一种带预调制电压不含运放的电压模带隙基准电路的制作方法

本发明属于模拟集成电路技术领域，尤其涉及一种电源抑制性能良好、低温飘的带隙基准电路。

背景技术：

在当今的集成电路设计中，基准电压源是模拟ic中的一个关键模块，可应用于各类的电源管理芯片、ad/da转换器等电路中，为电路中各部分提供参考电压。基准电路为保证精确性，要尽量减少对工艺参数和温度等因素的影响，因此，基准电路对低温飘和电源抑制等因素有较高的要求。

在模拟电路中，电源电压的变化常常对电路的工作状态或输出电压造成较大影响，使输出的模拟量无法维持在一个精确的范围内。同时，同一个电路，在不同的工作温度下，由于电路中各个电子器件的性质有相应差异，温度的变化也会对电路输出的模拟量的精确度造成影响。为了使温度变化对电路特性的影响尽可能小，输出电压常采用正温系数和负温系数相补偿的带隙基准电路，得到一个低温飘的输出量。常规的带隙基准中，为了保证产生正温系数的两条支路的偏置电流相等，需要使用运算放大器来钳位两端电压相等，或者使用自偏置电流镜来达到此目的，但前者涉及到一定性能的运算放大器，会占用额外面积且设计复杂度增加，后者使用自偏置电流镜，限制了输出摆幅，且需要设计启动电路，在电路的复杂度方面仍存在一定的劣势。

技术实现要素：

本发明解决的问题，就是针对常规带隙基准受电源变化影响大、所占面积大等一系列问题，提供一种电源抑制性能良好、低温飘、无须运放且面积合理的带隙基准电路。

为了解决上述问题，本发明采用如下技术方案：

一种电源抑制性能良好、低温飘的带隙基准电路，包括预调制电压产生电路、带隙基准电路、负反馈环路；

所述的预调制电压产生电路1，其特征在于，所述电路部分包含偏置电流产生部分3和低温飘的预调制电压产生部分4；偏置电流产生部分3包含一个二极管链接形式的mos管mp1和电阻r1，mp1的源端与电源输入电压vin相连，mp1的漏端与电阻r1的一端相连，r1的另一端接地；低温飘的预调制电压产生部分4包含一个pmos管mp2和nmos管mn1，电容c1，npn管qn1、qn2、qn3、qn4，电阻r1、r2、r3；mp2栅端与mp1栅端相连，其漏端与mn1栅端相连，mp2源端接电源电压vin；qn1的集电极与mp2漏端相连，qn1基极与qn2基极相连，qn2的基极与集电极短接，qn2集电极与r2一端相连，r2的另一端与mn1的源端相连，mn1的漏端接电源电压vin；qn1的发射极与qn3的集电极相连，qn2的发射极与qn4的集电极相连，qn4的基极与qn1发射极相连，qn3的基极与qn2的发射极相连，qn3的发射极接地，qn4的发射极与r3一端相连，r3的另一端接地；mn1的源端输出预调制电压vdd；

所述的带隙基准电路2，其特征在于，所述部分包含一对电流镜ibias1和ibias2，带隙电路和带修调的电阻；电流镜ibias1和ibias2的电流大小相等，ibias1的上端接预调制电压vdd，下端接qn5的集电极，qn5的发射极接r4的一端，r4的另一端接地；ibias2的上端接预调制电压vdd，下端接qn6的集电极，qn6的发射极接r9的一端，r9的另一端接qn9的集电极，qn9的发射极接地；qn5的基极与qn6的基极相连，qn9的基极与qn8的集电极相连，qn8的发射极与电阻r8的一端相连，r8的另一端接地，qn8的集电极还与r7的下端相连；qn7的集电极与qn8的基极相连，同时连接到r6的一端，r6的另一端与r5的一端相连，qn7的基极与r5、r6的连接点相连；r5与r7的上端相连，且连接到qn5、qn6的基极；电容c2两端分别连接于qn9的基极和qn6的集电极；

所述负反馈环路，其特征在于，包含一个采样网络分压部分，前馈放大级5，由2个源随器构成的缓冲级6；采样网络分压部分由r12、r7、qn8和r8构成；前馈放大级的输出为qn6的集电极；缓冲级由nmos源随器mn2和pmos源随器mp5以及偏置部分mp3、mp4、r11构成；mn2的栅极连qn6的集电极，mn2的漏端接预调制电压vdd，源端接r10的一端，r10的另一端接地；mn2的源端接mp5的栅端，mp5的栅端接mn2的源端，mp5的漏端接地，mp5的源端接mp4的漏端，mp4的栅端与mp3的栅端相连，源端接预调制电压vdd；mp3栅漏短接，源端接预调制电压vdd，漏端接电阻r11的一端，r11的另一端接地；，mp5的源端与r12一端相连，r12的另一端与r7、r5相连，r12为可通过修调调整的电阻；mp5的源端即为输出基准电压vref。

本发明的益处在于，通过产生预调制电压，使得产生基准的电路能工作于一个相对稳定的次级预调制电源电压vdd下，从而获得更好的电源抑制性能；在带隙基准产生部分，本发明既未使用传统结构中的自偏置电流镜或差分运放，也无须启动电路；为了稳定输出电压的稳定性，引入负反馈环路并进行相应补偿；本发明在保证带隙基准的输出精度、低温飘、电源抑制良好等特性的情况下，对电路复杂度和设计所需面积成本进行了优化。

附图说明

图1是实现本发明的系统原理架构图；

图2是该发明中预调制电压产生电路原理图；

图3是该发明中带隙基准产生电路与负反馈环路的电路原理图；

图4是该发明中负反馈环路的结构框架图；

具体实施方式

下面结合附图，给出本发明的最佳实施例，并给予详细的描述。

图1所示为实现本发明的系统原理架构图，包含：预调制电压产生电路1、带隙基准电路2。

整个系统电路的输入电压源为vin，该电压可能会随着应用情况的改变而改变，且该电源可能含有电源噪声，会对电路的精度造成影响。经过预调制电路部分，得到的后续电路的次级电源电压vdd，是一个相对低温飘且具有一定电源抑制能力的电压源，可为后续的带隙基准电路供电。

图2是预调制电压产生部分的具体电路图。二极管连接形式的mos管mn1和电阻r1共同作用为整个电路提供了原始的偏置电流，该电流经mp2镜像至其所在支路。qn1、qn2、qn3的发射结面积相同，qn4的发射结面积为qn3的n1倍，由于qn1和qn2发射结面积相同，其发射极电流也大致相等，交叉耦合的qn3和qn4能保证它们偏置状态大致相同，且形成了一条从qn2的基极到地的pn结通路，即：

vbe2+vbe3＝vbe1+vbe4+i0·r3····································································(1)

vbe表示对应npn管的基极-发射极结电压，vbe1＝vbe2，i0为流经r3所在支路的电流；

由(1)式可推得该电流为ptat电流。

因此，vdd的电压为：

由式(2)可见，vdd电压由一个正温系数项和负温系数项相加，所以通过电阻r2、r3比例与qn3、qn4发射结面积比例的调节，可使vdd达到一个相对较低的温飘系数；

当电源电压有一个上升趋势的变化，原本经过mn1使vdd也跟着上升，但电源的该上升趋势使mp1的栅极电压上升，从而mp2的栅压也获得一个上升的电压，该上升的电压经过共源级mp2和源随器mn1到达vdd，经历了一次反相，可抑制vdd的上升趋势；同时，电容c1能滤去部分电源高频噪声。因此，vdd电压能在一定程度上抑制电源电压的变化带来的影响。

图3是该发明中带隙基准产生电路与负反馈环路的电路原理图。电流镜ibias1与ibias2为共栅共源型的电流镜，镜像比例1:1，保证qn5和qn6的集电极电流相等；qn5、qn6、qn7、qn9的发射极面积相等，qn8的发射极面积为qn7的n2倍；电阻r4、r5、r7的电阻值相等，电阻r6、r8的电阻相等；

由qn5为起点，经qn5-r4、r5-qn7、r7-qn9三条支路到地，可列电压方程组：

vbe5+ibias1·r4＝iq7·r5+vbe7······································································(3)

vbe5+ibias1·r4＝ir7·r7+vbe9·····································································(4)

忽略基极电流，iq7为qn7集电极电流，ir7为流经r7的电流，r4＝r5＝r7；

由式(3)可得：可解得ibias1＝iq7；

由对于qn5和qn9，由于其发射极面积相同，is5＝is9，且ic5＝ibias1＝ibias2＝ic9；代入式(4)，可得ir7＝ibias1＝iq7，所以qn7和qn8的集电极电流相等。

由r5与r6的连接点到地，可得电压方程：

vbe7＝ibias1·r6+vbe8+ibias1·r8＝vbe8+2ibias1·r8················································(5)

由式(5)可得：可见ibias1为ptat电流；

带隙基准电压vref由一个正温系数项与负温系数项相加，通过对r12、r5、r8电阻值的调节，可达到一个很低的温飘系数。

图4是该发明中负反馈环路的结构框架图；a1为图3中共射极qn9形成的增益级，a2为共射级qn6形成的增益级，c3是为保证环路稳定性的密勒补偿电容；vin为从输出电压反馈网络中获得电压，这里作为前馈增益级的小信号输入，kvin同样为从输出电压反馈网络中获得电压，与vin存在一个由反馈网络决定的系数k的倍数关系；vin对应图3中qn9的基极，kvin对应图3中的qn6基极；vo为前馈增益级的小信号输出电压，对应图3中mn2栅极；n-buffer与p-buffer为由源随器mn2和源随器mp5构成的缓冲级；vref与vo同相，仅有直流电平的差异。

由kvin和vin至vo的信号通路，可列方程：vo＝a2·(k·vin-a1·vin)；经补偿提升环路稳定性后，负反馈环路使得该带隙基准输出电压更加精确稳定。

综上所述，本发明通过预调制电压部分，提高了带隙基准的电源噪声抑制能力，并为带隙基准产生部分提供一个相对低温飘的预调制电压；负反馈环路提高了电路的稳定性与输出电压的精度；带隙基准产生部分通过对电阻比例的设计，在产生低温飘输出电压的同时，未使用运放和自偏置电流镜，无须启动电路，对电路复杂度和设计所需面积成本进行了优化。

以上对本发明的其中一种实施方式做了详细说明，但仅仅是本发明的较佳实施实例而已。本发明并不限于上述实施方式，在本技术领域技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施事例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。