经出现了用于荧光灯的电子镇流控制器的集成电路(IC)。例如，传统的镇流器集成电路可以包括振荡半桥驱动器，响应故障状态指示信号的故障逻辑电路，以及供荧光灯启动和工作用的其它适当电路。它的一个例子如国际整流器公司(IR)(InternationalRectifier公司)所售卖的IR2156集成电路，它在第6,211,623号美国专利中有所描述，该专利所披露的全部内容在此通过引用而包含在本说明书中。
但是，荧光灯镇流器集成电路不适合用于驱动其它类型的灯，如卤素灯以及其它具有灯丝的灯(在本说明书中指称为“白炽灯”)。提供一种用于驱动白炽灯且尤其是卤素灯的集成电路，对人们是极其有利的。
发明简介本发明提供了一种优选地以灯驱动集成电路形式实现的新型灯驱动电路，其适合于驱动诸如卤素灯之类的白炽灯。
本发明的电路专注于用来驱动白炽灯的系统与荧光灯镇流器之间的差别。例如，卤素灯以及其它白炽灯都是电阻性负载，它们不需要预热和点火。白炽灯的直流(DC)总线可以是未经平滑处理的全波整流线。典型的白炽灯系统有其固有的单位功率因数。可以用三端双向可控硅开关元件调光器(triac dimmer)调节白炽灯的亮度，并且通过对交流线的相位切割(phase cutting)来实现调光。白炽灯的输出可以是孤立的低电压。为避免输出短路或过载需要采取保护措施，并且关断应当是可自动复位的(打嗝(hiccup)方式)。
本发明实施方案的电路包括高压半桥门驱动器以及由内部基准电压和压控振荡器(VCO)控制的变频振荡器。该电路具有用于诸如电子变压器的卤素变换器的输出电压调整器。该电路提供了具有内部振荡器、用于减少开灯时的灯丝应力的扫频软启动、自动复位短路保护、自动复位过载保护、变频输出电压调整、用于使MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)冷运行(cool running)的自适应空载时间(dead time)(或软切换)、下降沿自调光(或相位切割调光)、调节电压输出(例如用于微控制器的5V)、内部发热限制、交流电源(mains)周期上的频率调制或变频、微功率启动、自动重启、抗闩锁(latch)、以及静电放电(ESD)保护。该电路优选地采取集成电路的形式实现，它利用外部相位切割调光器实现调光。
本发明第二个实施方案的电路包括高压半桥门驱动器以及受到内部基准电压和误差信号放大器(error amplifier)控制的变频振荡器。该电路具有用于诸如电子变压器的卤素变换器的输出电压调整器。该电路提供了内部振荡器、用于减少开灯时的灯丝应力的扫频软启动、自动复位短路保护、自动复位过载保护、变频输出电压调整、用于使MOSFET冷运行的自适应空载时间(或软切换)、下降沿自调光(或相位切割调光)、调节电压输出(例如用于微控制器的5V)、内部发热限制、交流电源周期上的频率调制或变频、微功率启动、自动重启、抗闩锁、以及ESD保护。该电路优选地以微控制器可兼容(例如与DALI或DMX512兼容)的集成电路形式实现，而且还利用外部相位切割调光器实现调光。
本发明电路延长了灯的使用寿命，并且提高了产品可靠性。
本发明的其它特征和优点通过后面结合附图所做的发明描述将变得清楚易懂。
附图简要说明图1示出了传统的卤素灯变换器电路。
图2是依照本发明第一个实施方案的集成电路的方框图。
图3显示了一个包含有图2所示集成电路的电路。
图4是图2中振荡电路的示意图。
图5是图2中软启动电路的示意图。
图6和7分别示出了在软启动电路执行工作前、后的灯开启电流。
图8是说明包含在图2所示集成电路中的电压补偿电路的示意图。
图9是说明在图2所示集成电路中的自适应空载时间电路的示意图。
图10是说明自适应空载时间电路操作的信号的时序图。
图11是说明图2中关断电路的示意图。
图12和13分别示出了用于说明图11的关断电路的过载操作和短路操作的信号。
图14是说明图11关断电路操作的状态图。
图15、16和17分别显示了与自适应空载时间电路相关的高端驱动器、PGEN电路以及输出逻辑电路。
图18是依照本发明第二个实施方案的集成电路的方框图。
图19显示了一个包含有图18所示集成电路的卤素变换器电路。
图20显示了图18集成电路中的振荡电路。
图21显示了图18集成电路中的软启动电路。
图22和23分别示出了用于说明软启动电路执行工作前、后的灯电流的信号。
图24显示了图18集成电路中的自适应空载时间电路。
图25显示描述自适应空载时间电路的操作波形。
图26显示图18集成电路中的关断电路。
图27和28分别示出了关断电路响应过载情形和短路情形的操作。
图29显示用于说明图18集成电路中的调光电路工作情况的信号。
图30显示图18集成电路中的调光电路和相关信号。
图31显示用于说明图18集成电路中的调光电路工作情况的信号。
本发明实施方案的详细说明第一实施方案图2显示了IR器件号为IR2161的8引脚集成电路(IC)50的主要功能元件，其中应用了本发明的电路。一种更为先进的应用拟设(envisaged)为14引脚集成电路，IR器件号为IR2162。这里将详细讨论IR2161，而IR2162所包含的附加功能将在其它地方讨论。
电源电压(VCC)引脚52、电源与信号的接地(COM)引脚54、电流检测(CS)引脚56、高端门驱动浮动供电(floating supply)(VB)引脚58、高端门驱动器输出(HO)引脚60、高端浮动返回(VS)引脚62、以及低端门驱动器输出(LO)引脚64，实质上与国际整流器公司出品的IR2156IC或IR2157(1)IC的相同标识引脚具有相同功能，并且实质上能够以与之相同的方式来实现。IR2157(1)IC的技术特征还记述在第6,211,623号美国专利中，该专利所披露的全部内容结合在本说明书中。类似地，高端与低端驱动器70、欠压检测电路72、过热(over-temperature)检测电路74、以及故障逻辑电路76实质实现了与美国专利6,211,623的相同标识电路相同的功能，并且实质上能够以与之相同的方式来实现。振荡器元件78以及IC 50的其它元件可通过后面的说明而得以理解。
图3示出了电路80，其中IC 50被连接用于驱动卤素灯(未示出)，IC 50采用国际整流器公司出品的IR2161IC，所述卤素灯是通过变压器84而连接到输出引线82的，变压器84所起的作用与图1中变压器14相同。电路80通过带有电容90、电感92、二极管94和96、电阻98和100、以及电容102和104的输入引线86接收交流电，电容90、电感92、二极管94和96、电阻98和100及电容102和104所起的作用与图1所示传统电路10中的对应元件相同。电路80通过高端和低端功率MOSFET110和112的工作而提供振荡信号给变压器84。高端MOSFET 110通过HO引脚60从驱动器70接收其门驱动信号，而低端MOSFET 112则通过LO引脚64从驱动器70接收其门驱动信号。在这种结构中，输出电压根据负载而变化，这是由输出变压器84的负载调节引起的，并且输出电压还根据系统的运行频率而变化。由于变压器84具有初级漏电感，所以输出电压将随频率的增加而降低。
振荡器为了实现图2中的振荡元件78，图4中的振荡电路提供输出信号OO给驱动器70；这个信号显示在图10中。该输出信号包含一系列来自比较器CMP6输出的脉冲。OO信号在空载时间(dead time)内为高电平，而当驱动器70提供一个脉冲给MOSFETs110和112中任意一个时为低电平。
参看图4，当电容C 1由可控电流源充电达到阈限电压Vth1时，比较器CMP6提供高电平输出。高电平输出还启动分流晶体管(shunttransistor)MN9，从而以预设电流对电容C1进行放电。这个高电平输出还致使阈限逻辑电路对Vth1进行调整，通过导通MN89以将阈限从5V减小到0.6V。该比较器输出一直保持为高电平，直至C1上的电压降至0.6V以下。这段降压时间决定了空载时间，在空载时间内，MOSFET 110或112均不能被导通。但如果施加脉冲给RSET输入，则C1可以通过MN8实现快速放电，从而立刻使比较器的输出降至低电平，然后进入下一个循环周期。这个脉冲将由自适应空载时间电路发送，有关这一点将在后面讨论。
振荡器电路是由施加到压控振荡器(VCO)的输入端上的直流控制电压控制的，该直流控制电压范围是0至+5V。VCO输入端经由图11所示关断电路(shutdown circuit)中的传输门电路TGATE_SWITCH1连接到外部CSD引脚272。这个传输门电路在除了由关断电路检测到故障状态之外的时间里总是处于选通状态。外部电容270从引脚CSD连接到引脚COM54，其具有三种分离工作模式，简言之就是(1)软启动定时；(2)以电压补偿模式对放大的CS引脚信号进行平滑处理(smoothing)；以及(3)关断和自行重启定时，下面将加以详细讨论。
逻辑输入SSN(软启动非(soft start not))决定了工作运行的较高频率(upper frequency)，此较高频率出现在VCO输入被置位(set)为0V的情况下。较低频率(lower frequency)将保持不变并与SSN状态无关。频率随着VCO电压改变而呈大致线性变化。当SSN为高电平时，则在软启动期间的VCO频率范围大于以电压补偿模式运行的正常运行期间的VCO频率范围。IR2161通过借助将电压馈送至CS引脚56的电流检测电阻来检测MOSFET 110、112半桥中的电流，从而确定变换器输出端80上的负载。
软启动首次开启接通变换器将出现软启动。当灯丝是冷的时候，灯丝电阻与灯丝是热的时候相比较低，而这导致产生很高的浪涌电流(inrushcurrent)，如图6所示。这会使得在目前所用的一些系统中的关断电路产生错误触发，导致灯在达到稳定连续工作状态之前闪亮闪灭数次。
软启动电路避免了这个问题，而且同时减小了灯丝在启动阶段的应力，这就让灯的使用寿命得以延长。当IC 52的VCC引脚上升到高于欠压切断(UVLO)阈限时，则如图5所示的软启动电路开始工作。UVLO功能常见于国际整流器公司的照明镇流器控制集成电路，如IR21 56。在这一点上，振荡器以较高频率起动，而外部CSD 270电容开始由IC中的电流源充电，仅在软启动期间才允许充电。随着引脚CSD上电压的增大，频率将下降且因此将会有更多的电能施加给灯。当CSD上的电压达到5V阈限时，频率将跌降到大约为30KHz的最低点。IC中的软启动电路实施方案可参见图5。锁存比较器CMPLTCH1的输出是SSN逻辑信号，该信号的电平在软启动时间段的末段是由低变高，该信号被引入振荡器以确定频率范围。灯的浪涌电流效应可参见图7。
电压补偿模式除了软启动控制之外，还可以响应输出电流检测对振荡器频率进行控制。CS引脚上的电流可选地经由低通滤波器而被引入到图8所示电压补偿电路的CSF输入端，低通滤波器去除非所期望的高频噪声。图8的电路包含具有固定的正电压增益的运算放大器PMOS_OP1。经由二极管Q1和传输门TGATE_SWITCH1把输出引送到外部CSD电容以及振荡器VCO输入端。当系统既不处于软启动模式也不处于关断模式，而是处于正常工作模式时，该传输门保持选通状态，此时电压补偿功能有效。电压补偿描述的是这样一个方案它补偿了由负载变化引致的变换器输出电压的改变。卤素变换器具有最大额定功率，但也可以与较小负载一起使用，较小的负载会导致输出电压增大。例如，用于驱动两个并联的50W的灯的100W变换器可以产生11.5V的RMS输出电压。但是如果去掉一个灯或者将一个灯开路，则电压将增大到12V。自然，较高电压将产生较高的灯的功率，这致使灯的温度上升并减短灯的寿命。使用最大负载时，CSD电容上的电压将约为5V。PMOS_OP1上的电压由许多处于振荡器频率的脉冲构成，其处于全波整流正弦形包络中，二极管Q1提供峰值整流，而CSD电容提供平滑处理以产生与该峰值成比例的直流电平。如果负载减小，则CSD电容将通过电流源MN1以多个周期缓慢放电。在这个电路中快速响应不是必需的。
关断电路图11显示了IR2161中的关断电路。输入CS连接IC的外部CS引脚。在正常工作期间，电流检测电阻被选定以提供一个峰值电流，该电流在最大负载下约为0.4V。这电压补偿模式工作期间这将为CSD引脚提供5V，从而使得振荡器以所需的最大频率运行。假如负载加大到最大额定值的150％，则CS引脚上的峰值电压将随之达到0.5V，这将致使CMP1的输出变为高电平，从而经由INV2使MP8导通。由于CS引脚信号的高频分量，CMP1将在线电压半周期的峰值处产生高频脉冲。类似地，假如输出发生严重过载或短路的情况，则CS上的峰值电压将高出INV14的阈限，这将导致其输出变为低电平，从而致使MP4导通。
当CMP1变为高电平时，触发器RRS1被置位。该置位使传输门TGATE_SWITCH2打开以将CSD引脚连接到关断电路；并且禁止TGATE_SWITCH1以将CSD引脚和电压补偿电路断开。与此同时，MP44导通，从而通过MN70将CSD电容充电至约4V，由此确保MN1保持导通，以将RRS1和RRS2的R2输入保持为低电平。这是为了防止在电压补偿和关断电路之间出现一个周期接一个周期的CSD切换。
在RRS1置位期间，系统处于故障定时模式或故障模式，如图14状态图所示。在这些模式下，显然不需要的电压补偿电路变为不可用并且频率保持固定(static)。当INV14输出为低电平时，通过MP3和MP4把电流供给外部CSD电容270，而当CMP1为高电平时，通过MP2和MP8把电流供给电容。由于INV14检测到非常高的半桥电流，而这个非常高的半桥电流将会在极短时间内破坏外部功率MOSFET 110和112，所以充电速率的不同使INV14将导致电容充电速率远快于CMP1。通过CMP1实现对电容充电的速率较慢，慢到MOSFET能够在一定时间内承受这种电流而不至于毁损的地步。随着CSD电压增大到一个接近VCC(在IC中表示为APWR)的水平，PMOS器件MP6截止而INV4输入端电平在MN2的下拉作用下由高电平变为低电平。INV4输出置位触发器RRS2，使SD逻辑信号变为高电平。当这个信号为高电平时，系统被禁用以使所有半桥MOSFET都断开，从而完全没有功率输出。随后CS引脚电流降至零而INV14输出变为高电平且CMP1输出变为低电平，但是RRS1和RRS2保持置位并且系统保持在故障模式。在故障模式下，MN3导通，并通过电流吸收器(current sink)MN4使CSD放电，从而使电压逐渐下降。当电压跌降至接近零点时，MN1截止而RRS2的R2输入经由MP6被拉高，再次置位SD为低电平，且因此使得振荡器再次启动运行，并且输出驱动MOSFET变为可用。此时SDN变为高电平，并在INV2输出通过AND1为高电平条件下复位触发器RRS1。当检测到CS上的过流故障时，INV2输出将为高电平。当RRS1复位时，TGATE_SWITCH2被禁用而TGATE_SWITCH1打开，因而将CSD连接到电压补偿电路并与关断电路断开。假如振荡器重启而仍然存在故障，则重复整个次序直至故障状态消除为止。这点在图14的状态图得到有描述。
概括讲，假如出现过载，则系统将在约0.5秒延迟之后关断。假如出现短路，则系统将在约50mS延迟之后关断。在这两种情形下，系统将保持关断约0.5秒而后自动重启。假如过载或短路状态仍然存在，则继续重复这个次序。这些在图12和图13中有所描述。变换器以这种方式，能够容忍故障状态长时间存在而不会导致过热或器件损坏。
自适应空载时间基于双极型功率晶体管的自振荡卤素变换器将会是内在地具有效率的，因为系统一直采取了软开关的方式。随着直流总线在线电压半周内的变化，空载时间自然也随之改变。为了达到相同的效率水平，在本发明系统中还将调整空载时间以提供相同的软开关。
IR2161包括自适应空载时间功能，通过检测图3中VS引脚上的MOSFET半桥中点的电压来实现该功能。当高端MOSFET 110截止时，VS电压将回转(slew)到0V，这是由于变压器84的漏电感和MOSFET110和112的漏-源电容所引致的。当电压VS达到0V时，正是低端MOSFET 112导通的时间。
高端驱动器输出HO以驱动MOSFET 110的门，通过给图15所示电路的SPN输入端提供负向脉冲将HO置位为高电平。通过给图15所示电路的RPN输入端提供负向脉冲将HO置位为低电平。SPN脉冲置位触发器RS1并且复位D型触发器DF1，从而使MP30截止。当在VS由高到低转换过程的起始时段内将HO置位为低电平时，RPN脉冲使DF1的QDN输出变为低电平以导通MP30。当MP30导通时，电流从VB引脚引向ZC，VB引脚电位等于VS加上VCC。电流将流入MN37和MN38组成的镜(mirror)，如图15所示，当HIN为低电平时MN37和MN38被打开。这导致MN38的漏电平，即如图10所示的信号D，变为低电平。随着VS电压向着零点的回转，会达到这样一个点在这点上，镜中不再有电流而MN38的漏极变为高电平。在这一点，于输出ADT上产生一个脉冲，其如图10所示。ADT脉冲引入OR4，它驱动MN31，MN31将在图15的高端驱动器电路的RPN输入上产生第二负向脉冲。这将不会对HSRS5产生影响，因为它已经复位了；但是它将使DF1复位，因为当DF1被置位时RS1会被复位。这个逻辑电路将截止MP30并且将不再有电流提供给ZC。其结果就是，只提供有限电流的MP30只在VS由高电平向低电平的回转时间内导通。
VS波形见图10所示，图10还显示了馈送给图16中MN30和MN31的门的脉冲，这两种脉冲产生了给图15的SPN和RPN输入。参见图10，可以看到，于LTRIG上有脉冲出现在VS的高、低转换的起始阶段，并且于ADT上有脉冲出现在当VS电压下降逼近0V时。这些脉冲之间的时间段被确定为空载时间。这些信号都馈送给图9的自适应空载时间电路。如果由于某些原因而无法检测到高到低的电平转换从而使系统默认处于固定的空载时间内，则LTRIG将置位RRS1，并且ADT或来自振荡器的OON将使RRS1复位。此时置位RRS1使MP11截止并且由MP9和MP10组成的电流反射镜(current mirror)把电流引向电容CB。而后CB上将产生一个电压，其与检测到的VS高到低的电平回转时间成比例。
由于不可能以同一方式检测到低电平到高电平的回转时间，所以系统通过复制高到低的电平转换时间来确定正确的空载时间，可以假定两者相等。当对MOSFET 112的门驱动LO变为低电平时，产生HTRIG脉冲，HTRIG脉冲用于使触发器RRS2置位，如图9所示。在这一点上，由MP13和MP14组成的另一个相同的电流源被启动，并且CB开始充电。当CA上的电压高于CB上的电压时，比较器CMP3的输出将变为高电平，因此回转时间加倍。当CMP3的输出变为高电平时，触发器RRS2被复位，因此会产生正确的空载时间脉冲以用于RRS2的Q输出上的由低电平到高电平的转换。将触发器RRS1和RRS2的Q输出馈送给或非门NOR7，以产生ADTO输出，ADTO输出由在空载时间期间为低电平而在输出MOSFET 110或112导通时间段内为高电平的信号组成。ADTO信号在每个空载时间结束时都在RSET输出端产生脉冲，该脉冲被回馈给图4的振荡器以对C1实现放电并开始下一个循环周期。以这种方式，如图10所示，振荡器输出OO将跟随自适应空载时间电路，并可以反转而后通过信号OON馈送给如图17所示的输出逻辑电路，信号OON通过AND(与)门，AND2以及AND3提供对LO和HO的消隐(blanking)。
相位切割调光操作卤素变换器可以通过基于三端双向可控硅开关元件(triac)或晶体管的相位切割调光系统进行工作，这主要是因为直流总线电压未经平滑处理。在IR2161的实施方案中，人们已经认识到，在调光器中的三端双向可控硅开关元件或晶体管处于截止期间，直流总线电压将跌降到零。由于电流将连续流出，所以这将会导致VCC电压跌降到UVLO负向阈限之下。为了避免在相位切割操作期间每个半周期内再次触发软启动电路，给欠压锁定电路附加一个第二负向阈限，因此VCC必须跌降到这个低限阈限之下才会复位软启动电路。这个第二阈限约比第一阈限低2V。当VCC跌降到低于第一阈限时，IC将进入微功率工作模式并且只有非常小的电流从VCC电容流出。因此，使这个VCC电容再放电2V所需时间将比一个线电压半周期要长，且因此将不再使软启动电路复位。
附加功能IR2161具有一些附加功能(例如过热关断保护)，这些附加功能也应用于其它国际整流器公司出品的集成电路中，例如IR2157(1)。
第二实施方案图18显示了集成电路(IC)50的第二个实施方案的主要功能元件，其中应用了本发明的电路。电源电压(VCC)引脚52、电源与信号接地(COM)引脚54、电流检测引脚(CS)56、高端门驱动浮动供电(VB)引脚58、高端门驱动器输出(HO)引脚60、高端浮动返回(VS)62、以及低端门驱动器输出(LO)引脚64与国际整流器公司出品的IR2156 IC或IR2157 IC的相同标识引脚具有实质上相同的功能，并且可以实质上相同的方式实现。IR2157IC的技术特征还记述在第6,211,623号美国专利中，该专利所披露全部内容都结合在本说明书中。类似地，高端和低端驱动器70、欠压检测电路72、过热检测电路74、以及故障逻辑电路76与美国专利第6,211,623号中相同的标识电路具有实质上相同的功能，并且可以实质上相同的方式实现。振荡器元件78以及IC 50的其它元件通过下面的说明将得以理解。
图19示出了电路80，其中IC 50被连接用于驱动卤素灯(未示出)，IC 50采用国际整流器公司出品的IR2162 IC，所述卤素灯通过变压器84与输出引线82相连，所述变压器84所起的作用与图1中变压器14相同。电路80通过输入引线86接收交流电，输入引线86带有电容90、电感92、二极管94和96、电阻98和100、以及电容102和104，它们与图1中传统电路10中的对应元件具有相同功能。电路80通过高端和低端功率MOSFET 110和112的操作提供振荡信号给变压器84。高端MOSFET110通过HO引脚60从驱动器70接收其门驱动信号，低端MOSFET 112则通过LO引脚64从驱动器70接收其门驱动信号。
为了实现图18中的振荡器元件78，图20中的振荡器电路120提供输出信号OSC给驱动器70。从输出波形122可以看出，输出信号包含一系列来自比较器124输出的脉冲。OSC信号在空载时间内为高电平，而在当驱动器70提供脉冲给MOSFET 110和112中任意一个时为低电平。
当电容130由可控电流源132充电达到阈限电压Vth时，比较器124提供高电平输出。该高电平输出还开启分流晶体管134以使电容130放电。该高电平输出还使得阈限逻辑电路136对Vth进行调整，以确保比较器124变为低电平而后再变为高电平并以适当次数反复。
可控电流源132可以若干种方式实现控制，这些方式包括反馈电压控制和软启动期间控制。改变电流源132对电容130充电的速率会进而改变振荡频率。因此电流源132充电速率具有对应的频率范围。
对于反馈电压控制，电流源132对电容130充电的速率受比较器142输出的控制。例如，电流源132可具有最小电流值，它确保输出波形122具有最小频率，例如40Khz。但是，当在电荷泵输入(VFB)引脚144上的反馈电压高于带隙(bandgap)基准电压Vref时，比较器142通过误差信号放大器补偿(COMP)引脚148对外部电容146充电，使对电流源132的电压上升且使电容130的充电速率增大，因此提高了输出波形122的频率。增大的充电速率由电容146的大小确定。
如图19所示，VFB引脚144被连接以接收节点150的电压，该连接被用来表示通过输出引线82提给卤素灯的信号。变压器84具有附加的次级线圈154，次级线圈154的一端通过二极管156、电阻158和160、以及跨接电阻160的电容162接地。当线圈154开始沿着二极管156导通方向接收信号时，通过电阻158的电流开始对电容162充电，从而增大节点150的电压并且产生通过电阻160的电流。当信号改变至二极管156的非导通方向时，通过电阻158的电流停止，而电容162通过电阻160放电，从而使得节点150上的电压下降。结果，VFB引脚144的电压在输出信号的每个周期的一部分时段上将高于Vref。
因此电容146的大小决定了输出信号的频率假如电容146较大，则电流源132大致按照与最小频率对应的速率对电容130充电；但是假如选定的是一个较小的电容146，则电流源132将以较快的速率对电容130充电，从而产生较高的输出信号频率。
类似地，利用从软启动电路180到电流源142的信号，可使输出信号频率从较高频率开始向下扫频直至最小频率。在启动之前通过适当电路(未示出)对如图21所示的触发器182进行复位，因此晶体管184在启动时初始导通，允许电流流过电阻186和188以通过调光斜坡(CDIM)引脚192对外部电容190进行充电。因为节点194处电压初始为低电平，晶体管196初始也处于导通状态，因此电流通过晶体管184分流，一部分电流经由电阻198流到电流源132且因此到达电容130，从而能够实现快速充电和较高的输出信号频率。
随着由电容190充电引致的节点194电压的上升，晶体管196截止，而电容130充电速率更加缓慢，使输出信号降至其最小频率。然后，CDIM引脚192的电压上升直至其高于阈限电压Vth为止。此时，比较器200提供高电平信号，使触发器182置位且因此截止晶体管184，因此软启动电路180彻底断开因而不再对输出信号频率产生影响直至下一次触发器182在启动时复位为止。
图22和23说明软启动电路180在启动时对灯电流的作用影响。图22示出了没有软启动电路180情况下的灯电流，而图23则示出了有软启动电路180情况下的灯电流。在图22中，灯电流以较高的初始值启动而后下降到稳定状态。另一方面，在图23中，灯电流以稍高于上述稳定状态的较低初始值启动，而后缓慢下降，因此减小了在接通时对灯丝的应力作用。图23中出现较低初始值的原因是由于较高的输出信号频率减小了电流。
除了电压反馈和软启动控制之外，受控电流源132还可以响应输出电流检测而受到控制。而且OSC信号的频率还可以通过调整空载时间而受到控制，调整空载时间是通过使跨接电容130的晶体管210复位来实现的。
图24示出了自适应空载时间(ADT)电路220，振荡器电路120的一部分检测高到低的电平转换的空载时间并且使用该检测结果提供脉冲复位(RST)信号以校正低电平向高电平转换的空载时间，从而允许功率MOSFET的冷运行。图25显示了几个用以说明电路220工作情况的波形。
ADT电路220自振荡器电路120接收输出(OSC)信号，并且还接收表示交替OSC脉冲的上升沿的低电平与高电平触发脉冲。低电平与高电平触发脉冲是由OSC信号通过适当电路(未示出)处理得来的。OSC信号提供给晶体管222的栅极，而低电平与高电平的触发脉冲则分别被连接以使触发器(RS1)224和触发器(RS2)226置位。
OSC信号变为高电平则提供驱动信号之间的空载时间，但当其变为低电平则开始提供驱动信号。OSC信号中脉冲上升沿(它代表了空载时间的时间起点)使晶体管222导通；电路220可以包括逻辑电路(未示出)，因此OSC信号中的脉冲上升沿仅只在VS从高电平向低电平转换期间才开启晶体管222，即在OSC信号中每隔一个脉冲导通一次。在从高电平向低电平转换期间，如图25左边所示，VS引脚62上的电压有一个从VBUS电压到COM电压的过渡，并且电流流入晶体管228；因此晶体管230也被导通，并且保持ADT信号为低电平。当VS电压一直回转为COM电压时，晶体管230截止而ADT信号响应经由电阻234连接的电源电压而变为高电平。
高电平ADT信号使触发器224复位，触发器224在从高电平向低电平转换的起始时由低电平触发脉冲置位。当HO在空载时间开始时关断的情况下，低电平触发脉冲变为高电平触发脉冲。因而ADT OUT信号仅只在从高电平向低电平转换期间才为高电平。当触发器224复位时，其Q输出则开始提供低电平ADT OUT输出信号，而或非门(NOR gate)232相应地提供高电平RST信号给图20中的复位晶体管210，从而对振荡器60进行复位以使OSC脉冲变为低电平，终止空载时间并开始一个新的振荡器循环周期/定时斜坡。
当触发器224在这个空载时间的起始阶段被低电平触发脉冲置位时，其QN输出提供低电平信号给开关电路236的ENN_B输入，而开关电路236则相应地通过其OUT_B引线提供充电电流给电容(CB)240。
开关电路236于其IN输入端接收来自适当电流源(未示出)的电流，并且工作如下当其ENN_A和ENN_B输入都为高电平时，开关电路236将其IN输入端连接到其COM输出端。当ENN_A为低电平时，开关电路236将其IN输入端连接到其OUT_A输出端；当ENN_B为低电平时，开关电路236将其IN输入端连接到其OUT_B输出端。由于触发器224和226中的至少一个在任意时间点都可以进行复位，所以ADT电路220能够确保ENN_A和ENN_B永远都不会同时为低电平。
当ADT信号变为高电平时，ENN_B也变为高电平，因此开关电路236停止对电容240充电。如图25所示，跨接电容(CB)240的电压停止上升并保持大致恒定，因此在如图25左边所示的OSC脉冲的持续时间内，与空载时间的持续时间有关的信息被存储下来。
随后的由低到高的OSC脉冲上升沿(如图25的右边所示)表示了VS引脚62电压中的由低到高的转换期间内的空载时间的起点。随着VS电压上升，流经晶体管222和228的电流使晶体管230导通，从而使ADT信号变为低电平。但是同时通过电容242接收的高电平触发信号脉冲使触发器226置位，因此其Q输出提供高电平COMP Out信号。作为响应，或非门(NOR gate)232开始提供低电平RST信号。
当触发器226被置位时，其QN输出端提供低电平信号给开关电路236的ENN_A输入端，从而使开关电路236提供充电电流给电容(CA)244。电容CA244和CB240分别连接比较器246的非反相和反相输入端。因此，当电容244的电压高于电容240的电压时，比较器246开始在其输出端提供高电平COMP信号，该信号使触发器226复位，从而使COMPOut变为低电平。这个低电平COMP Out信号使或非门232提供高电平RST信号给复位晶体管210。结果，OSC脉冲变为低电平，因此终止空载时间并开始一个新的振荡器循环周期/定时斜坡(ramp)。
当触发器226被高电平的COMP信号复位时，其QN输出变为高电平。因此，开关电路236在ENN_A和ENN_B上具有高电平的输入，而电容240和244都处于不充电状态。高电平QN输出通过电容254提供脉冲给晶体管250和252的栅极，从而使电容240和244都放电至0V。结果，在VS由低到高的转换过程中的空载时间宽度只由在前一个由高到低的转换过程的空载时间内电容240中所存储的电荷来决定。如上所述，存储的电荷表征了由高到低的转换过程的空载时间宽度，以至于空载时间宽度只由ADT电路220调整(coordinated)而不需借助于IC50的外部元件。
图26显示了关断电路250，其包括图18中的峰值电平检测元件252和定时元件254。当检测到过载或短路状况时，关断电路250提供禁用信号，从而当其为高电平时，导致故障逻辑电路76禁用高端与低端输出信号HO与LO。当过载或短路状况结束时，则关断电路250执行自动复位。
电流检测CS引脚56上的电压通过电流检测电阻260被引入，并且通过电容262得到滤波以去除高频尖峰信号。滤波结果被提供给比较器264和266的“+”输入端。比较器264通过将其“+”输入与1.2V比较来检测短路状况，同时比较器266通过将其“+”输入与0.6V比较来检测过载状况。来自任何一个比较器的高电平输出都将导致通过关断定时电容(CSD)引脚272对如图19所示的外部电容270进行充电。但是比较器264通过电阻274对电容270充电，电阻274例如为50KΩ，而比较器266通过电阻276充电，电阻276例如为500KΩ。电阻274和276具有差别，因此比较器264对电容270充电的速率要快于比较器266。换言之，检测短路状况具有短的时间延迟，而检测过载状况则具有长的时间延迟。
在比较器264和266之一对电容270充电达到1V以上之前，比较器280提供高电平输出，而使触发器282保持在其复位状态。大于1V后，则比较器280提供低电平输出，以使触发器282置位。当电容270的电压超过5V时，则比较器284提供高电平输出以置位触发器282，并提供高电平禁用输出以禁用HO和LO输出。高电平禁用输出还使晶体管290导通，其使电容270通过例如为1MΩ的电阻292放电，以避免电容270在比较器264和266中的一个提供高电平输出时进行放电。当电容270的电压再次降低到1V以下时，则比较器280再次提供高电平输出，以使触发器282复位，因此禁用输出变为低电平而不再禁用HO和LO输出。
图27和28对比显示了关断电路250工作状况，图27显示的是过载情况，而图28显示的是短路情况。每张图都对比显示了电流检测电阻260的电压波形(浅灰色)和电容270的电压波形(深灰色)，所述电压由CSD引脚上的电压测得。由图可见，对于过载情况的关断比较慢，而对短路情况的关断比较快。但是两种情况下的重启之前的延时具有相同的固定时间。
如图19所示，调光控制输入(VDIM)引脚300接收调光控制信号，该信号可以是由微控制器(未示出)提供的直流控制电压，或是IC外部其它来源提供的直流控制电压。采样交流线电压(SYNC)引脚302接收由电路80在输入引脚86引入的交流线电压而获得的信号。根据这些信号，脉冲切割调光元件304(如图18所示)执行脉冲后沿自调光。
在滤波之后，滤波示例性地由电容90和电感92执行，来自引脚86的交流线电压由二极管94和96进行整流，并且相对于COM引脚54上的电压而被检测。图29显示通过电阻310和312提供的最终交流半波信号，每个电阻310、312示例性地都可以为220KΩ。这两个半波信号在节点314上被相加，以提供信号给SYNC引脚302。
调光斜坡电路340接收来自SYNC引脚302的经过相加的半波信号，如图30中的波形342所示。电路340是图18中的相位切割调光元件304的组成部分，它提供了与交流线电压同步的斜坡波形。把这个斜坡波形提供给比较器(未示出)的一根引线，而把来自VDIM引脚300的调光控制信号提供给该比较器的其它引线，从而产生能够用作开启信号的斩波高频输出，下面将做详细说明。这种简单有效的调光技术对于灯丝而言非常理想。
来自SYNC引脚302的半波信号控制了跨接电阻344的电压，电阻344例如为5KΩ。当半波信号在一个半周期结尾下降时，则这个电压使晶体管346截止，而后当半波信号在下一个半周期开始上升时，则又使晶体管346导通。当晶体管346截止时，节点348处的电压上升，而当晶体管346导通时节点348处的电压再次下降，因此提供如波形352所示的脉冲信号给晶体管350的栅极。
在晶体管350截止的较长的时间段内，电流源360通过调光斜坡(CDIM)引脚192对外部电容190充电。由于电容190还用于软启动电路180，所以电流源360只有在软启动完成之后才可启动，正如前面参见图21-23所述的那样。在充电过程中，节点362上的电压以斜坡形式上升，如波形364所示。但是当晶体管350被波形352中的脉冲导通时，电容190通过晶体管350放电，从而产生波形364中的下降沿。在该波形352中的脉冲之后，再次开始充电。
节点362可被连接到比较器(未示出)的“+”引线上，而VDIM引脚300可被连接到该比较器的“-”引线上。结果，比较器提供与线路频率同步的矩形波。例如，该矩形波在斜坡波形高于调光控制信号之前可一直保持低电平，而后变为高电平，直至斜坡波形的下一个下降沿到来为止，因此其占空比(duty cycle)取决于VDIM引脚300的调光控制信号。该比较器的输出可被提供给合适的门(未示出)以禁用和开启来自驱动器70的HO和LO输出。在这个实施方案中，驱动器70控制的半桥仅只在每个电源周期的初始部分才进行开关转换，而在之后停止开关转换，因此仅只在初始部分才驱动VS引脚62电压，之后VS引脚62的电压依照衰减路径下降。
图31中的波形描述了相位切割调光元件304工作过程，图中下方波形显示的是CDIM引脚192的斜坡波形电压，而上方波形显示的是VS引脚62的斩波高频输出电压。通过调整提供给VDIM引脚300的调光控制信号，就可以改变矩形波的占空比，从而可在VS引脚62电压最大值的0％和100％之间调整VS引脚62的平均输出电压。而且，线电压零相交不会影响到直流总线电压，当相位切割调光电路禁用输出时，由于不再有任何负载，所以直流总线电压保持为任意电压的线电压。结果，必须在桥式整流器之前检测SYNC信号。
图18电路50中的带隙基准380可提供Vref(即比较器142的基准电压)以及其它各种基准电压。电路50中的5V调节器通过调压5V输出(5VOUT)引脚384为微控制器提供5V调整输出电压。
也已经制造出来了一种简单的、价格便宜的、具有8引脚对应部分的IC50，其具有上述这些特征，只是调整方案更加简单。
如上所述的新型集成电路可望成为第一款商业上市的用于驱动卤素灯的集成电路，并且它们的应用范围可以推广到其它种类白炽灯。这些新型集成电路的实施方案具有高可靠性，与已有电路相比可具有更多功能，并且有可能以低廉造价制造出来。已经取得了很好的实验结果。
权利要求
1.一种给用于向白炽灯供电的功率半导体器件提供控制信号的驱动电路，所述驱动电路包括振荡器，其用于产生所述控制信号；及软启动电路，其控制所述振荡器，用以防止在启动时所述灯中的过量电流。
2.一种给用于向白炽灯供电的功率半导体器件提供控制信号的驱动电路，所述驱动电路包括振荡器，其用于产生所述控制信号；及电压补偿电路，其控制所述振荡器，用以补偿负载的变化。
3.一种给用于向白炽灯供电的功率半导体器件提供控制信号的驱动电路，所述驱动电路包括振荡器，其用于产生所述控制信号；及关断电路，其用于响应故障状态而对所述振荡器执行关断和自动重启。
4.一种给用于向白炽灯供电的功率半导体器件提供控制信号的驱动电路，所述驱动电路包括振荡器，其用于产生所述控制信号；及自适应空载时间电路，其控制所述振荡器，用以提供所述功率半导体器件的冷运行。
5.一种给用于向白炽灯供电的功率半导体器件提供控制信号的驱动电路，所述驱动电路包括振荡器，其用于产生所述控制信号；及调光电路，其控制所述振荡器，用以对所述灯进行调光。
6.一种给用于向白炽灯供电的功率半导体器件提供控制信号的驱动电路，所述驱动电路包括振荡器，其用于产生所述控制信号；及用于所述振荡器的控制电路，所述驱动电路以集成电路的方式实现。
全文摘要
一种给用于向白炽灯供电的功率半导体器件提供控制信号的驱动电路，该驱动电路包括用于产生所述控制信号的振荡器。该驱动电路可进一步包括软启动电路(180)，其控制所述振荡器，用以防止在启动时所述灯中的过量电流；电压补偿电路，其控制所述振荡器，用以补偿负载的变化；关断电路(254)，其用于响应故障状态而对所述振荡器执行关断和自动重启；自适应空载时间电路(78)，其控制所述振荡器，用以提供所述功率半导体器件的冷运行；以及/或者调光电路，其控制所述振荡器，用以对所述灯进行调光。该驱动电路及其控制电路可采取集成电路(50)的方式实现。
文档编号H05B39/02GK1618256SQ02827685
公开日2005年5月18日 申请日期2002年12月30日 优先权日2001年12月31日
发明者彼得·格林, 尤利亚·鲁苏 申请人:国际整流器公司