本发明涉及低压差稳压器，特别是一种高速稳定的低压差稳压器。
背景技术：
请参阅图1，其为现有技术的低压差稳压器的架构图。现有技术中的低压差稳压器即ldo最基本的ldo架构如图1所示。对于不确定的输入(电源电压vdd)，输出电压vo总能保持与参考电压vref相等。这是因为vo和vref接在了一个误差放大器的两输入端。误差放大器(ea)和整个环路的高增益，使得ea输入虚短，即vo＝vref。
当负载电流il跳变时，为了稳定vo，需要一个较大的输出电容co，在ldo环路来不及反应的时候提供il所需的电流变化。
另一方面，功率器件mp为了提供所需的较大电流，通常需要很大尺寸，ea很难直接驱动，因此ea和mp的中间要加入一级驱动器(buf)。而ea的输出，及buf的输出，均为高阻，且均有寄生电容，使得ldo环路至少存在三个极点(p0-2)。为了使这样的环路稳定，传统的ldo采用了很大的co，使得输出极点p0频率很低。但这样使得ldo的增益带宽积(gbw)很小，ldo的速度很慢。同时，较大的co难以片上集成，只能采用片外器件，降低了集成度，特别不能适应当前片上系统(soc)的发展要求。
请参阅图2，其为现有的翻转电压跟随器的结构示意图。为了提升ldo速度，提高集成度，有一种翻转电压跟随器(flipvoltagefollower，fvf)的结构如图2所示。该结构在mp的下面加了一个m1管，形成了一个共栅放大器。共栅放大器的输出接至mp的栅极形成反馈。该结构的反馈路径较短(仅经过一级共栅放大即反馈至mp的栅极)，且成功的将系统变为了更稳定的两极点系统(两极点分别为p0和pg)。对于较先进的工艺，mp的栅极寄生电容cg比较小，因此pg远离p0，系统稳定；但对于不太先进的工艺，pg不能远离p0，导致系统的相位裕度可能较小，仍输出不稳定，如图3所示，其为fvf的幅频响应图。最恶劣的情况是ldo最大负载电流的情况，此时ldo输出极点负载阻抗最小，因此p0与pg最接近。采用65nm进行仿真，相位裕度为10°。
请参阅图4，其为超级源跟随器的示意图。为了使pg远离p0，可以在mp和共栅放大器输出之间加入一个超级源跟随器(supersourcefollower，ssf)：m3和偏置电流源i3构成了一个普通的源跟随器，加上m4和偏置电流源i4构成了ssf。该ssf能将mp的栅极的阻抗降低至1/(gm3·gm4·rx)(其中gm3-4分别为m3-4的跨导，rx为x点的阻抗)，从而可能使得pg远离p0。因此，期望ssf方案的幅频响应如图5，其为ssf的幅频响应示意图。但是，该方案同时引入了两个高频极点，分别在p1,2。其中，p2和pg是一对复数极点对|p2,g|。
其中根号内在大部分工艺下<0，因此是复数根。
其中cx为x点的寄生电容，r3为m3的电阻。
然而，对于较先进的工艺(如65nm)，这对复数极点极有可能在gbw附近，造成相位的急剧下降，系统不稳定。p1也一般会处在gbw附近，进一步降低了相位裕度，如图6，其为ssf实际的幅频响应示意图。从图6中可知，其仿真结果仅有-100°的相位裕度。
技术实现要素：
本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供了一种高速稳定的低压差稳压器。
本发明通过以下的方案实现：一种高速稳定的低压差稳压器，包括误差放大器、第一场效应管、第二场效应管、功率器件、第一电流源、第二电流源、负载电流源、第一电容、第二电容、第三电容和超级源跟随器；
所述误差放大器的正极输入端接收参考电压，负极输入端与输出端连接；
所述第二场效应管的漏极与误差放大器的输出端连接，源极通过第二电流源接地，栅极通过第二电流源接地；
所述功率器件的漏极接入电源电压，功率器件的源极与所述第一场效应管的漏极连接，同时分别通过第一电容接地、通过负载电流源接地、通过第三电容、第一电流源接地；
所述第一场效应管的栅极与第二场效应管的栅极连接，第一场效应管的漏极与功率器件的源极连接，第一场效应管的源极通过第一电流源接地，同时与超级源跟随器输入端连接；
所述超级源跟随器输出端与功率器件的栅极连接，同时通过第二电容接地。
相比于现有技术，本发明在m1的两端加入电容cm，使得p1＝1/(ry·cm)，成为主极点(即频率最低的极点)，其中ry为y点的电阻；同时自带一个左半平面的零点z1≈gm1/cm，其中gm1为m1的跨导。合理选取gm1，可以使得z1在p1后不远处抵消了p1；这使得ldo仍具有较高的低频增益，以及较大的gbw。
进一步，所述超级源跟随器包括：第三电流源、第四电流源、第三场效应管、第四场效应管和阻尼系数控制模块；
所述第三电流源的一端与电源电压连接，另一端分别与第三场效应管的漏极和第四场效应管的漏极连接；
所述第三场效应管的栅极与第一场效应管的源极连接，第三场效应管的源极通过第四电流源接地；
所述第四场效应管栅极与第三场效应管的源极连接，并与阻尼系数控制模块连接，所述第四场效应管源极接地。
进一步，所述阻尼系数控制模块包括跨导放大器和第四电容；所述跨导放大器的输入端与第三场效应管的源极连接，所述跨导放大器的输出端通过第四电容与第四场效应管的栅极连接。
进一步，所述阻尼系数控制模块包括第五场效应管、第四电容和第五电流源；所述第五场效应管的漏极与电源电压连接，第五场效应管的栅极与第四场效应管的栅极连接，第五场效应管的源极通过第五电流源接地；所述第四电容的两端分别与第五场效应管的栅极和源极连接。
综上，本发明相比于现有技术，具备以下的效果：
1、本发明在m1的两端加入电容cm，使得p1＝1/(ry·cm)，成为主极点(即频率最低的极点)，其中ry为y点的电阻；同时自带一个左半平面的零点z1≈gm1/cm，其中gm1为m1的跨导。合理选取gm1，可以使得z1在p1后不远处抵消了p1；这使得ldo仍具有较高的低频增益，以及较大的gbw。
2、本发明通过在ssf中增加dfc模块，将ssf中原本的复数极点对|p2,g|，有效的分开成为两个实数极点p2和pg。
与现有技术
3、本发明能容纳较宽的ldo负载电流范围。对于小负载电流，p0可能接近z1甚至p1，但由于z1总能抵消其中一个极点，在低频处的相移最多达到90°；而由于p0和p2分得更开，整体的相位裕度将接近90°。
为了更好地理解和实施，下面结合附图详细说明本发明。
附图说明
图1是现有技术的低压差稳压器的架构图。
图2是现有的翻转电压跟随器的结构示意图。
图3是fvf的幅频响应图。
图4是超级源跟随器的示意图。
图5是ssf的幅频响应示意图。
图6是ssf实际的幅频响应示意图。
图7是本发明实施例1的低压差稳压器的架构图。
图8是本发明增加了电容cm后的ldo幅频响应示意图。
图9是本发明加入dfc后的大负载电流的幅频响应示意图。
图10是本发明的小负载电流的幅频响应示意图。
图11是本发明的实施例2的低压差稳压器的架构图。
具体实施方式
以下结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
本发明为了解决现有技术中的缺陷，提供了一种能够达到高速稳压的低压差稳压器。具体的技术方案通过以下的实施例进行介绍：
实施例1
请参阅图7，其为本发明实施例1的低压差稳压器的架构图。本发明提供了一种高速稳定的低压差稳压器，包括误差放大器ea、第一场效应管m1、第二场效应管m2、功率器件mp、第一电流源i1、第二电流源i2、负载电流源il、第一电容co、第二电容cg、第三电容cm和超级源跟随器ssf。
所述误差放大器ea的正极输入端接收参考电压vdd，负极输入端与输出端连接。
所述第二场效应管m2的漏极与误差放大器ea的输出端连接，源极通过第二电流源i2接地，栅极通过第二电流源i2接地。
所述功率器件mp的漏极接入电源电压vdd，功率器件mp的源极与所述第一场效应管m1的漏极连接，同时分别通过第一电容co接地、通过负载电流源il接地、通过第三电容cm和第一电流源i1接地。
所述第一场效应管m1的栅极与第二场效应管m2的栅极连接，第一场效应管m1的漏极与功率器件mp的源极连接，第一场效应管m1的源极通过第一电流源i1接地，同时与超级源跟随器ssf输入端连接。
所述超级源跟随器ssf输出端与功率器件mp的栅极连接，同时通过第二电容cg接地。
本发明在m1的两端加入电容cm，使得p1＝1/(ry·cm)，成为主极点(即频率最低的极点)，其中ry为y点的电阻；同时自带一个左半平面的零点z1≈gm1/cm，其中gm1为m1的跨导。合理选取gm1，可以使得z1在p1后不远处抵消了p1；这使得ldo仍具有较高的低频增益，以及较大的gbw。
请参阅图8，其为本发明增加了电容cm后的ldo幅频响应示意图。从图8中可知，与图6相比，在复数极点对之前抵消了一个极点，而导致相位裕度有一定提升。但由于复数极点对仍然靠近gbw，相位裕度依然有较大幅度的下降(仿真显示此时相位裕度为-20°)。
因此作为本发明的进一步改进，在加入cm的基础上，在超级源跟随器ssf中加入阻尼系数控制(dampingfactorcontrol，dfc)。具体的结构如下：
所述超级源跟随器ssf包括：第三电流源i3、第四电流源i4、第三场效应管m3、第四场效应管m4和阻尼系数控制模块dfc。
所述第三电流源13的一端与电源电压vdd连接，另一端分别与第三场效应管m3的漏极和第四场效应管m4的漏极连接。
所述第三场效应管m3的栅极与第一场效应管m1的源极连接，第三场效应管m3的源极通过第四电流源i4接地。
所述第四场效应管m4栅极与第三场效应管m3的源极连接，并与阻尼系数控制模块dfc连接，所述第四场效应管m4源极接地。
具体的，在本实施例1中，所述阻尼系数控制模块包括跨导放大器gmd和第四电容cd；所述跨导放大器gmd的输入端与第三场效应管m3的源极连接，所述跨导放大器gmd的输出端通过第四电容cd与第四场效应管m4的栅极连接。
请参阅图9，其为本发明加入dfc后的大负载电流的幅频响应示意图。本发明将ssf中原本的复数极点对|p2,g|，有效的分开成为两个实数极点p2和pg。
与现有技术
进一步，本发明能容纳较宽的ldo负载电流范围。请参阅图10，其为本发明的小负载电流的幅频响应示意图。小负载电流时，p0可能接近z1甚至p1，但由于z1总能抵消其中一个极点，在低频处的相移最多达到90°；而由于p0和p2分得更开，整体的相位裕度将接近90°(仿真显示相位裕度为80°)。
实施例2
相比于实施例1，本实施例2的阻尼系数控制模块的主要构成方式不同。具体为，请参阅图11，其为本实施例2的低压差稳压器的架构图。所述阻尼系数控制模块dfc包括第五场效应管m5、第四电容cd和第五电流源i5。所述第五场效应管m5的漏极与电源电压vdd连接，第五场效应管m5的栅极与第四场效应管m4的栅极连接，第五场效应管m5的源极通过第五电流源i5接地；所述第四电容cd的两端分别与第五场效应管m5的栅极和源极连接。
本实施例2中，dfc模块由m5、i5和cd构成。其中，m5和i5构成了gmd，其中i5可以采用电阻，m5可以采用pmos。
综上，本发明相比于现有技术，具备以下的效果：
1、本发明在m1的两端加入电容cm，使得p1＝1/(ry·cm)，成为主极点(即频率最低的极点)，其中ry为y点的电阻；同时自带一个左半平面的零点z1≈gm1/cm，其中gm1为m1的跨导。合理选取gm1，可以使得z1在p1后不远处抵消了p1；这使得ldo仍具有较高的低频增益，以及较大的gbw。
2、本发明通过在ssf中增加dfc模块，将ssf中原本的复数极点对|p2,g|，有效的分开成为两个实数极点p2和pg。
与现有技术
3、本发明能容纳较宽的ldo负载电流范围。对于小负载电流，p0可能接近z1甚至p1，但由于z1总能抵消其中一个极点，在低频处的相移最多达到90°；而由于p0和p2分得更开，整体的相位裕度将接近90°。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。