专利名称：记录信息再现装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及记录信息再现装置，特别涉及将光盘的记录信息信号进行再现的记录信息再现装置。
以往，提出了根据从高密度记录的光盘的相邻3个记录信迹由各自光束进行再现的信号，来进行串音除去并且从中央的信迹中获得S/N比良好的再现信号的三光束法的记录信息再现装置的各种建议，而不预先记录用于除去串音的前置信号，来进行再现信号的串音除去并提高记录容量的三光束法的记录信息再现装置是已知的((日本)特开平9-320200号公报)。
在现有的记录信息再现装置中，分别采样从光盘的任意一个记录信迹由一个光束再现的第一读取信号、以及从与这个信迹的两侧相邻的两条信迹由各自光束再现的两个第二读取信号，并变换成第一和第二采样值序列，其中，从第二采样值序列中通过可变系数滤波器来求串音分量，用减法器从上述第一采样值序列中减去该串音分量，而且，通过过零采样提取单元从该减法器的输出采样值序列中提取过零采样值，通过滤波器系数单元来更新上述可变系数滤波器的滤波器系数，使得该过零采样值收敛值为0，并且通过判断单元，根据减法器的输出采样值序列来进行再现信号的判断。
但是，在上述现有的记录信息再现装置中，可变系数滤波器的滤波器系数的更新使用LMS自适应算法来使误差信号变为0，但上述误差信号是仅从减法器的输出采样值序列中提取的过零采样值，存在收敛慢、错误判断多这样的问题。此外，由于不进行局部响应均衡，所以还存在不能进行维特比解码，错误进行从具有更高密度记录倾向的光盘中读取的S/N低的再现信号的数据还原的可能性大这样的问题。
此外，在再现信号是从光盘按TPP(切向推挽法)法读出的信号、或具有硬盘和磁带那样的微分特性的情况下，如图2和图28所示，信号在0附近取得连续的值，所以在串音检测中不能检测数据变化点。即，不可能提取串音成分，不能实现除去串音。
即，在同一系统中，在与具有积分和微分特性的信号两者对应的情况下，需要准备两种串音除去系统，在电路规模、成本方面存在问题。
本发明是鉴于以上方面的发明，目的在于提供可实现对微分系的信号的串音除去的记录信息再现装置。
本发明的另一目的在于提供收敛迅速并且可靠地进行记录媒体的记录信息再现的记录信息再现装置。
本发明的另一目的在于提供使用局部响应均衡来正确地再现高密度记录的记录媒体的记录信息的记录信息再现装置。
本发明的另一目的在于提供通过简单的结构来实现除去串音的记录信息再现装置。
本发明的另一目的在于用于将具有微分系特征的信号以PR(a、b、-b、-a)进行均衡的有效的再现装置。
而且，本发明的目的在于提供兼顾对应于积分信号的串音除去和对应于微分系信号的串音除去的记录信息再现装置。
本发明的另一目的在于提供使用包括除去串音的二维局部响应均衡来正确地再现高密度记录的记录媒体的记录信息的记录信息再现装置。
本发明的另一目的在于提供兼顾将具有积分特性的信号进行PR(a、b、b、a)均衡的有效单元和将具有微分系特性的信号进行PR(a、b、-b、-a)均衡的有效单元的再现装置。
本发明为了解决上述问题，提供一种记录信息再现装置，对记录媒体上记录的要再现的任意的一个记录信迹中读取的第一再现信号进行解码，其特征在于，包括第一减法单元，从所述第一再现信号中减去用具有规定的滤波特性的滤波器处理第二记录信迹的信号所得的信号，并输出相减后得到的信号，第二记录信迹的信号从将与所述要再现的任意一个记录信迹相邻的至少一个记录信迹读取；检测单元，检测所述第一再现信号是否为峰值，输出峰值点信息；第二减法单元，接受所述峰值点信息和所述第一减法单元的输出信号，以所述峰值点信息表示峰值时的来自所述第一减法单元的输出信号和规定值的差分值作为误差信号来输出；以及系数生成单元，根据所述误差信号，来可变地控制所述滤波器的滤波特性，使得所述误差信号最小。
本发明为了解决上述问题，提供一种记录信息再现装置，对记录媒体上记录的要再现的任意的一个记录信迹中读取的第一再现信号用横向滤波器进行局部响应均衡后进行解码，其特征在于，包括第一减法单元，从所述第一再现信号中减去用具有规定的滤波特性的滤波器处理第二再现信号的信号所得的信号，输出相减后的信号，该第二再现信号从将与所述要再现的任意一个记录信迹相邻的至少一个记录信迹读取；检测单元，检测所述横向滤波器的输入信号或输出信号是否为峰值，输出峰值点信息；虚拟判断单元，接受所述峰值点信息和所述均衡化后的再现信号，根据由所述局部响应均衡的种类和所述再现信号的扫描宽度限制码的种类所决定的状态转变来决定波形均衡信号的虚拟判断值；第二减法单元，将所述虚拟判断值和来自所述第一减法单元的输出信号的差分值作为误差信号来输出；以及系数生成单元，根据所述误差信号，来可变控制所述横向滤波器的抽头系数和所述滤波器的滤波特性，使得所述误差信号最小。
本发明为了解决上述问题，提供一种记录信息再现装置，其特征在于，包括读取单元，在记录媒体上的记录信迹组内，获得从要再现的任意一个的记录信迹中读取的第一再现信号和与从要再现的任意一个记录信迹相邻的至少一个记录信息信迹中读取的第二再现信号；A/D变换单元，将所述第一再现信号和所述第二再现信号分别单独变换为数字信号，并输出第一数字再现信号和第二数字再现信号；重采样运算锁相环电路，对所述第一数字再现信号重采样生成以期望的比特率采样的数字数据，并且生成比特时钟，而且检测所述第一数字再现信号的峰值采样点，输出峰值点信息；第一横向滤波器，将所述重采样运算锁相环电路的输出数字数据根据第一滤波器系数来进行波形均衡；延迟电路，将所述峰值点信息在各比特采样定时中延迟规定时间；虚拟判断单元，作为输入接受表示所述局部响应均衡等种类的PR模式信号、表示所述再现信号的扫描宽度限制码种类的RLL模式信号、来自所述延迟电路的多个所述峰值点信息、以及波形均衡后的再现信号，根据以所述PR模式信号和RLL模式信号决定的状态转变、以及所述多个峰值点信息的码型，来计算波形均衡信号的虚拟判断值，将该虚拟判断值和所述波形均衡后的再现信号的差分值作为误差信号来输出；第一系数生成单元，根据所述虚拟判断单元的输出误差信号，可变地控制所述第一滤波器系数，使得所述误差信号最小；采样单元，对来自所述A/D变换单元的所述第二数字再现信号，根据所述重采样运算锁相环电路的输出比特时钟来进行重采样运算，输出采样信号；第二横向滤波器，根据第二滤波器系数对所述采样信号单独地进行滤波，输出与所述要再现的一个记录信迹的至少一个相邻的记录信迹的读取信号对应的模拟串音信号；第二系数生成单元，根据所述虚拟判断单元的输出误差信号，可变地控制所述第二滤波器系数；以及减法电路，从所述第一横向滤波器的输出信号中减去所述模拟串音信号，并输出所述波形均衡后的再现信号。
而且，本发明为了解决上述问题，提供一种记录信息再现装置，对从记录媒体上记录的要再现的任意一个记录信迹读取的第一再现信号进行解码，其特征在于，包括第一减法单元，从所述第一再现信号中减去用具有规定的滤波特性的滤波器处理第二再现信号所得到的信号，并输出相减后的信号，第二再现信号从与所述要再现的任意一个记录信迹相邻的至少一个记录信迹读取；零检测单元，检测所述第一再现信号是否过零，输出0点信息；峰值检测单元，检测所述第一再现信号是否为峰值，输出峰值点信息；选择单元，输入所述0点信息和所述峰值点信息，并选择某一个作为点信息来输出；第二减法单元，将在所述峰值点信息表示峰值的定时中的来自所述第一减法单元的输出信号和规定值的差分值作为误差信号来输出；以及系数生成单元，根据所述误差信号来可变控制所述滤波器的所述滤波特性，使得所述误差信号最小。
本发明为了解决上述问题，提供一种记录信息再现装置，在将从记录媒体上记录的要再现的任意一个记录信迹中读取的第一再现信号用横向滤波器进行局部响应均衡后进行解码，其特征在于，包括第一减法单元，从所述横向滤波器的输出信号中减去用具有规定的滤波特性的滤波器处理第二再现信号后的信号，该第二再现信号从将与所述要再现的任意一个记录信迹相邻的至少一个记录信迹读取，输出波形均衡后的再现信号；零检测单元，检测所述横向滤波器的输入信号或输出信号是否过零，输出0点信息；峰值检测单元，检测所述横向滤波器的输入信号或输出信号是否为峰值，输出峰值点信息；选择单元，输入所述0点信息和所述峰值点信息，并选择某一个作为点信息来输出；虚拟判断单元，接受所述峰值点信息和所述波形均衡的再现信号，根据所述局部响应均衡的种类和所述再现信号的扫描宽度限制码的种类决定的状态转变来决定波形均衡信号的虚拟判断值；第二减法单元，将所述虚拟判断值和来自所述第一减法单元的输出信号的差分值作为误差信号来输出；以及系数生成单元，根据所述误差信号，可变控制所述横向滤波器的抽头系数和所述滤波器的滤波特性，使得所述误差信号最小。
本发明为了解决上述问题，提供一种记录信息再现装置，其特征在于，包括读取单元，在记录媒体上的记录信迹组内，获得从要再现的任意一个的记录信迹中读取的第一再现信号和与从要再现的任意一个记录信迹相邻的至少一个记录信迹中读取的第二再现信号；A/D变换单元，将所述第一再现信号和所述第二再现信号分别单独变换为数字信号，并输出第一数字再现信号和第二数字再现信号；第一重采样运算锁相环电路，对所述第一数字再现信号重采样运算并生成以期望的比特率采样的数字数据，并且生成比特时钟，而且检测所述第一数字再现信号的过零采样点，输出0点信息；第二重采样运算锁相环电路，对所述第一数字再现信号重采样运算并生成以期望的比特率采样的数字数据，并且生成比特时钟，而且，检测所述第一数字再现信号的峰值重采样点，输出峰值点信息；选择单元，输入所述0点信息和所述峰值点信息，选择其中某一个作为峰值点信息来输出；第一横向滤波器，将所述重采样运算锁相环电路的输出数字数据根据第一滤波器系数来进行波形均衡；延迟电路，将所述点信息在各比特采样定时中延迟规定时间；虚拟判断单元，将表示所述局部响应均衡种类的PR模式信号、表示所述再现信号的扫描宽度限制码种类的RLL模式信号、来自所述延迟电路的多个所述点信息、以及波形均衡后的再现信号作为输入来接受，根据以所述PR模式信号和RLL模式信号决定的状态转变、以及所述多个点信息的码型，来计算波形均衡信号的虚拟判断值，将该虚拟判断值和所述波形均衡后的再现信号的差分值作为误差信号来输出；第一系数生成单元，根据所述虚拟判断单元的输出误差信号，可变地控制所述第一滤波器系数，使得所述误差信号最小；重采样单元，对来自所述A/D变换单元的所述第二数字再现信号，根据所述重采样运算锁相环电路的输出比特时钟来进行重采样运算，输出采样信号；第二横向滤波器，根据第二滤波器系数来分别进行滤波，输出与所述要再现的一个记录信迹的至少一个相邻的记录信迹的读取信号对应的模拟串音信号；第二系数生成单元，根据所述虚拟判断单元的输出误差信号，可变地控制所述第二滤波器系数；以及减法电路，从所述第一横向滤波器的输出信号中减去所述模拟串音信号，并输出所述波形均衡后的再现信号。
图1是本发明第1实施例的方框图。
图2是微分系信号示例的示意说明图。
图3是光束法产生的束点和信迹的位置关系示例的示意说明图。
图4是局部响应特性的说明图。
图5是表示PR(a、b、b、a)的特性和扫描宽度限制规则RLL模式及虚拟判断器的虚拟判断值之间关系的图。
图6是图3的虚拟判断器示例的操作说明流程图。
图7是表示本发明的波形均衡前和波形均衡后的波形示例的图(其1)。
图8是表示本发明的波形均衡前和波形均衡后的波形示例的图(其2)。
图9是表示本发明的波形均衡前和波形均衡后的波形示例的图(其3)。
图10是本发明第2实施例的方框图。
图11是本发明第3实施例的方框图。
图12是本发明第4实施例的方框图。
图13是本发明第5实施例的方框图。
图14是本发明第6实施例的方框图。
图15是本发明第7实施例的方框图。
图16是本发明第8实施例的方框图。
图17是本发明第9实施例的方框图。
图18是本发明第10实施例的方框图。
图19是本发明第11实施例的方框图。
图20是本发明第12实施例的方框图。
图21是本发明第13实施例的方框图。
图22是本发明第14实施例的方框图。
图23是本发明第15实施例的方框图。
图24是本发明第16实施例的方框图。
图25是本发明第17实施例的方框图。
图26是本发明第18实施例的方框图。
图27是本发明第19实施例的方框图。
图28是积分信号示例的示意说明图。
图29是积分系统的局部响应特性的说明图。
图30是微分系统的局部响应特性的说明图。
图31是表示PR(a、b、b、a)的特性和扫描宽度限制规则RLL模式及虚拟判断器的虚拟判断值之间关系的图。
图32是表示PR(a、b、-b、-a)的特性和扫描宽度限制规则RLL模式及虚拟判断器的虚拟判断值之间关系的图。
图33是与虚拟判断器的积分对应的示例操作说明流程图。
图34是与虚拟判断器的微分对应的示例操作说明流程图。
图35是表示本发明的积分对应的波形均衡前和波形均衡后的波形例的图(其1)。
图36是表示本发明的积分对应的波形均衡前和波形均衡后的波形例的图(其2)。
图37是表示本发明的积分对应的波形均衡前和波形均衡后的波形例的图(其3)。
图38是表示本发明的微分对应的波形均衡前和波形均衡后的波形例的图(其1)。
图39是表示本发明的微分对应的波形均衡前和波形均衡后的波形例的图(其2)。
图40是表示本发明的微分对应的波形均衡前和波形均衡后的波形例的图(其3)。
图41是本发明第20实施例的方框图。
图42是本发明第21实施例的方框图。
图43是本发明第22实施例的方框图。
图44是本发明第23实施例的方框图。
图45是本发明第24实施例的方框图。
图46是本发明第25实施例的方框图。
图47是本发明第26实施例的方框图。
图48是本发明第27实施例的方框图。
图49是本发明第28实施例的方框图。
图50是本发明第29实施例的方框图。
图51是本发明第30实施例的方框图。
图52是本发明第31实施例的方框图。
图53是本发明第32实施例的方框图。
图54是本发明第33实施例的方框图。
图55是本发明第34实施例的方框图。
图56是本发明第35实施例的方框图。
图57是本发明第36实施例的方框图。
图58是与虚拟判断器的积分对应的另一例的操作说明流程图。
图59是与虚拟判断器的微分对应的另一例的操作说明流程图。
以下，参照附图来说明本发明的实施例。(实施例1)图1表示本发明的记录信息再现装置的第1实施例的方框图。在本实施例中，对于作为记录媒体示例的光盘的相邻的三条记录信迹(以下也简单地记为信迹)，使用分别形成三个光束点的公知的三光束法。即，如图3所示，在每旋转一次从一条信迹形成的光盘的任意的信迹Ti来再现记录信息信号时，将再现专用的光束点B0形成在信迹Ti上，在与信迹Ti的两侧相邻的信迹Ti-1和Ti+1中内周侧信迹Ti-1上形成光束点B1，而在外周侧信迹Ti+1上形成光束点B2。
这3个光束点B0、B1、B2以中央的光束点B0为中心，在光盘的旋转方向上，将光束点B1保持配置在后方位置(或前方位置)、将光束点B2保持配置在前方位置(或后方位置)的状态来进行跟踪是众所周知的。这3个光束点B0、B1、B2产生的反射光分别通过公知的光学系统被变换为读取信号。
在上述读取信号中，将中央的要再现的信迹Ti的读取信号提供给图1的A/D变换单元11，将内周侧的相邻信迹Ti-1的读取信号提供给图1的A/D变换单元12，而将外周侧的相邻信迹Ti+1的读取信号提供给图11的A/D变换单元13。A/D变换单元11、12、13将输入的读取信号以主时钟进行采样并变换为数字信号，提供给下级的AGC/ATC电路14、15、16，这里，对振幅一定控制的自动振幅控制(AGC)和二值比较器的阈值适当地进行直流(DC)控制的自动阈值控制(ATC)。
将AGC/ATC电路14的输出信号提供给重采样DPLL17。重采样DPLL17是用自身的块来完成环路的数字PLL(锁相环)，对输入信号重采样运算(间歇内插)并生成以期望的比特速率采样的数字数据，通过延迟调整器20提供给横向滤波器21。此外，重采样DPLL17检测重采样数据的峰值，将由此得到的峰值点信息通过延迟调整器20提供给后述的抽头延迟电路32。
而且，重采样DPLL17生成用于比特采样的比特时钟BCLK，并且生成表示用于重采样运算的内分比例的参数T.ratio，将它们分别提供给重采样电路18和19，这里，将来自AGC/ATC电路15和16的数字信号按参数T.ratio所示的比例在比特时钟BCLK中进行重采样运算。比特时钟BCLK是穿孔时钟(Punctured Clock)。所述峰值点信息以比特时钟为单位来表示比特采样的数据中的正或负的峰值电平。
由重采样电路18和19分别取出的信号通过延迟调整器23、24提供给横向滤波器25、26。所述横向滤波器21和上述的横向滤波器25、26从各自乘法器-低通滤波器(LPF)27、28、29输入滤波器系数，对输入信号进行与其对应特性的滤波处理。
横向滤波器21根据乘法器/LPF27的抽头系数(滤波器系数)来进行波形均衡处理，降低来自要再现的期望的信迹的读取信号的前后信号的码间干扰的影响。该横向滤波器21的输出波形均衡读取信号通过后述的减法器30和31提供给虚拟判断电路33，这里，输入抽头延迟电路32的延迟信号、表示局部响应(PR)的种类的PR模式信号、以及表示光盘上记录的信号的扫描宽度限制码长度(最小反相间隔或最大反相间隔)的RLL模式信号，根据它们来输出虚拟判断结果。
该虚拟判断结果和虚拟判断电路33的输入信号(减法器31的输出信号)在减法器34中被相减，其差分值作为误差信号用反向器35进行极性反向后提供给乘法器/LPF27，这里，与横向滤波器21的抽头输出相乘并检测相关，用LPF来积分。乘法器/LPF27的输出积分值使上述误差信号的值为0，作为横向滤波器21的滤波器系数(抽头系数)输入到横向滤波器21。
上述横向滤波器21、乘法器/LPF27、虚拟判断电路33、抽头延迟电路32、减法器34、反向器35组成的反馈环以众所周知的LMS算法为基本，但虚拟判断电路33是本发明人提出的电路，进行以局部响应均衡为前提的虚拟判断(设定收敛目标)。
在这里，说明局部响应(PR)特性，例如将PR(a、b、-b、-a)的特性赋予图4(A)所示的孤立波来均衡，则该均衡波形为众所周知的如图4(B)所示的那样。而且，在连续波中，该均衡波形取得-(a+b)、-a、0、a、a+b的5个值。如果将该5个值输入到维特比解码器中，则原来的数据(输入值)和PR均衡后的再现信号(输出值)都受到过去信号的约束，如果通过该信号和(1，X)RLL输入信号的“1”未连续利用两次以上，可知可以用图4(C)所示的状态转变图来表示。
在图4(C)中，S0～S5表示由前一个输出值决定的状态。从该状态转变图至例如状态S2时，可知输入值为a+2时输出值转变到变为1的状态S3，输入值为2b时输出值转变到变为1的状态S4，但未输入除此以外的输入值，此外，假设进行输入，可知该输入为误差。
图4(D)表示信号的扫描宽度限制为(2，X)情况的状态转变图，可知没有从S5到S1、以及从S2到S4的转变。
图5是表示上述的PR(a，b，-b，-a)的特性和虚拟判断电路33的输出的虚拟判断值之间关系的图。在该图中，第一行上的PR模式表示输入到虚拟判断电路33的信号的值，第一左列的RLL模式表示输入到虚拟判断电路33的信号。
PR模式的值表示局部响应特性是PR(1，-1)、PR(1，1，-1，-1)、PR(1，2，-2，-1)、PR(1，3，-3，-1)、PR(2，3，-3，-2)以及PR(3，4，-4，-3)的某一个。特别是PR(1，-1)是众所周知的PR4(Partial Response Class IV局部响应类IV)，PR(1，1，-1，-1)是众所周知的EPR4(Extended Partial Response Class IV扩展的局部响应类IV)。
此外，在图5中，PR(1，-1)是PR(a，b，-b，-a)的a＝0、b＝1的情况。而且，在图5中，增益G是将绝对值的最大值(a+b)归一化的乘法系数，用A/(a+b)来表示(其中，A是任意的电平)。
来自减法器31的波形均衡再现信号作为当前时刻的信号D3来使用。另一方面，来自重采样-DPLL17的峰值点信息通过延迟调整22提供给抽头延迟电路32，该抽头延迟输出被输入到虚拟判断电路33。虚拟判断电路33根据后述的算法来进行以局部响应均衡为前提的虚拟判断(设定收敛目标)。
下面，与图6的流程图一起来详细说明虚拟判断电路33的操作。这里，为了简单，说明信号的扫描宽度限制是(2，X)的情况。这里，上述的峰值点信息的值是“1”时表示峰值，这在图4(C)所示的PR(a，b，-b，-a)的状态转变图中以‘a+b’或‘-(a+b)’这样的值来表示，在转变到状态S1→S2或S4→S5的过程中发生。
这种情况下，在图4(C)中，峰值的极性可以按采样点的极性来判断。而且，如果知道从某个峰值至下个峰值的间隔，即知道从状态S2至状态S5、或从状态S5至状态S2的转变数，则确定路径，要取得的值对各个采样点变得明确。
此外，在上述状态转变图中，‘a+b’或‘-(a+b)’以外的值、即不是峰值时，上述峰值点信息的值PK是“0”。根据该状态转变图，峰值(PK＝1)未被连续两次取出，在(2，X)的情况下，在相邻的PK＝1期间存在最少2个“0”。
在实际的信号中，因噪声等的影响，还充分预想错误进行峰值本身的检测，但在反馈控制的情况下，如果可正确判断的概率使错误的概率上升，则应该在正确的方向上收敛，此外，由于进行充分的积分处理，所以认为单发的噪声实用上没有问题。
着眼于以上方面，虚拟判断电路33首先通过抽头延迟电路32来识别每个比特时钟的周期输入的峰值点信息的PK值，判断连续5个时钟周期的5个值都为“0”(图6的步骤61)、还是上述5个值中仅最后的值为“1”(图6的步骤62)、还是上述5个值中仅最初的值为“1”(图6的步骤63)、还是上述5个值的最初和最后的值为“1”而其余的3个值为“0”(图6的步骤64)。
这些参数在着眼的峰值点信息的PK值的中央值为“0”时，是前后两侧的峰值点信息的PK值都为“0”的情况，此时，由于是信号波形靠近0的情况，所以满足这些参数的某个时，根据式Q＝0 (1)来计算虚拟判断值Q(图6的步骤65)。
即使在没有上述某个参数时，也可判断连续的5个时钟周期的5个峰值点信息的PK值是“01010”、“01001”、“10010”、“00010”、以及“01000”中的哪个(图6的步骤66、69～72)。这四个参数是连续的5个峰值点信息内中央值不表示峰值点，并且与中央值前后相邻的2个峰值点信息的某个表示峰值点的情况。
在是上述5个参数的某个时，按照式P＝a×G (2)来计算P值(图6的步骤73)。其中，在式(2)和后述的式(3)中，G表示图5所示的增益，a、b表示PR(a，b，b，a)中的a和b的值。这些a、b以及G的值是根据通过端子43输入的PR模式信号、通过端子44输入的RLL模式信号来求的已知值。
在步骤72中，在峰值点信息的PK值被判断为上述以外值时，根据式P＝(a+b)×G (3)来计算P值(图6的步骤77)。例如，连续5个的峰值PK的中央值为“1”的情况与此情况相当。
在按上述步骤73和77的某个计算P值后，接着判断从D型触发器47取出的当前时刻的波形均衡信号3D是否大于0(图6的步骤74)。在当前时刻的波形均衡信号D3是0以上时，以最终虚拟判断电平Q作为P值(图6的步骤75)，而在为负时，以最终虚拟判断电平Q作为-P的值(图6的步骤76)。
通过以上的虚拟判断处理所得的虚拟判断电平Q被提供给图1的减法器34，获得与当前时刻的波形均衡信号D3的差分而作为误差信号，通过INV35输出到乘法器/LPF27，在那里被相乘后除去高频分量，作为抽头系数输出到横向滤波器21。这样，通过可变控制横向滤波器21的抽头系数，使得从图3的减法器52取出的误差信号为0，可以使收敛范围扩大来最佳地进行横向滤波器21的波形均衡。
这样，虚拟判断电路33将表示局部响应均衡的种类的PR模式信号、表示再现信号的扫描宽度限制码的种类的RLL模式信号、来自抽头延迟电路32的多个峰值点信息、以及减法器31的输出波形均衡后再现信号作为输入来接受，根据PR模式信号和RLL模式信号决定的状态转变和多个峰值点信息的码型，来计算波形均衡信号的虚拟判断电平Q。将该虚拟判断电平Q作为目标值提供给图1的减法器34，获得与实际信号的波形均衡后再现信号的差分而作为误差信号。
另一方面，从图1的重采样电路18和19分别取出的信号由延迟调整电路23、24赋予固定的延迟，大致与后述的模拟串音的时间一致而被输入到横向滤波器25、26。对横向滤波器25、26供给抽头系数(滤波器系数)的乘法器/LPF28、29输入从所述减法器34输出的误差信号，在那里与横向滤波器25、26的抽头输出相乘并提取相邻信迹信号的相关性，而且，将该相关值用LPF来积分，并输入到横向滤波器25、26。
这样，横向滤波器25、26的抽头系数(滤波器系数)按照相邻信迹信号的相关值来更新，从横向滤波器25、26中取出与来自内周侧、外周侧的各信迹的读取信号对应的模拟串音信号。这些横向滤波器25、26的输出模拟串音信号在减法器30、31中被分别减去来自横向滤波器21的波形均衡后的要再现的信迹的再现信号。由此，从减法器31抵消除去来自横向滤波器21的波形均衡后的要再现信迹的再现信号中的串音，作为S/N良好的再现信号来输出。本实施例是反馈处理，所以可以实现稳定的操作。
在本实施例中，在包括横向滤波器21的要再现信迹的再现信号码间干扰除去块和基于来自包括横向滤波器25及26的相邻信迹的再现信号的模拟串音生成块中，都对为了使同一误差信号为0的各抽头系数(滤波器系数)进行控制，所以不发生控制的冲突。
此外，可以明确识别串音分量的情况是在所要求的信迹的再现信号平坦时(反相间隔大的状态)、即在0附近是连续的状态，对于在以往的过零检测中不能正确检测的情况来说，在本实施例中，向值为0或a+b这样的明确的值收敛，同时以来自这些值的误差作为误差信号来获得与相邻信迹信号的相关，可提取串音分量，所以可以正确并且迅速地收敛。即，具有不仅从过零或峰值点、而且可以从局部响应均衡对应的所有采样点的信息中提取误差信号的特征。
此外，在使用重采样DPLL17的情况下，A/C变换器11中使用的采样时钟与比特时钟不同步，这对于相邻信迹的再现信号的采样时钟也相同。一定的相位偏差用模拟串音发生器也可以吸收(横向滤波器25、26本身也可以看作重采样运算器)，但频率偏差等情况中，由于采样时间间隔不一定，所以以往的模拟串音发生器不能对此加以处理。
另一方面，利用由重采样DPLL17生成的、重采样运算时的内分比例T-ratio和比特时钟BCLK，用重采样器18、19来进行来自相邻信迹的再现信号的重采样运算，所以可以对付频率偏差。此外，对于相位来说，由后级的延迟调整器23、24来进行大致一致，然后由使用横向滤波器25和26的模拟串音发生器来担当。由此，可以使用重采样DLL17。将延迟调整器23、24配置在重采样器18、19的后级的原因在于，该方法可以减少延迟用重采样块的级数，在功能上也可以配置在重采样器18、19的前级。
重采样DPLL17被单独夹在AGC/ATC电路14和包括横向滤波器21的要再现信迹的再现信号的码间干扰除去块之间，并且，在自身的块中形成环，所以可以期待可靠的收敛。另一方面，在不使用重采样DPLL17的情况下，需要外带的电压控制振荡器(VCO)，此外，用A/D变换器来进行比特采样，所以形成包括A/D变换器的PLL环，作为A/D变换器，由于需要高速的变换器，所以成本升高。
此外，在不使用重采样DPLL17的情况下，由于形成包括AGC/ATC电路的PLL环，所以存在各自干扰、不能向适当的方向收敛的情况，而且，将AGC环、ATC环、PLL环都设置到外部，也可考虑由模拟电路来构成，但需要增加电压控制放大器(VCA)，此外，受到模拟电路特有的时间性变化、单元偏差的不良影响。由以上可知，如本实施例所示，期望使用重采样DPLL的结构，特别是在光盘中，记录再现系统在频率特性中具有高频衰减特性，适合于过采样。<第2实施例>
接着，说明本发明的另一实施例。图10表示本发明的记录信息再现装置的第2实施例的方框图。图中，与图1相同的结构部分标以同一标号，并省略其说明。图10的第2实施例的特征在于，在A/D变换器11～13和AGC/ATC电路14～16之间使用数字的前置均衡器(PreEQ)37～39。<第3实施例>
图11表示本发明的记录信息再现装置的第3实施例的方框图。图中，与图1相同的结构部分附以同一标号，并省略其说明。图11的第3实施例的特征在于，在A/D变换器11～13的输入侧使用模拟的前置均衡器(PreEQ)41～43。<第4实施例>
图12表示本发明的记录信息再现装置的第4实施例的方框图。图中，与图1相同的结构部分都标以相同的标号，并省略对其的说明。图12所示的第4实施例的特征在于，设置了虚拟判断电路45，在虚拟判断中，不使用峰值点信息而使用固定的阈值进行判断。即，从减法器31取出的波形均衡后的再现信号一方面被输出到后级的维特比解码电路，同时被提供给虚拟判断电路45，在这里与规定的阈值进行比较来检测峰值点，根据该峰值的连续码型，按照上述的算法来进行虚拟判断。
该虚拟判断电路45的虚拟判断结果和虚拟判断电路45的输入信号(减法器31的输出信号)在减法器34中被相减，将其差分值作为误差信号用反相器35将极性反相后供给乘法器/LPF27，产生使上述误差信号的值为0的横向滤波器21的滤波器系数(抽头系数)并输入到横向滤波器21。在本实施例中，由于不使用来自重采样DPLL17的峰值点信息，所以不需要延迟调整器22和抽头延迟电路32。<第5实施例>
图13表示本发明的记录信息再现装置的第5实施例的方框图。图中，与图1相同的结构部分赋予同一标号，并省略其说明。在图13中，在光盘上形成的信迹组中相邻的3个信迹内，中央的要再现的信迹Ti的读取信号被输入到电压控制放大器(VCA)47，内周侧的相邻信迹Ti-1的读取信号被输入到VCA48，而外周侧的相邻信迹Ti+1的读取信号被输入到VCA49并进行DC控制。
将VCA47、48、49的各输出读取信号提供给下级的A/D变换器50、51、52，以主时钟被采样并变换为数字信号，在下级的固定均衡器53、54、55中赋予均衡特性后，提供给AGC/ATC检测电路56、57、58，在那里生成用于将振幅控制到一定的自动振幅控制(AGC)和对阈值适当进行直流(DC)控制的自动阈值控制(ATC)的增益控制信号和DC控制信号。将该增益控制信号提供给VCA47、48、49，可变控制该增益。由此，在本实施例中，可以与模拟电路一起进行AGC和ATC。<第6实施例>
图14表示本发明的记录信息再现装置的第6实施例的方框图。图中，与图1相同的结构部分赋予同一标号，并省略其说明。在图14中，在光盘上形成的信迹组中相邻的3个信迹内，中央的要再现的信迹Ti的读取信号被输入到模拟的AGC/ATC电路61，内周侧的相邻信迹Ti-1的读取信号被输入到模拟的AGC/ATC电路62，而外周侧的相邻信迹Ti+1的读取信号被输入到模拟的AGC/ATC电路63，各自的振幅被控制得一定。
将AGC/ATC电路61、62、63的各输出读取信号提供给下级的A/D变换器50、51、52，以主时钟被采样并变换成数字信号，仅A/D变换器50的输出用下级的固定均衡器(EQ)53来赋予均衡特性。本实施例仅用模拟电路的AGC/ATC电路61、62、63来进行AGC和ATC。<第7实施例>
图15表示本发明的记录信息再现装置的第7实施例的方框图。图中，与图1相同的结构部分标以同一标号，并省略其说明。图15的第7实施例的特征在于，从减法器31输出到维特比解码器的波形均衡后的再现信号中提取峰值点信息。
即，将从减法器31取出的波形均衡后的再现信号提供给峰值检测器65，检测峰值点。峰值检测例如按相邻的点的关系来将其倾向的极性反相时，将表示存在前一个采样点的定时信息作为峰值点信息来输出。从峰值检测器65取出的峰值点信息被输入到抽头延迟电路32。由此，根据与图1同样的虚拟判断算法来得到虚拟判断结果。<第8实施例>
图16表示本发明的记录信息再现装置的第8实施例的方框图。图中，与图1相同的结构部分附以同一标号，并省略其说明。图16所示的第8实施例不使用重采样DPLL17、重采样电路18和19来再现记录信息。即，AGC/ATC电路14、15、16的各输出数字读取信号直接通过延迟调整器20、23、24提供给横向滤波器21、25、26。
从减法器31取出的串音被除去，并且波形均衡过的再现信号提供给虚拟判断电路33，同时被提供给峰值检测-相位比较器67，在那里进行峰值检测，将该检测峰值点的相位和电压控制振荡器(VCO)69产生的比特时钟的相位进行相位比较，作为相位误差信号来生成。该相位误差信号通过环形滤波器68作为控制电压施加在模拟或数字的电压控制振荡器(VCO)69上，可变控制其输出系统时钟频率。VCO69的输出系统时钟是比特时钟的自然数倍的频率，将装置的时钟施加在必要的各块上。<第9实施例>
图17表示本发明的记录信息再现装置的第9实施例的方框图。图中，与图11相同的结构部分标以同一标号，并省略其说明。在图19中，在光盘上形成的信迹组中相邻的三个信迹内，中央的要再现的信迹Ti的读取信号被输入到模拟的AGC/ATC电路71，内周侧的相邻信迹Ti-1的读取信号被输入到模拟的AGC/ATC电路72，外周侧的相邻信迹Ti+1的读取信号被输入到模拟的AGC/ATC电路73，各自振幅被控制得一定，并且适当地控制阈值。
AGC/ATC电路71的输出读取信号在下级的固定均衡器(EQ)41中被赋予均衡特性后，提供给A/D变换器11，以比特时钟被采样并变换成数字信号。此外，AGC/ATC电路72、73的各输出读取信号被提供给A/D变换器12、13，以比特时钟被采样并变换成数字信号。A/D变换器11、12、13的各输出数字信号通过延迟调整器20、23、24提供给横向滤波器21、25、26。
此外，固定均衡器41的输出模拟信号被提供给相位比较器74、环形滤波器75和76组成的PLL电路，形成具有比特时钟频率的自然数倍频率的系统时钟。另一方面，峰值检测器77按例如与相邻点的关系来将其倾向的极性反相时，将表示存在前一个采样点的定时信息作为峰值点信息提供给抽头延迟电路32。本实施例也具有与上述各实施例同样的特长。<第10实施例>
图18表示本发明的记录信息再现装置的第10实施例的方框图。图中，与图12、图16和图17相同的结构部分附以同一标号，并省略其说明。图18所示的第10实施例仅用模拟电路进行ATC-AGC，而不用数字VCO进行固定阈值判断。在图18中，从减法器31取出的波形均衡后的再现信号被输出到后级的维特比解码电路，同时被提供给虚拟判断电路45，在那里与规定的阈值进行比较并检测峰值，根据该峰值点的连续码型用所述算法来进行虚拟判断。
本发明不限于以上实施例，仅根据与峰值相当的信号电平，来可变地控制所述横向滤波器的抽头系数和所述滤波特性，也可以使所述误差信号最小。<第11实施例>
图19表示该情况的第11实施例的方框图。图中，与图1相同的结构部分标以同一标号，并省略其说明。虚拟判断电路100使用固定的阈值来进行判断。延迟调整22输出的峰值点信息提供给误差选择101而不提供给抽头延迟电路。误差选择101根据减法器34输出的误差信号仅提取与峰值的定时对应的误差信号，提供给乘法器/LPF28和29。<第12实施例>
图20表示本发明的记录信息再现装置的第12实施例的方框图。图中，与图12相同的结构部分标以同一标号，并省略其说明。虚拟判断电路102使用固定的阈值来进行判断。峰值检测103检测从减法器31输出的输出信号中检测峰值，将峰值点信息提供给误差选择电路104。误差选择104从减法器34输出的误差信号中仅提取与峰值的定时对应的误差信号，提供给乘法器/LPF28和29。<第13实施例>
图21表示本发明的记录信息再现装置的第13实施例的方框图。图中，与图17相同的结构部分标以同一标号，并省略其说明。虚拟判断电路105使用固定的阈值来进行判断。峰值检测器77输出的峰值点信息不供给抽头延迟电路而提供给误差选择106。误差选择106从减法器34输出的误差信号中仅提取与峰值的定时对应的误差信号，提供给乘法器/LPF28及29。<第14实施例>
图22表示本发明的记录信息再现装置的第14实施例的方框图。图中，与图18相同的结构部分标以同一标号，并省略其说明。虚拟判断电路107使用固定的阈值来进行判断。峰值检测器108从减法器31输出的输出信号中检测峰值，将峰值点信息提供给误差选择109。误差选择109从减法器34输出的误差信号中仅提取与峰值的定时对应的误差信号，提供给乘法器/LPF28及29。
本发明并不限于以上的实施例，也可以不使用局部响应均衡而仅使用串音除去功能。<第15实施例>
图23表示该情况的第15实施例的方框图。图中，与图19相同的结构部分赋予同一标号，并省略其说明。横向滤波器、乘法器/LPF、INV被去除，将延迟调整20的输出提供给减法器30。<第16实施例>
图24表示本发明的记录信息再现装置的第16实施例的方框图。图中，与图20相同的结构部分赋予同一标号，并省略其说明。横向滤波器、乘法器/LPF、INV被去除，将延迟调整20的输出提供给减法器30。<第17实施例>
图25表示本发明的记录信息再现装置的第17实施例的方框图。图中，与图21相同的结构部分标以同一标号，并省略其说明。横向滤波器、乘法器/LPF、INV被去除，将延迟调整20的输出提供给减法器30。<第18实施例>
图26表示本发明的记录信息再现装置的第18实施例的方框图。图中，与图22相同的结构部分标以同一标号，并省略其说明。横向滤波器、乘法器/LPF、INV被去除，将延迟调整20的输出提供给减法器30。
本发明并不限于以上的实施例，例如也可以将图1所示的延迟调整器20、23和24设置在AGC/ATC电路14、15和16的输入侧，在横向滤波器21、25和26有剩余的情况下，也可以省略。
此外，在以上的实施例中，对于与要再现信迹的两侧相邻的2个信迹的两光束的读取信号，分别专用地两系统设置生成模拟串音信号的电路系统，而如果有检测光束与光盘的照射角度的公知的倾斜传感器装置，则通过设置开关电路，根据倾斜传感器的输出信号，在与要再现的信迹的两侧相邻的2个信迹对应的两光束的读取信号内，仅选择串音分量多的读取信号，从而可以使上述模拟串音信号生成电路系统仅为一个系统。<第19实施例>
图27表示本发明的记录信息再现装置的第19实施例的方框图。在本实施例中，对于作为记录媒体示例的光盘的相邻的三个记录信迹，使用分别形成三个光束点的公知的三光束法。即，如图3所示，在从旋转1次来形成1个信迹的光盘的任意信迹Ti起再现记录信息信号时，将再现专用的光束点B0形成在信迹Ti上，在与信迹Ti两侧相邻的信迹Ti-1和Ti+1内，在内周侧信迹Ti-1上形成光束点B1，在外周侧信迹Ti+1上形成光束点B2。
这三个光束点B0、B1、B2以中央的光束点B0为中心，在光盘的旋转方向上，保持将光束点B1配置在后方位置(或前方位置)、光束点B2配置在前方位置(或后方位置)的状态来进行跟踪是众所周知的。这三个光束点B0、B1、B2产生的反射光分别通过公知的光学系统被变换成读取信号。
在上述读取信号中，这样的要再现的信迹Ti的读取信号被提供给图1的A/D变换器11，内周侧的相邻信迹Ti-1的读取信号被提供给图1的A/D变换器12，外周侧的相邻信迹Ti+1的读取信号被提供给图1的A/D变换器13。A/D变换器11、12、13以主时钟来采样输入的读取信号，并将其变换成数字信号，提供给下级的AGC/ATC电路14、15、16，在那里进行将振幅控制为一定值的自动振幅控制(AGC)和对二值比较器的阈值进行适当的直流(DC)控制的自动阈值控制(ATC)。
将AGC/ATC电路14的输出信号提供给重采样DPLL17。重采样DPLL17用在自身的块中形成环的数字PLL(同相环)电路重采样(间歇内插)运算并生成对输入信号以期望的比特速率采样的数字数据，通过延迟调整器20提供给横向滤波器21。此外，重采样-DPLL17按照输入的特性模式信号来进行与积分或微分的信号对应的相位引入动作。对于积分的信号，检测重采样数据的过零，将由此得到的点信息通过延迟调整器22提供给后述的抽头延迟电路32。此外，对于微分的信号，检测重采样数据的峰值，将由此得到的点信息通过延迟调整器22提供给后述的抽头延迟电路32。
而且，重采样DPLL17生成用于比特采样的比特时钟BCLK，并且生成用于表示重采样运算的内分比例的参数T.ratio，将它们分别提供给重采样电路18和19，在那里对AGC/ATC电路15和16产生的数字信号按参数T.ratio表示的比例用比特时钟BCLK进行重采样运算。比特时钟BCLK是穿孔时钟(Punctured Clock)。
将作为本实施例重要部分的特性模式信号预先输入到所述重采样DPLL17，按照输入信号的特性(积分特性、微分特性)，将锁定相位的对象在输入信号是积分系时切换为过零，而在微分系时切换为峰值，而且，输出与之对应的信息(积分时为0点信息，微分时为峰值点信息)。
同样，将所述特性模式信号预先输入到虚拟判断电路33，按照输入信号的特性(积分、微分)来切换虚拟判断算法。所述点信息是比特重采样的数据中的过零点，或是以比特时钟单位表示的比特采样的数据中的正或负的峰值。
由重采样电路18和19各自取出的信号通过延迟调整器23、24提供给横向滤波器25、26。所述横向滤波器21和上述横向滤波器25、26分别输入乘法器/低通滤波器(LPF)27、28、29产生的滤波器系数(抽头系数)，对输入信号进行与之对应特性的滤波处理。
横向滤波器21根据乘法器/LPF27的抽头系数(滤波器系数)来进行波形均衡处理，降低与来自要再现期望信迹的读取信号的前后信号的码间干扰的影响。该横向滤波器21的输出波形均衡后读取信号通过后述的减法器30和31提供给上述虚拟判断电路33，在那里输入抽头延迟电路32产生的延迟信号、表示局部响应(PR)种类的PR模式信号、表示光盘上记录的信号的扫描宽度限制码长度(最小反相间隔或最大反相间隔)的RLL模式信号，根据这些信号来输出虚拟判断结果。
该虚拟判断结果和虚拟判断电路33的输入信号(减法器31的输出信号)在减法器34中被相减，其差分值作为误差信号用反相器35反相极性后提供给乘法器/LPF27，在那里与横向滤波器21的抽头输出相乘并检测相关性，由LPF积分。乘法器/LPF27的输出积分值被输入到横向滤波器21，作为使上述误差信号为0的横向滤波器21的滤波器系数(抽头系数)。
上述横向滤波器21、乘法器/LPF27、虚拟判断电路33、抽头延迟电路32、减法器34、反向器35组成的反馈环以众所周知的LMS算法作为根本，但虚拟判断电路33是本发明人提出的电路，进行以局部响应均衡为前提的虚拟判断(设定收敛目标)。
这里，在对积分系的局部响应(PR)特性的说明中，例如如果将PR(a，b，b，a)的特性赋予图29(A)所示的的孤立波并进行均衡，则该均衡波形如众所周知的变为图29(B)所示那样。而且，在连续波中，该均衡波形获得0、a、a+b、2a、2b、a+2b、2a+2b这7个值。如果将该7个值输入到维特比解码器，则原来的数据(输入值)和PR均衡后的再现信号(输出值)受到过去的信号的制约，如果通过该7个值和利用通过(1，7)RLL，输入信号的“1”未连续2个以上，则可以用图29(C)所示的状态转变图来表示。
在图29(C)中，S0～S5表示由前一个输出值确定的状态。从该状态转变图可知，例如在状态S2时，输入值为a+2b时向输出值为1的状态S3转变，输入值为2b时向输出值为1的状态S4转变，但不输入除此以外的输入值，此外，可知如果进行输入，则是误差。
图29(D)表示输入信号的扫描宽度限制为(2，X)情况下的状态转变图，可知没有从S5到S1、以及从S2到S4的转变。
下面，在说明微分系的局部响应(PR)特性中，例如如果将PR(a，b，-b，-a)的特性赋予图30(A)所示的的孤立波并进行均衡，则该均衡波形众所周知变为图30(B)所示那样。而且，在连续波中，该均衡波形获取-(a+b)、-a、0、a、a+b这5个值。如果将该5个值输入到维特比解码器，则原来的数据(输入值)和PR均衡后的再现信号(输出值)受到过去的信号的制约，如果通过该5个值和(1，X)RLL，输入信号的“1”未利用连续2个以上，则可以用图30(C)所示的状态转变图来表示。
在图30(C)中，S0～S5表示由前一个输出值确定的状态。从该状态转变图可知，例如在状态S2时，输入值为a+2b时向输出值为1的状态S3转变，输入值为2b时向输出值为1的状态S4转变，但不输入除此以外的输入值，此外，可知如果进行输入，则是误差。
图30(D)表示输入信号的扫描宽度限制为(2，X)情况下的状态转变图，可知没有从S5到S1、以及从S2到S4的转变。
图31是表示上述积分系的PR(a，b，b，a)的特性和扫描宽度限制规则RLL模式及虚拟判断器51输出的虚拟判断值之间关系的图。在该图中，第一行上的PR模式表示经端子43输入到虚拟判断电路24的信号的值，第一左边的列的RLL模式表示经端子44输入到虚拟判断电路24的虚拟判断器51的信号，这里表示RLL(1，X)和RLL(2，X)。
PR模式的值表示局部响应特性为PR(1，1)、PR(1，1，1，1)、PR(1，2，2，1)、PR(1，3，3，1)、PR(2，3，3，2)和PR(3，4，4，3)的任一个。此外，RLL(1，X)表示最小反相间隔为“2”、最大反相间隔因调制方式而不同的规定值X的扫描宽度限制规则，RLL(2，X)表示最小反相间隔为“3”、最大反相间隔因调制方式而不同的规定值X的扫描宽度限制规则。
RLL(1，X)的情况与结合图29一起说明的那样，均衡波形在PR(a，b，b，a)时取得0、a、a+b、2a、2b、a+2b、2a+2b的7个值，与它们对应的各局部响应特性的虚拟判断值示于图30。在虚拟判断值中，箭头右侧的值表示使上述7个值的中央值‘a+b’为“0”的偏移时的值。RLL(2，X)表示与RLL(1，X)同样的虚拟判断值，但不存在RLL(1，X)的2a、2b所示的两行的值。这是因为不存在图29(C)的状态转变图的S5→S1、S2→S4的转变(因为不获取值2a、2b)。
此外，在图31中，PR(1，1)是PR(a，b，b，a)的a＝0、b＝1的情况。而且，在图31中，增益G是用于将偏移后的绝对值的最大值(a+b)*归一化的乘法系数，以A/(a+b)*来表示(其中，A是任意的电平)。
图32是表示上述微分系的RP(a，b，-b，-a)的特性和虚拟判断器51输出的虚拟判断值之间关系的图。在图中，第一行上的PR模式表示通过端子43输入到虚拟判断电路24的信号的值，左边的第一列RLL模式表示通过端子44输入到虚拟判断电路24的虚拟判断器51的信号。
PR模式的值表示局部响应特性是PR(1，-1)、PR(1，1，-1，-1)、PR(1，2，-2，-1)、PR(1，3，-3，-1)、PR(2，3，-3，-2)和PR(3，4，-4，-3)的某一个。特别是PR(1，-1)是众所周知的PR4(Partial Response ClassIV)，PR(1，1，-1，-1)是众所周知的EPR4(Extended Partial Response ClassIV)。
此外，在图32中，PR(1，-1)是PR(a，b，-b，-a)的a＝0、b＝1的情况。而且，在图5中，增益G用作将绝对值的最大值(a+b)归一化的乘法系数，以A/(a+b)来表示(其中，A是任意的电平)。
来自减法器31的波形均衡再现信号作为当前时刻的信号D3来使用。另一方面，来自重采样DPLL17的峰值点信息通过延迟调整22提供给抽头延迟电路32，其抽头延迟输出被输入到虚拟判断电路33。虚拟判断电路33根据后述的算法进行以局部响应均衡为前提的虚拟判断(设定收敛目标)。
下面，结合图33的流程图一起来详细说明积分模式的虚拟判断电路33的动作。这里，上述的0点信息的值Z为“1”时表示过零点，这在图29(C)所示的PR(a，b，b，a)的状态转变图中以‘a+b’这样的值来表示，并且在向状态S1→S2或状态S4→S5转变的过程中发生。
这种情况下，图29(C)中、右半部分的状态S2、S3和S4追寻正的值的路径(在归一化为a+b＝0的情况下，如图5的说明，是a+2b、2a+2b、2b的某一个)，左半部分的状态S5、S0和S1追寻负的值的路径(在归一化为a+b＝0的情况下，如图5的说明，是0、a、2a的某一个)，所以通过参照过零点的前后值，可以判断是正的路径还是负的路径。
但是，如果知道从某个过零点至下个过零点的间隔，即知道从状态S2至状态S5、或从状态S5至状态S2的转变数目，则可确定路径，要取得的值对于各个采样点变得明确。
此外，在上述的状态转变图中，在为‘a+b’以外的值、即不是过零点的情况下，上述的0点信息的Z值为“0”。根据该状态转变图，过零点(Z＝1)不连续取出2个，此外，RLL(1，X)的情况下，在相邻的Z＝1之间最少存在一个“0”(0点信息的Z值1→0→1变化时，即状态S2→S4→S5、或状态S5→S1→S2转变时)。在RLL(2，X)的情况下，在相邻的Z＝1之间最少存在两个“0”。2a和2b的值不存在。
在实际的信号中，因噪声等影响，还充分预想到错误进行过零点自身的检测，但在反馈控制的情况下，如果可以正确判断概率的错误概率上升，则应该向正确的方向收敛，此外，由于进行充分的积分处理，单发的噪声实用上没有问题。
着眼于以上方面，虚拟判断电路33识别每个比特时钟周期输入的点信息的Z值，判断连续的5个时钟周期的5个值都为“0”(图33的步骤161)、还是上述5个值内仅最后的值为“1”(图33的步骤162)、还是上述5个值内仅头一个值为“1”(图33的步骤163)、还是上述5个值的最前和最后的值为“1”而其余3个值为“0”(图33的步骤164)。
这些码型在所观察的点信息的Z值的中央值为“0”时，是前后两侧的0点信息的Z值都为“0”的情况，此时为信号波形固定在正侧或负侧的情况，所以在满足这些码型的某一个时，根据P＝(a+b)*×G(4)来计算大的P值(图33的步骤165)。其中，式(4)及后述的式(5)、式(6)中，G是图31所示的增益，a*、b*表示PR(a，b，b，a)中的a和b的值是使中央值(a+b)为0而偏移后的值。这些a*、b*和G的值是根据输入的PR模式信号和输入的RLL模式信号求出的已知的值。
在没有上述任何一个码型时，判断连续的5个时钟周期的5个0点信息的值是否为“01010”(图33的步骤166)，在该码型时，根据RLL模式信号来判断是否为RLL(1，X)的局部响应均衡(图33的步骤167)。该码型在所关注的中央值的0点信息的Z值为“0”时，是与中央值的前后两侧相邻的2个Z值都为“1”的情况，这如上所述，由于仅在RLL(1，X)时有可能发生，所以在是RLL(1，X)时，根据P＝(b-a)*×G(5)来计算P值(图33的步骤168)。此时，由于极性在第二个时钟中瞬时变化，所以根据式(5)来计算小的P值。
在连续的5个时钟的5个点信息的Z值不是“01010”时，判断这5个的0点信息的Z值是否是“01001”、“10010”、“00010”、及“01000”中的某个码型(图33的步骤169～172)。这4个码型不但表示连续的5个0点信息中中央值为过零点，而且表示与中央值相邻的2个点信息的一个也是过零点。
在是上述4个码型的某个时，或在步骤67中判断为RLL模式不是(1，X)时，根据式P＝b*×G(6)来计算P值(图33的步骤173)。此情况下，信号波形在短期间保持相同的极性，所以式(4)和式(5)的中间电平的P值根据式(6)来计算。
在上述步骤165、168和173的某个中算出值P后，接着判断从D型触发器47取出的当前时刻的波形均衡信号D3是否在0以上(图33的步骤174)。在当前时刻的波形均衡信号D3在0以上时，最终虚拟判断电平Q为P的值(图33的步骤175)，而为负时，最终虚拟判断电平Q为-P的值(图33的步骤176)。
在步骤72中判断为点信息的Z值不是“01000”时，最终虚拟判断电平Q为“0”(图33的步骤177)。例如，连续5个点Z的中央值是“1”的情况等与该情况相当。
下面，与图34的流程图一起更详细地说明微分系中的虚拟判断器33的操作。这里，为了简单起见，说明信号的扫描宽度限制是(2，X)的情况。其中，上述点信息的值PX为“1”时表示峰值，这在图30(C)所示的PR(a，b，-b，-a)的状态转变图中以‘a+b’或‘-(a+b)’这样的值来表示，在状态S1→S2或状态S4→S5的转变过程中发生。
这种情况下，在图30(C)中，峰值的极性可以按采样点的极性来判断。而且，如果从某个峰值至下个峰值的间隔已知，即从状态S2至状态S5、或从状态S5至状态S2的转变次数已知，则线路确定，要取得的值对于各个采样点变得明确。
此外，在上述状态转变图中为‘a+b’或‘-(a+b)’以外的值、即不是峰值时，上述的点信息的PK值是“0”。根据该状态转变图，峰值(PK＝1)未连续取出2个，在(2，X)的情况下，在相邻的PK＝1之间最少存在2个“0”。
在实际的信号中，因噪声等影响，要充分预想错误进行峰值本身的检测，但在反馈控制的情况下，如果可正确判断的概率使错误的概率上升，则应该在正确的方向上收敛，此外，由于进行充分的积分处理，所以认为单发的噪声实用上没有问题。
着眼于以上方面，虚拟判断电路33首先通过端子42、抽头延迟电路23来识别每个比特时钟的周期输入的峰值点信息的PK值，判断连续5个时钟周期的5个值都为“0”(图34的步骤261)、还是上述5个值中只有最后的值为“1”(图34的步骤262)、还是上述5个值中只有最初的值为“1”(图34的步骤263)、还是上述5个值的最初和最后的值为“1”、而其余的3个值都为“0”(图34的步骤264)。
这些参数在所观察的点信息的PK值的中央值为“0”时，是前后两侧的点信息的PK值都为“0”的情况，此时，由于是信号波形靠近0的情况，所以满足这些码型的某个时，根据式Q＝0(7)来计算虚拟判断值Q(图34的步骤265)。
即使在没有上述某个参数时，也可判断连续的5个时钟周期的5个峰值点信息的PK值是“01010”、“01001”、“10010”、“00010”、以及“01000”中的哪个(图34的步骤266、269～272)。这四个码型是连续的5个峰值点信息内中央值不表示峰值点，并且与中央值前后相邻的2个点信息的某个表示峰值点的情况。
在是上述5个参数的某个时，按照式P＝a×G(8)来计算P值(图34的步骤273)。其中，在式(8)和后述的式(9)中，G表示图7所示的增益，a、b表示PR(a，b，b，a)中的a和b的值。这些a、b以及G的值是根据通过端子43输入的PR模式信号、通过端子44输入的RLL模式信号来求得的已知值。
在步骤72中，在点信息的PK值被判断为上述以外值时，根据式P＝(a+b)×G(9)来计算P值(图34的步骤277)。例如，连续5个的峰值PK的中央值为“1”的情况与此情况相对应。
在按上述步骤273和277的某个计算P值后，接着判断从D型触发器47取出的当前时刻的波形均衡信号3D是否为0以上(图34的步骤274)。在当前时刻的波形均衡信号D3是0以上时，以最终虚拟判断电平Q作为P值(图34的步骤275)，而在为负时，以最终虚拟判断电平Q作为-P值(图34的步骤276)。
下面，更具体地说明积分系的上述虚拟判断处理的波形均衡。例如，将图35(A)中实线所示的波形的均衡后再现信号从横向滤波器21取出并输入到虚拟判断电路33的情况下，从重采样DPLL17将该图(A)的波形下部所示的Z值的0点信息也输入到该虚拟判断电路33。这里，在图35(A)中，○标记表示记录媒体上记录的扫描宽度限制码的原来的数据点。此外，×标记表示横向滤波器21产生的局部响应均衡时的均衡用的采样点，这些点与原来的数据点偏移180°(其他的图35(B)～(D)、图36、图37也同样)。
在图35(A)中，在连续的5个0点信息的Z值都为“0”时、“10000”时和“00001”时，根据所述式(4)来均衡(图33的步骤161～163、165)，如图35(B)所示，再现信号以与原来相同的波形来获得。如图33所示，上述的式(4)～式(6)的运算结果的波形均衡在连续5个0点信息的值Z的第3个定时中根据波形均衡信号D3的极性来进行。
图35(C)表示从重采样DPLL17取出的连续5个的0点信息的Z值为“10001”时的横向滤波器21的输出均衡后再现信号波形的一例。这种情况下，由于连续的5个0点信息的Z值的第3个定时的波形均衡信号D3的值为正，所以此时进行式(4)的波形均衡(图33的步骤164、165、174、175)，从横向滤波器21获得图35(D)所示的均衡后再现信号。
图36(A)表示从重采样DPLL17取出的连续5个的0点信息的Z值为“01010”时，并且RLL(1，X)时，以及连续的5个0点信息的Z值为“01001”时的横向滤波器21的输出均衡后再现信号波形的一例。这种情况下，由于连续的5个0点信息的Z值为“01010”时的波形均衡信号D3的值为正，所以进行式(5)的波形均衡(图33的步骤164～168、174、175)，而由于Z值为“01001”时的波形均衡信号D3的值为负，所以进行式(9)的负值的波形均衡(图33的步骤169、173、174、175)，从横向滤波器21获得如图36(B)所示的均衡后再现信号。
图37(A)表示从重采样DPLL17取出的连续5个的0点信息的Z值为“01000”时，以及连续的5个0点信息的Z值为“00010”时的横向滤波器21的输出均衡后再现信号波形的一例。这种情况下，由于连续的5个0点信息的Z值为“01000”、“00010”时波形均衡信号D3的值都为正，所以进行式(6)的波形均衡(图33的步骤171、173～175、或步骤172～175)，从横向滤波器21获得图37(B)所示的均衡后再现信号。
而且，图37(C)表示从重采样DPLL17取出的连续5个的0点信息的Z值为“01001”时、连续5个0点信息的Z值为“10010”时将横向滤波器21的输出均衡后再现信号波形的一例。这种情况下，由于连续的5个0点信息的Z值为“01001”、“10010”时的任何一个波形均衡信号D3的值为正，所以进行式(6)的正值的波形均衡(图33的步骤169、173～175、或步骤170、173～175)，从横向滤波器21获得图37(D)所示的均衡后再现信号。
这样，在本实施例中，参照0点信息的Z值，根据状态转变图以自己决定的值来进行均衡，所以可以进行不依赖于当前采样点的电平(即使靠近其他目标值也没有影响)的正确的波形均衡。此外，可以与不同的局部响应均衡对应，而且由于进行错误判断的概率比阈值固定的现有装置低，所以可以使收敛时间短。再有，本实施例同样可以应用于RLL(2，X)。如图31说明所示，可进行与RLL(1，X)大致相同的状态转变。
接着，更具体地说明微分系的上述虚拟判断处理的波形均衡。例如，在图38(A)中实线所示的波形的均衡后再现信号从横向滤波器21取出后被输入到虚拟判断电路33的情况下，该图(A)的波形的下部所示的PK值的峰值点信息从重采样DPLL19也被输入到虚拟判断电路24。这里，在图38(A)中，○标记表示由横向滤波器21进行局部响应均衡时的均衡采样点(其他的图38(B)、图39、图40也一样)。
在图38(A)中，连续5个峰值点信息的PK值都为“0”时、为“10000”时、以及为“00001”时，根据上述式(7)来均衡(图34的步骤261～263、265)，PK为“01000”时、以及为“00010”时，根据上述式(8)来均衡(图34的步骤271～272、273、274、275)，PK为“00100”时，根据上述式(9)来均衡(图34的步骤277、274、275)，如图38(B)所示，可获得与原来相同波形的再现信号。上述式(7)～式(9)的运算结果产生的波形均衡是以连续的5个峰值点信息的PK值的第3个定时、与波形均衡信号D3的极性对应进行的均衡，如图34所示。
在图39(A)中，表示从重采样DPLL17取出的连续5个的峰值点信息的PK值为“01001”时的横向滤波器21的输出均衡后再现信号波形的一例。这种情况下，由于连续的5个峰值点信息的PK值的第3个定时的波形均衡信号D3的值为正，所以此时进行式(7)的波形均衡(图33的步骤264、265)，从横向滤波器21获得图39(B)所示的均衡后再现信号。
图40(A)表示从重采样DPLL17取出的连续5个的峰值点信息的PK值为“01001”时、以及连续的5个0峰值点信息的PK值为“10010”时的横向滤波器21的输出均衡后再现信号波形的一例。这种情况下，由于连续的5个0点信息的PK值为“01001”、“10010”时任何一个波形均衡信号D3的值都为正，所以进行式(9)的波形均衡(图33的步骤269、273～275或步骤270、273～274、276)，从横向滤波器21获得图40(B)所示的均衡后再现信号。
这样，在本实施例中，参照峰值点信息的PK值，根据状态转变图以自己决定的值来进行均衡，所以可以进行不依赖于当前采样点的电平(即使靠近其他目标值也没有影响)的正确的波形均衡。此外，可以与不同的局部响应均衡对应，而且由于进行错误判断的概率比阈值固定的现有装置低，所以可以使收敛时间短。再有，本实施例同样可以应用于RLL(1，X)。如图32说明所示，可进行与RLL(2，X)大致相同的状态转变。
通过以上的虚拟判断处理获得的虚拟判断电平Q被提供给图27的减法器34，获得与当前时刻波形均衡信号D3的差分的误差信号，通过IVN35输出到乘法器/LPF27，在那里进行相乘后除去高频分量，作为抽头系数输出到横向滤波器21。这样，通过可变地控制横向滤波器21的抽头系数，使得从减法器34取出的误差信号变为0，可以使收敛范围扩大最佳地进行横向滤波器21的波形均衡。
这样，虚拟判断电路33将表示局部响应均衡种类的PR模式信号、表示再现信号的扫描宽度限制码种类的RLL模式信号、来自抽头延迟电路32的多个点信息、以及减法器31的输出波形均衡后再现信号作为输入接受，根据PR模式信号和RLL模式信号决定的状态转变、以及多个点信息的码型，来计算波形均衡信号的虚拟判断电平Q。将该虚拟判断电平Q作为目标值提供给图27的减法器34，获得与实际信号的波形均衡后再现信号的差分，作为误差信号。
另一方面，从图27的重采样电路18和19分别取出的信号被延迟调整器23、24进行固定的延迟，与后述的模拟串音的时间大致一致地进行，并输入到横向滤波器25、26。对该横向滤波器25、26供给抽头系数(滤波器系数)的乘法器/LPF28、29输入从所述减法器34输出的误差信号，在那里与横向滤波器25、26的抽头输出相乘，并提取相邻信迹信号的相关，而且用LPF来积分该相关值，输入到横向滤波器25、26。
这样，横向滤波器25、26的抽头系数(滤波器系数)按照相邻信迹信号的相关值来更新，从横向滤波器25、26取出与来自内周侧、外周侧的各信迹的读取信号对应的模拟串音信号。这些横向滤波器25、26的输出模拟串音信号在减法器30、31中与来自横向滤波器21的波形均衡后的要再现的信迹的再现信号分别相减。由此，从减法器31抵消来自横向滤波器21的波形均衡后的要再现信迹的再现信号的串音，以除去该串音，作为S/N良好的再现信号输出。本实施例是反馈处理，所以可以实现稳定的操作。
在本实施例中，在包括横向滤波器21要再现的信迹的再现信号的码间干扰除去块、以及基于来自包括横向滤波器25和26的相邻信迹的再现信号的模拟串音生成块中，由于控制各抽头系数(滤波器系数)来使相同的误差信号都为0，所以不发生控制的冲突。
此外，可清楚识别串音分量是以下状态在期望信息的再现信号平坦时(反相间隔大的状态)，即与积分系的信号有关，在最大值或最小值附近，与微分系的信号有关，在0附近；对于在现有的过零检测中不能正确检测的情况来说，在本实施例中，向值为0或a+b这样的明确值方向收敛，同时以来自这些值的误差作为误差信号来获得与相邻信迹信号的相关，提取串音分量，所以可以进行正确并且迅速的收敛。即，具有以下特征不仅从过零或峰值点，还可以从局部响应均衡对应的所有采样点的信息中提取误差信号。
此外，在使用重采样DPLL17的情况下，A/D变换器11中使用的重采样时钟与比特时钟不同步，对于相邻信迹的再现信号的采样时钟来说也同样。一定的相位偏差也可以用模拟串音发生器来吸收(横向滤波器25、26本身也可看作重采样运算器)，但在频率偏差等情况下，由于采样时间间隔不一定，所以用现有的模拟串音发生器不能进行处理。
另一方面，在本实施例中，利用由重采样DPLL17生成的、重采样运算时的内分比例T.ration和比特时钟BCLK，用重采样器18、19来进行来自相邻信迹的再现信号的重采样运算，所以可以对付频率偏差。此外，对于相位来说，由后级的延迟调整器23、24进行大致一致，再使用横向滤波器25和26来担任模拟串音发生器。由此，可以使用重采样DPLL17。再有，加工内延迟调整器23、24配置在重采样器18、19的后级的原因在于，该方法可减少延迟用触发器的级数，但在功能上，也可以配置在重采样器18、19的前级。
重采样DPLL17被单独夹在AGC/ATC电路14和包括横向滤波器21的用于除去要再现信迹的再现信号中码间干扰的单元之间，并且在自身的块中形成环路，所以可以有可靠的收敛。另一方面，在不使用重采样DPLL17的情况下，需要外部提供的电压控制振荡器(VCO)，此外，由于用A/D变换器来进行比特采样，所以形成包括A/D变换器的PLL环，作为A/D变换器，由于需要高速度，所以增加了成本。
此外，在不使用重采样DPLL17的情况下，由于形成包括AGC/ATC电路的PLL环，所以存在相互干扰、不能向适当的方向收敛的情况，而且，将AGC环、ATC环、PLL环都产生到外部，可以考虑采用模拟电路来构成，但是需要增加电压控制放大器(VCA)，此外，还会受到模拟电路特有的时间性变化和部件偏差的不良影响。由以上可知，如本实施例那样，期望使用重采样DPLL的结构，特别是在光盘中，记录再现系统在频率特性上具有高频衰减特性，适合于进行过采样。<第20实施例>
下面说明本发明的其他实施例。图41表示本发明的记录信息再现装置的第20实施例的方框图。在该图中，与图27相同的构成部分附以相同的标号，并省略其说明。图41的第20实施例的特征在于，在A/D变换器11～13、AGC/ATC电路14～16之间使用数字的预置均衡器(PreEQ)37～39。<第21实施例>
图42表示本发明的记录信息再现装置的第21实施例的方框图。在该图中，与图27相同的构成部分附以相同的标号，并省略其说明。图42的第21实施例的特征在于，在A/D变换器11～13的输入侧使用模拟的预置均衡器(PreEQ)41～43。<第22实施例>
图43表示本发明的记录信息再现装置的第22实施例的方框图。在该图中，与图27相同的构成部分标以相同的标号，并省略其说明。图43的第22实施例的特征在于设置虚拟判断电路45，在虚拟判断上使用固定的阈值而不使用点信息。即，从减法器31取出的波形均衡后的再现信号被输出到后级的维特比解码电路，另一方面，被提供给虚拟判断电路45，在那里与规定的阈值进行比较，检测0点或峰值点，根据该0点或峰值点的连续码型，用上述的算法来进行虚拟判断。此时，在重采样DPLL17上不需要特性模式，所以不供给。
该虚拟判断电路45产生的虚拟判断结果和虚拟判断电路45的输入信号(减法器31的输出信号)在减法器34中被相减，在其差分值作为误差信号用反向器35使极性反向后，提供给乘法器/LPF27，产生横向滤波器21的滤波器系数(抽头系数)并输入到横向滤波器21，使得上述的误差信号的值为0。在本实施例中，由于不使用来自重采样DPLL17的峰值点信息，所以不需要延迟调整器22和抽头延迟电路32。<第23实施例>
图44显示了本发明的记录信息再现装置的第23实施例的方框图。在该图中，与图27相同的构成部分给以相同的标号，并省略对其的说明。在图44中，在光盘上形成的信迹组中的相邻的3个信迹内，中央的要再现的信迹Ti的读取信号被输入到电压控制放大器(VCA)47，内周侧的相邻信迹Ti-1的读取信号被输入到VCA48，而外周侧的相邻信迹Ti+1的读取信号被输入到VCA49，并进行电平和DC控制。
VCA47、48、49的各输出读取信号被提供给后级的A/D变换器50、51、52，按主时钟被采样后变换成数字信号，在用后级的固定均衡器(EQ)53、54、55赋予均衡特性后，提供给AGC/ATC检测电路56、57、58，在那里生成用于将振幅控制为一定的自动振幅控制(AGC)和对阈值进行适当直流(DC)控制的自动阈值控制(ATC)的增益控制信号和DC控制信号。该增益控制信号被提供给VCA47、48，可变地控制其增益。由此，在本实施例中，可以使AGC和ATC与模拟电路一起动作。<第24实施例>
图45表示本发明的记录信息再现装置的第24实施例的方框图。在该图中，与图27相同的构成部分标以相同的标号，并省略其说明。在图45中，在光盘上形成的信迹组中的相邻的3个信迹内，中央的要再现的信迹Ti的读取信号被输入到模拟的AGC/ATC电路61，内周侧的相邻信迹Ti-1的读取信号被输入到模拟的AGC/ATC电路62，而外周侧的相邻信迹Ti+1的读取信号被输入到模拟的AGC/ATC电路63，并分别进行使振幅固定的控制。
AGC/ATC电路61、62、63的各读取信号被提供给后级的A/D变换器50、51、52，在按照主时钟进行采样后变换成数字信号，只有A/D变换器50输出用后级的固定均衡器(EQ)53来赋予均衡特性。本实施例仅使用模拟电路的AGC/ATC电路61、62、63来进行AGC和ATC。<第25实施例>
图46显示了本发明的记录信息再现装置的第25实施例的方框图。在该图中，与图27相同的构成部分标以相同的标号，并省略其说明。图46的第25实施例包括零点检测器201，检测减法器31的输出信号的过零点，将0点信息提供给点选择电路203；峰值检测器202，检测减法器31的输出信号的峰值点，将峰值点信息提供给点选择电路203；以及点选择电路203，根据上述特性模式，选择上述0点信息和上述峰值点的其中一个，作为点信息提供给抽头延迟电路32。上述特性模式也被输入到上述虚拟判断电路33，以切换虚拟判断的算法。
零点检测器201例如在输入均衡后再现信号的极性反相时，在附近的2个采样点中，将更接近0一方的点作为0点信息供给点选择电路203。
峰值检测器202例如在输入均衡后再现信号的相邻采样点的关系中的倾向反向时，在附近的2个采样点中，作为峰值点信息供给点选择电路23。
由此，根据与图27同样的虚拟判断算法，获得虚拟判断结果。具有以下特征可从减法器31向维特比解码器输出的波形均衡后的再现信号中提取点信息。<第26实施例>
图47表示本发明的记录信息再现装置的第26实施例的方框图。在该图中，与图27相同的构成部分标以相同的标号，并省略对其的说明。图47所示的第26实施例不使用重采样DPLL17、重采样电路18和19来再现记录信息。即，AGC/ATC电路14、15、16的各输出数字读取信号直接通过延迟调整器20、23、24提供给横向滤波器21、25、26。
将通过减法器31除去取出的串音、并且被波形均衡过的再现信号提供给虚拟判断电路33，另一方面，提供给过零检测/峰值检测/相位比较器67，在那里积分系时进行过零检测，在微分系时进行峰值检测，比较该检测点的相位和电压控制振荡器(VCO)69的比特时钟的相位，作为相位误差信号来生成。该相位误差信号通过环形滤波器68作为控制电压施加在模拟或数字的电压控制振荡器(VCO)69上，可变地控制其输出系统时钟频率。VCO69的输出系统时钟是比特时钟的自然数倍的频率，装置的时钟施加在需要的各块上。<第27实施例>
图48表示本发明的记录信息再现装置的第27实施例的方框图。在该图中，与图27相同的构成部分标以相同的标号，并省略其说明。在图48中，在光盘上形成的信迹组中的相邻的3个信迹内，中央的要再现的信迹Ti的读取信号被输入到模拟的AGC/ATC电路71，内周侧的相邻信迹Ti-1的读取信号被输入到模拟的AGC/ATC电路72，而外周侧的相邻信迹Ti+1的读取信号被输入到模拟的AGC/ATC电路73，并分别进行使振幅一定的控制，并且适当控制阈值。
AGC/ATC电路71的输出读取信号被用后级的固定均衡器(EQ)41赋予均衡特性后，提供给A/D变换器11，按主时钟采样后变换成数字信号。此外，AGC/ATC电路72、73的各输出读取信号提供给A/D变换器12、13，按主时钟采样后变换成数字信号。A/D变换器11、12、13的各输出数字信号通过延迟调整器20、23、24 提供给横向滤波器21、25、26。
此外，固定均衡器41的输出模拟信号提供给由相位比较器74、环形滤波器75和76组成的PLL电路，形成比特时钟的自然数倍的频率的系统时钟。
将延迟调整器20的输出信号输入到横向滤波器21，同时输入到零点检测器204和峰值检测器205，点选择电路206具有以下特征根据上述模式信号来选择从所述零点检测器204输出的0点信息和从上述峰值检测器205输出的峰值点信息中某一个，作为点信息提供给延迟电路32。<第28实施例>
图49是表示本发明的记录信息再现装置的第28实施例的方框图。在该图中，与图47相同的构成部分都标以相同的标号，并省略其说明。图49所示的第28实施例仅用模拟电路来进行ATC/AGC，而不使用数字VCO来进行固定阈值判断。在图49中，从减法器31取出的波形均衡后的再现信号被输出到后级的维特比解码电路，另一方面则被提供给虚拟判断电路45，在那里与规定的阈值进行比较，检测过零或峰值，根据该点的连续码型序列，用上述的算法来进行虚拟判断。
本发明不限于以上的实施例，仅根据与过零或峰值相当的信号的电平，也可以可变地控制所述横向滤波器的抽头系数和上述滤波器的特性，使得所述误差信号最小。<第29实施例>
图50表示该情况下的第29实施例的方框图。在该图中，与图27相同的构成部分附以相同的标号，并省略其说明。虚拟判断电路100使用固定的阈值来进行判断。从延迟调整电路22输出的点信息提供给误差选择101，而不提供给抽头延迟电路。误差选择101根据从减法器34输出的误差信号仅提取与峰值的定时对应的误差信号，提供给乘法器/LPF28和29。<第30实施例>
图51表示本发明的记录信息再现装置的第30实施例的方框图。在该图中，与图46相同的构成部分标以相同的标号，并省略其说明。从上述点选择电路203输出的点信息提供给误差选择104。误差选择104根据减法器34输出的误差信号，仅提取与过零或峰值的定时对应的误差信号，提供给乘法器/LPF28和29。所述特性模式也被输入到所述虚拟判断电路102，切换虚拟判断算法。<第31实施例>
图52表示本发明的记录信息再现装置的第31实施例的方框图。在该图中，与图48相同的构成部分标以相同的标号，并省略其说明。虚拟判断电路105使用固定的阈值来进行判断。点选择电路206输出的点信息提供给误差选择106，而不提供给抽头延迟电路。误差选择106根据减法器34输出的误差信号，仅提取与过零或峰值的定时对应的误差信号，提供给乘法器/LPR28和29。<第32实施例>
图53表示本发明的记录信息再现装置的第32实施例的方框图。在该图中，与图51相同的构成部分标以相同的标号，并省略其说明。虚拟判断电路107使用固定的阈值来进行判断。点选择电路203输出的点信息提供给误差选择109，而不提供给抽头延迟电路。误差选择109根据减法器34输出的误差信号，仅提取与过零或峰值的定时对应的误差信号，提供给乘法器/LPR28和29。
本发明不限于以上的实施例，也可以仅使用串音除去功能，而不使用局部响应均衡。<第33实施例>
图54表示这种情况下的第33实施例的方框图。在该图中，与图50相同的构成部分标以相同的标号，并省略其说明。去掉横向滤波器、乘法器/LPF、INV，将延迟调整20的输出提供给减法器30。<第34实施例>
图55表示本发明的记录信息再现装置的第34实施例的方框图。在该图中，与图51相同的构成部分标以相同的标号，并省略其说明。去掉横向滤波器、乘法器/LPF、INV，将延迟调整20的输出提供给减法器30。<第35实施例>
图56表示本发明的记录信息再现装置的第35实施例的方框图。在该图中，与图52相同的构成部分标以相同的标号，并省略其说明。去掉横向滤波器、乘法器/LPF、INV，将延迟调整20的输出提供给减法器30。<第36实施例>
图57表示本发明的记录信息再现装置的第36实施例的方框图。在该图中，与图53相同的构成部分标以相同的标号，并省略其说明。去掉横向滤波器、乘法器/LPF、INV，将延迟调整20的输出提供给减法器30。
本发明不限于以上的实施例，例如，重采样DPLL输出的点信息在PLL动作后另外检测过零或峰值，也可以作为点信息来输出。
本发明不限于以上的实施例，例如，也可以将图27所示的延迟调整器20、23和24设置在AGC/ATC电路14、15和16的输入侧，在横向滤波器21、25和26有裕量的情况下，也可以省略。
此外，对于与要再现的信迹的两侧相邻的2个信迹的两光束的读取信号，分别专门地用两个系统来设置生成模拟串音信号的电路系统。而如果有检测光束与光盘的照射角度的公知的倾斜传感器装置，则通过设置开关电路，根据倾斜传感器的输出信号，在与要再现的信迹的两侧相邻的2个信迹对应的两光束的读取信号内，仅选择串音分量多的读取信号，从而可以使上述模拟串音信号生成电路系统仅为一个系统。
在上述实施例中，用图33和图34的流程图一起说明了虚拟判断器，根据每个比特时钟周期输入的、连续5个点信息的Z值或PK来获得虚拟判断结果，但也可以根据连续的3个峰值点信息的PK值来获得虚拟判断结果。图58和图59表示这种情况的流程图。这里省略操作说明。
本发明不限于以上的实施例，例如，虚拟判断电路24可改变PR模式信号和RLL模式信号两者来生成误差信号，但也可以固定一方或两方来生成误差信号。
此外，所述INV35在更新横向滤波器21的系数时，以进行负反馈为目的来插入，但实现该目的的方法有很多，有代表性的方法如下。①用INV将横向滤波器21的抽头输出分别反相。②用INV将乘法器/LPF22的输出反相。③改变横向滤波器21内部的主信号的极性，使之符合条理。④在环内各块内的某一个中进行极性反相。此时，不言而喻，用图33、图34、图58、图59所示的流程图，必须考虑被使用的D3的极性和其误差输出的极性。
如以上说明，根据本发明，实现对微分系信号的串音除去。而且，根据本发明，在同一系统内可兼顾对积分系信号的串音除去和对微分系信号的串音除去。
根据本发明，虚拟判断单元进行以局部响应均衡为前提的虚拟判断(设定收敛目标)，以该虚拟判断值和从减法电路取出的波形均衡后再现信号的差分值作为误差信号提供给第一至第3滤波器系数生成单元，通过进行控制使得误差信号为0，从而可以根据明确的虚拟判断值(0或a+b等)使装置的动作收敛，将所有的点(采样值)与相关检测对象的虚拟判断值的误差作为误差信号来获得与串音分量的相关，所以可以迅速地收敛，并且可以进行不会收敛到错误方向的可靠的波形均衡。此外，根据本发明，由于进行局部响应均衡，所以可以在后级使用维特比解码器，具有可以正确解码的优点。
此外，根据本发明，利用重采样运算锁相环电路生成的重采样运算时的内分比例和比特时钟，用重采样单元来进行来自相邻信迹的再现信号的重采样运算，所以可以对付频率偏差。此外，根据本发明，可以使用重采样运算锁相环电路，所以集成电路化容易，可以削减单元数，此外，由于适合过采样，所以特别适用于具有再现信号高频衰减特性的光盘等记录媒体的再现装置。而且，具有不受模拟特有的时间性变化、参数偏差等影响这样的优点。
权利要求
1.一种记录信息再现装置，对记录媒体上记录的要再现的任意一个记录信迹中读取的第一再现信号进行解码，其特征在于，包括第一减法单元，从所述第一再现信号中减去用具有规定的滤波特性的滤波器对第二再现信号进行处理后所得的信号，并输出相减所得信号，所述第二记录信号从所述要再现的任意一个记录信迹相邻的至少一个记录信迹读取；检测单元，检测所述第一再现信号是否为峰值，输出峰值点信息；第二减法单元，接受所述峰值点信息和所述第一减法单元的输出信号，以所述峰值点信息表示峰值时的来自所述第一减法单元的输出信号和规定值的差分值作为误差信号来输出；以及系数生成单元，根据所述误差信号，来可变控制所述滤波器的滤波特性，使得所述误差信号最小。
2.一种记录信息再现装置，对记录媒体上记录的要再现的任意一个记录信迹中读取的第一再现信号用横向滤波器进行局部响应均衡后进行解码，其特征在于，包括第一减法单元，从所述第一再现信号中减去用具有规定的滤波特性的滤波器对第二再现信号进行处理后的信号所得的信号，并输出相减所得信号，所述第二记录信号从所述要再现的任意一个记录信迹相邻的至少一个记录信迹读取；检测单元，检测所述横向滤波器的输入信号或输出信号是否为峰值，输出峰值点信息；虚拟判断单元，接受所述峰值点信息和所述均衡化后的再现信号，根据由所述局部响应均衡的种类和所述再现信号的扫描宽度限制码的种类所决定的状态转变来决定波形均衡信号的虚拟判断值；第二减法单元，将所述虚拟判断值和来自所述第一减法单元的输出信号的差分值作为误差信号来输出；以及系数生成单元，根据所述误差信号，来可变地控制所述横向滤波器的抽头系数和所述滤波器的滤波特性，使得所述误差信号最小。
3.一种记录信息再现装置，其特征在于，包括读取单元，在记录媒体上的记录信迹组内，获得从要再现的任意一个的记录信迹中读取的第一再现信号和与从要再现的任意一个记录信迹相邻的至少一个记录信息信迹中读取的第二再现信号；A/D变换单元，将所述第一再现信号和所述第二再现信号分别单独变换为数字信号，并输出第一数字再现信号和第二数字再现信号；重采样运算锁相环电路，对所述第一数字再现信号重采样，生成以期望的比特率采样的数字数据，并且生成比特时钟，而且检测所述第一数字再现信号的峰值采样点，输出峰值点信息；第一横向滤波器，将所述重采样运算锁相环电路的输出数字数据根据第一滤波器系数来进行波形均衡；延迟电路，将所述峰值点信息在各比特采样定时中延迟规定时间；虚拟判断单元，作为输入接受表示所述局部响应均衡等种类的PR模式信号、表示所述再现信号的扫描宽度限制码种类的RLL模式信号、来自所述延迟电路的多个所述峰值点信息、以及波形均衡后的再现信号，根据以所述PR模式信号和RLL模式信号决定的状态转变、以及所述多个峰值点信息的码型，来计算波形均衡信号的虚拟判断值，将该虚拟判断值与所述波形均衡后的再现信号的差分值作为误差信号来输出；第一系数生成单元，根据所述虚拟判断单元的输出误差信号，可变地控制所述第一滤波器系数，使得所述误差信号最小；采样单元，对来自所述A/D变换单元的所述第二数字再现信号，根据所述重采样运算锁相环电路的输出比特时钟来进行重采样运算，输出采样信号；第二横向滤波器，根据第二滤波器系数对所述采样信号单独地进行滤波，输出与所述要再现的一个记录信迹的至少一个相邻的记录信迹的读取信号对应的模拟串音信号；第二系数生成单元，根据所述虚拟判断单元的输出误差信号，可变地控制所述第二滤波器系数；以及减法电路，从所述第一横向滤波器的输出信号中减去所述模拟串音信号，并输出所述波形均衡后的再现信号。
4.如权利要求3所述的再现装置，其特征在于，所述虚拟判断电路将所述PR模式信号和RLL模式信号的至少一个作为固定值来计算所述波形均衡信号的虚拟判断值，将该虚拟判断值和所述波形均衡后的再现信号的差分值作为误差信号来输出。
5.如权利要求3或4所述的记录信息再现装置，其特征在于，设置峰值检测器，输入所述减法电路的输出波形均衡后的再现信号，检测所述波形均衡后的再现信号的峰值点信息，所述延迟电路将来自所述峰值检测器的峰值点信息延迟，来取代所述重采样运算锁相环电路的输出峰值点信息。
6.如权利要求3或4所述的记录信息再现装置，其特征在于，设置锁相环电路，输入所述减法电路的输出波形均衡后的再现信号，根据所述波形均衡后的再现信号来生成所述比特时钟的自然数倍的频率的系统时钟，消除所述重采样运算锁相环电路和所述重采样单元，将来自所述A/D变换电路的第一数字再现信号和所述第二数字再现信号分别提供给所述第一横向滤波器和所述第二横向滤波器，并且，所述延迟电路将从所述锁相环电路内的相位比较器输出的峰值点信息延迟。
7.如权利要求3或4所述的记录信息再现装置，其特征在于，设置锁相环电路和峰值检测器，锁相环电路根据来自所述读取单元的所述第一再现信号来生成具有所述比特时钟频率的自然数倍频率的系统时钟，而所述峰值检测器检测从所述A/D变换单元取出的所述第一数字再现信号的峰值点信息；去掉所述重采样运算锁相环电路和所述重采样单元，将来自所述A/D变换电路的所述第一数字再现信号和所述第二数字再现信号分别提供给所述第一横向滤波器和所述第二横向滤波器，并且，所述延迟电路将来自所述峰值检测器的峰值点信息延迟。
8.如权利要求3至7的任何一项所述的记录信息再现装置，其特征在于，在用PR(a、b、-b、-a)来表示由所述PR模式信号指定的所述局部响应均衡特性时，所述虚拟判断电路在连续3个峰值点信息中的中央值和其前后两者的峰值点信息的值都不表示峰值时，将所述虚拟判断值计算为0，在所述3个峰值点信息中的中央值的前后某个峰值点信息的值表示峰值点时，将P计算为0，在所述3个峰值点信息中的中央值的前后的某个峰值点信息的值表示峰值点时，根据式a×G来计算P值，其中G是规定的增益，在所述3个峰值点信息中的中央值表示峰值时，将所述虚拟判断值计算为(a+b)×G，将计算出的所述P值作为与获得所述连续的3个峰值点信息中的中央值的峰值点信息时的所述波形均衡后的再现信号的极性对应的极性的所述虚拟判断值来计算。
9.如权利要求3至7的任何一项所述的记录信息再现装置，其特征在于，在用PR(a、b、-b、-a)来表示由所述PR模式信号指定的所述局部响应均衡特性时，所述虚拟判断电路在连续5个峰值点信息中的中央值和其前后两者的峰值点信息的值都不表示峰值点时，将所述虚拟判断值计算为0，仅在所述5个峰值点信息中的中央值的前后某个峰值点信息的值表示峰值点时、或仅在所述5个峰值信息中的第1和第4的峰值点信息的值表示峰值点时、或仅在所述5个峰值点信息中的第二和第5峰值信息的值表示峰值点时，根据公式a×G来计算P值，其中G是规定的增益，在所述5个峰值点信息值都不适合于上述任何一个值时，将P值按照(a+b)×G来计算，将计算出的所述P值作为与获得所述连续的5个峰值点信息中的中央值的峰值点信息时的所述波形均衡后的再现信号的极性对应的极性的所述虚拟判断值来计算。
10.如权利要求1至9的任何一项所述的记录信息再现装置，其特征在于，所述再现信号是通过TPP法从光盘媒体进行再现的信号。
11.一种记录信息再现装置，对从记录媒体上记录的要再现的任意一个记录信迹读取的第一再现信号进行解码，其特征在于，包括第一减法单元，从所述第一再现信号中减去用具有规定的滤波特性的滤波器处理第二再现信号所得的信号并输出相减后得到的信号，所述第二再现信号从与所述要再现的任意一个记录信迹相邻的至少一个记录信迹读取；零检测单元，检测所述第一再现信号是否过零，输出0点；峰值检测单元，检测所述第一再现信号是否为峰值，输出峰值点信息；选择单元，输入所述0点信息和所述峰值点信息，并选择某一个作为点信息来输出；第二减法单元，将在所述峰值点信息表示峰值的定时中的来自所述第一减法单元的输出信号和规定值的差分值作为误差信号来输出；以及系数生成单元，根据所述误差信号来可变地控制所述滤波器的所述滤波特性，使得所述误差信号最小。
12.一种记录信息再现装置，在将从记录媒体上记录的要再现的任意一个记录信迹中读取的第一再现信号用横向滤波器进行局部响应均衡后进行解码，其特征在于，包括第一减法单元，从所述横向滤波器的输出信号中减去用具有规定的滤波特性的滤波器处理从将与所述要再现的任意一个记录信迹相邻的至少一个记录信迹读取的第二再现信号的信号，然后输出波形均衡后的再现信号；零检测单元，检测所述横向滤波器的输入信号或输出信号是否过零，输出0点信息；峰值检测单元，检测所述横向滤波器的输入信号或输出信号是否为峰值，输出峰值点信息；选择单元，输入所述0点信息和所述峰值点信息，并选择其中一个作为点信息来输出；虚拟判断单元，接受所述峰值点信息和所述波形均衡的再现信号，根据所述局部响应均衡的种类和所述再现信号的扫描宽度限制码的种类决定的状态转变来决定波形均衡信号的虚拟判断值；第二减法单元，将所述虚拟判断值和来自所述第一减法单元的输出信号的差分值作为误差信号来输出；以及系数生成单元，根据所述误差信号，可变地控制所述横向滤波器的抽头系数和所述滤波器的滤波特性，使得所述误差信号最小。
13.一种记录信息再现装置，其特征在于，包括读取单元，在记录媒体上的记录信迹组内，获得从要再现的任意一个的记录信迹中读取的第一再现信号和与从要再现的任意一个记录信迹相邻的至少一个记录信迹中读取的第二再现信号；A/D变换单元，其将所述第一再现信号和所述第二再现信号分别单独变换为数字信号，并输出第一数字再现信号和第二数字再现信号；第一重采样运算锁相环电路，对所述第一数字再现信号重采样运算并生成以期望的比特速率采样的数字数据，并且生成比特时钟，而且检测所述第一数字再现信号的过零采样点，输出0点信息；第二重采样运算锁相环电路，对所述第一数字再现信号进行重采样运算并生成以期望的比特速率采样的数字数据，并且生成比特时钟，并且检测所述第一数字再现信号的峰值重采样点，输出峰值点信息；选择单元，输入所述0点信息和所述峰值点信息，选择其中某一个作为峰值点信息来输出；第一横向滤波器，将所述重采样运算锁相环电路输出的数字数据根据第一滤波器系数来进行波形均衡；延迟电路，将所述点信息在各比特采样定时中延迟规定时间；虚拟判断单元，将表示所述局部响应均衡种类的PR模式信号、表示所述再现信号的扫描宽度限制码种类的RLL模式信号、来自所述延迟电路的多个所述点信息、以及波形均衡后的再现信号作为输入来接受，根据以所述PR模式信号和RLL模式信号决定的状态转变、以及所述多个点信息的码型，来计算波形均衡信号的虚拟判断值，将该虚拟判断值和所述波形均衡后的再现信号的差分值作为误差信号来输出；第一系数生成单元，根据所述虚拟判断单元的输出误差信号，可变地控制所述第一滤波器系数，使得所述误差信号最小；重采样单元，对来自所述A/D变换单元的所述第二数字再现信号，根据所述重采样运算锁相环电路的输出比特时钟来进行重采样运算，输出采样信号；第二横向滤波器，根据第二滤波器系数来分别对所述采样系数进行滤波，输出与所述要再现的一个记录信迹的至少一个相邻的记录信迹的读取信号对应的模拟串音信号；第二系数生成单元，根据所述虚拟判断单元的输出误差信号，可变地控制所述第二滤波器系数；以及减法电路，从所述第一横向滤波器的输出信号中减去所述模拟串音信号，并输出所述波形均衡后的再现信号。
14.如权利要求13所述的再现装置，其特征在于，所述虚拟判断电路将所述PR模式信号和RLL模式信号的至少一个作为固定值，来计算所述波形均衡信号的虚拟判断值，将该虚拟判断值与所述波形均衡后再现信号的差分值作为误差信号来输出。
15.如权利要求13或14所述的记录信息再现装置，其特征在于，包括零检测器，输入所述减法电路的输出波形均衡后的再现信号，检测该波形均衡后再现信号的过零点，并作为0点信息来输出；峰值检测器，检测峰值点，作为峰值点信息来输出；以及选择单元，输入所述0点信息和所述峰值点信息，选择其中一个作为点信息来输出；所述延迟电路将从所述选择单元输出的点信息延迟，来取代权利要求3中所述的点信息。
16.如权利要求13或14所述的记录信息再现装置，其特征在于，设置锁相环电路，向该电路输入将所述减法电路的输出波形均衡后的再现信号，根据该波形均衡后的再现信号来生成具有所述比特时钟频率的自然数倍的频率的系统时钟，消除所述重采样运算锁相环电路和所述重采样单元，将来自所述A/D变换电路的第一数字再现信号和所述第二数字再现信号分别供给所述第一横向滤波器和所述第二横向滤波器，并且，所述延迟电路将从所述锁相环电路内的相位比较器输出的表示过零点的零点信息或表示峰值点的峰值点信息延迟。
17.如权利要求13或14所述的记录信息再现装置，其特征在于，包括锁相环电路，根据来自所述读取单元的所述第一再现信号来生成所述比特时钟的自然数倍的频率的系统时钟；零检测器，检测从所述A/D变换单元取出的所述第一数字再现信号的过零点，输出0点信息；峰值检测器，检测所述第一数字再现信号的峰值点，检测峰值点信息；以及选择单元，其输入所述0点信息和所述峰值点信息，选择其中的一个作为点信息来输出，去除所述重采样运算锁相环电路和所述重采样单元，将来自所述A/D变换电路的所述第一数字再现信号和所述第二数字再现信号分别提供给所述第一横向滤波器和所述第二横向滤波器，并且，所述延迟电路将来自所述峰值检测器的峰值点信息延迟。
18.如权利要求12至17的任何一项所述的记录信息再现装置，其特征在于，兼顾对PR(a、b、b、a)所示特性的均衡和PR(a、b、-b、-a)所表示特性的均衡。
19.如权利要求11至权利要求18的任何一项所述的记录信息再现装置，其特征在于，所述再现信号是从光盘媒体以TPP法来再现的信号。
全文摘要
在现有的记录信息再现装置中,由于更新可变系数滤波器的滤波器系数而使过零采样值收敛至0,所以不适应微分系的信号。此外,存在收敛慢、错判断多这样的问题。此外,由于不进行局部响应均衡,所以不能进行维特比解码。虚拟判断电路33根据峰值点信息的状态转变来进行以局部响应均衡为前提的虚拟判断(收敛目标设定),将该虚拟判断值和从减法器31取出的波形均衡后再现信号的差分值作为误差信号供给乘法器/LPF27～29,通过进行控制使得误差信号为0,可以根据明确的值来使装置的操作收敛。基于来自相邻信迹再现信号的模拟串音信号,从横向滤波器25和26的输出减去来自横向滤波器21的再现信迹的再现信号。
文档编号G11B20/10GK1338743SQ01120648
公开日2002年3月6日 申请日期2001年7月20日 优先权日2000年7月27日
发明者户波淳一郎 申请人:日本胜利株式会社