信号，
[0030] 产生被馈送到电流控制器的输入的要求信号的电机转矩控制器，电机电流控制器 对表示要求信号与表示在电机中流动的实际电流的实际电机电流值之间的差异的误差信 号做出响应，
[0031] 其中所述方法包括W第一采样率更新所要求的电机转矩信号，W及在特定运行状 况下对转矩要求信号下采样，W使得转矩要求信号仅仅W低于第一速率的第二采样率被更 新。
[0032] 要求信号可W是电流要求信号，使得做出与实际电流的直接比较作为误差信号的 源。可替代地，要求信号可W是转矩要求信号，可W利用电机运行状况和电机转子位置的知 识从该转矩要求信号获得电流要求信号。
【附图说明】
[0033] 现在将参考如下【附图说明】，仅W示例的方式描述本发明的一个实施例。
[0034] 图1是Ξ相无刷直流电机和形成本发明的电机驱动电路的实施例的一部分的开 关电路的电路图；
[0035] 图2是被包含在电动助力转向系统中的整个驱动电路的总览图；
[0036] 图3是示出由存在噪声的转矩信号引起的噪声流过图2的驱动电路中的控制器的 框图；
[0037] 图4是示出在W第一速率更新（菱形）时W及在W第二速率的四倍下采样（交 叉）时从转矩控制器输出的转矩要求信号的幅度对时间的图形；
[0038] 图5是对第一速率的原始转矩要求信号和下采样信号随时间的变化的比较；
[0039] 图6是示出被混叠到第二速率的信号中的第二较高的频率的、在第一速率的原始 信号中存在的基础频率的转矩要求信号幅度对频率的图形；W及
[0040] 图7是详细地示出随着电机速率改变下采样率W确保混叠频率处于控制器的带 宽W外的下采样电路的框图。
【具体实施方式】
[0041] 参考图1，Ξ相无刷电机1包括Ξ个通常被指定为A相、B相和C相、在星形网络中 相连接的电机绕组2、4、6。每个线圈的一端连接到各自的末端。线圈的另一端连接到一起 形成星中屯、7。自由端连接到被布置为Η桥的开关电路上。
[0042] 开关电路包括Ξ相桥8,电机的每一相对应Ξ相桥8中的一相。桥的每个臂10、12、 14包括W在供电轨20和地线22之间串联连接的一个顶部晶体管16和一个底部晶体管18 的形式的一对开关。电机绕组2、4、6每个从对应的互补的一对晶体管16、18之间分接出来。
[0043] 具体如图3所示，由电机控制器21W受控的方式开启和关断晶体管16、18,W提供 对施加到相绕组中的每一个绕组的电位的脉冲宽度调制，从而控制跨越绕组2、4、6中的每 一个绕组施加的电位差并且还控制流过绕组的电流。运接着控制由绕组产生的电磁场的强 度和方向，其中所述电磁场设置由电机产生的转矩。 W44] 在电机1和地之间的地线22中提供W电阻器24的形式的电流测量设备，使得控 制器21可W测量流过全部绕组2、4、6的总电流。为了测量在每个绕组中的电流，不得不在 PWM周期内、施加到绕组的每个末端的电压（并因此特定相的导电状态）是已知的精确位置 处对总电流进行采样。优选地，可W针对每相提供单独的电流传感器。 W45] 在此示例中的控制器使用空间矢量调制（SVM)算法，但任何调制技术可W在本发 明的范围内同等地被使用，而运不应当被理解为限制性的。
[0046] 在Ξ相系统中的每个绕组2、4、6可W仅仅连接到供电轨20或地线22上，并且因 此控制电路的开关存在八个可能的状态。使用1来表示Ξ相中的一相正处于正电压，并且 使用0来表示连接到地的一相，状态1可W被表示为[100]，表示A相为1、Β相位为0、而C 相位为0。状态2被表示为[110]，状态3为[010]，状态4为[011]，状态5为[001]，状态 6为[101]，状态0为[000]，W及状态7为[111]。状态1-6中的每一个状态是一种导电状 态，其中电流流过绕组2、4、6中的全部绕组，沿一个方向流过其中一个绕组，而沿另一方向 流过其他两个绕组。状态0是所有绕组连接到地的零伏状态，而状态7是所有绕组连接到 供电轨的零伏状态。
[0047] 在正常运行期间，当开关电路被控制器21控制W产生脉冲宽度调制时，一旦处于 每个PWM周期，相2、4、6中的每一相就会正常地被开启和关闭。每个状态占用的时间的相 对长度将确定在每个绕组中产生的磁场的大小和方向，并且因此确定施加到转子的总转矩 的大小和方向。 W48] 图1和图2的电机控制电路可W被用在许多应用中，并且在运个实施例中形成了 电动助力转向系统的一部分。转向系统包括转矩传感器26,其测量在转向柱中的转矩并且 将此馈送到转矩控制器。转矩控制器计算转矩要求信号，其表示要由电机产生的转矩。此转 矩要求信号包括一系列W每秒Μ个样本的采样率输出的离散值。根据电机转子的角位置， 此信号被转换为在旋转d-q坐标系中的电流要求信号。 W例控制器使得电机运行并且提供所要求的转矩。由电机将此转矩施加到转向系统， 使对于驾驶员来说转动方向盘变得更容易。因此系统具有两个闭合环路-转矩控制器环路 和电流控制器环路。
[0050] 如图3所示，电流控制器将电流要求信号，W及对在电机中流动的、在d-q坐标系 中表达并且从电流传感器24的输出中获得的实际电流的度量，馈送到减法器32。减法器的 输出是表示所要求的d-q电流和实际测量的d-q电流之间的差异的误差信号。
[0051] 误差信号被馈送到比例积分（PI)控制器级34的输入，比例积分（PI)控制器级34 将处于d-q坐标系的电流误差信号转换为在d-q坐标系中的电压信号，并且然后所述电压 信号被dq-UVW转换器36转换为Ξ相电压UVW。然后由PWM转换器利用所选择的SVW调制 技术将此电压UVW转换为每相所需要的PWM电压信号。控制器不断地尝试将误差信号驱动 为零，W确保电机各相中的电流与所要求的电流相匹配。
[0052] 在实际系统中，外部的转向（转矩）环路将产生W比电流控制器运行的速率更低 的速率Μ更新的转矩要求信号值。在正常运行期间要求信号的更新率是每秒Μ个样本，其 中Μ确定第一采样更新率。
[0053] 如图5所示，转矩控制器包括下采样电路，其可运行在电机的特定运行状况下，W 对转矩要求信号进行下采样，即提供W较低的第二速率Μ/Ν更新值的转矩要求信号，其中Ν 通常是整数值。然后由电流控制器利用此下采样的转矩要求信号。
[0054] 下采样电路在输入处接收电机速度的度量，并且确定电机处于当电机速度低于例 如5m地或2mph的速度的阔值水平时下采样是有益的特定状况中。 阳化5] 此方法的益处是通常任何高于40化的噪声高频分量不会W低或零速度通过电流 控制器，例如因为低于此的任何噪声通常为随着车辆沿道路行进而引起的道路噪声。运帮 助减少此高频噪声的影响，诸如如果电流控制器对噪声做出反应将出现的声学噪声。下采 样有效地减小带宽，与利用滤波器的替代的带宽减小电路相比是有益的。与使用直接的滤 波器相比，系统的相位滞后没有被损害那么多，因此对系统的稳定性的影响被减小。
[0056] 申请人发现噪声基底在控制环路内W第一速率得到放大，但传输路径在扩大噪声 中起到重要的作用。在无负载的状况下，电机仍然易受到来自控制器的噪声的影响，但增益 稍小（转矩控制器的高频路径增益在运些状况下相当恒定）。
[0057] 从W第一速率到W第二、较低的速率对转矩要求信号进行下采样，有效地减小信 号的带宽，而未在信号中引入任何滞后（仅仅小的固定的滞后）。运减小了系统所暴露于的 噪声的带宽，而仅仅引入了极小的有效延迟，与引入动态延迟的传统滤波方法不同。
[0058] 值得注意的是，利用在电流控制器内的运些信号的功能仍然W正常的速率运 行-W第一速率接收转矩要求信号，即使在特定状况下它们W较低的第二速率改变值-意 味着即使信号是静态的，功能仍然使用所述值用于计算，即功能将在看到如图4所示的变 化之前看到用于多次迭代的相同的值。对于W下采样因子为4在1ms采样的信号，在更新 一个新的值之前会有4个恒定的值，或带宽被减小到四分之一，从IKHz到250Hz，如图4所 /J、-〇
[0059] 如图5所示，运阻止信号W高于下采样的带宽的速率变化。但运引入了混叠的