相差检测装置、相差检测方法、再生装置及跟轨控制方法

专利名称：相差检测装置、相差检测方法、再生装置及跟轨控制方法
技术领域：
本发明涉及用于4企测两个输入信号之间相差的相差4企测装置 和方法。本发明还涉及用于至少对光盘记录介质4丸4亍再生的再生装 置以及用于诸如刚刚提及的再生装置的跟轨控制方法。
背景技术：
在相关技术中，DPD (微分相位检测)方法作为诸如DVD (数 字通用光盘)、BD (蓝光光盘注册商标)等的光盘记录介质的伺 月良才支术^皮广泛地了解。DPD方法利用当激光点偏离光盘记录介质上 的專九道的中心^立置时在来自包4舌至少两个4企测元4牛的4企测器的枱， 测信号之间出现相差的情况。
具体地，4艮据现有DPD方法，如图2所示的四元件检测器11 通常用于检测来自单独位于对角位置的[检测器元件A，检测器元件 C]和[检测器元件B，检测器元件D]的检测信号的和数分量之间的相差。
图12A和12B示出了以如上所述的DPD方法在两个信号A + C和B+D之间的相差(相位差)与轨道位移之间的关系。
应当注意，图12A和12B示出了波形A + C和波形B + 0之间 的关系以及多个波形之间的相位关系和轨道位移之间的关系，其 中，在才企测器中，与图2所示的四元件检测器11的情况相同，以 光盘旋转方向(轨道纵向)的顺序排列检测器元件A和D及检测 器元件B和C,并且以跟轨控制方向(轨道横向)的顺序排列检测 器元件A和B及检测器元件D和C。
如图12A所示，波形A + C和B + D之间不存在相差的状态为 不存在4九道位移的状态(即，恰好跟4九的状态)。
另一方面，如图12B所示的波形之间出现相差的状态为出现一 些專九道位移的状态(即，激光点偏离4九道中心的状态)。例如，如 图12B所示，在波形A + C的相位相对于波形B + D的相位超前的 状态下，将激光点移动至在其上形成图2所示的^r测器元件B和C 的一侧。此外，尽管未示出，^f旦是在波形B + D的相位相对于波形 A + C的相位超前的状态下，将激光点移动至在其上形成4全测器元 件A和D的一侧。
图13示出准备在其中使用上述四元件检测器11的情况的现有 跟轨误差信号生成部50的结构实例。
首先，将来自图2所示的四元件检测器11中的4企测器元件A 和C的检测信号的相加结果A + C以及来自档二测器元件B和D的 才企测信号的另 一相加结果B + D输入到跟轨误差信号生成部50。作 为用于输入相加结果A + C和B + D以生成3艮4九i吴差信号的结构， 跟轨误差信号生成部50包括均衡器51a和51b、零交叉定时4企测部
52a和52b、坤目差比4交部53、 {氐通滤波器54a和54b、和孩吏分》文大 器55。
如图13所示，将相加结果A + C输入到均;衡器51a，以加重其 高频分量。随后，将得到的相加结果A + C提供给零交叉定时检测 部52a，以4企测其零交叉定时。
此外，类合乂于相加结果A + C, ^!寻相加结果B + D车命入到均tf 器51b,以加重其高频分量。随后，将得到的相加结果B+D才是供 给零交叉定时4企测部52b，以4企测其零交叉定时。
将通过零交叉定时检测部52a和52b才企测的零交叉定时的4全测 信号提供给相差比较部53。相差比较部53将由零交叉定时检测部 52a提供的零交叉定时A + C与由零交叉定时4企测部52b提供的零 交叉定时B + D相互比4交。随后，在零交叉定时A + C早于零交叉 定时B + D(即，相位A+C相对于相位B + D超前)的情况下，输 出正(+ )脉冲，相反，在零交叉定时B + D早于零交叉定时A + C(即，相位B + D相对于相位A + C超前)的情况下，输出负(-) 脉冲。
如图13所示，来自相差比较部53的+脉冲和-脉沖被分别提 供给低通滤波器54a和54b。低通滤波器54a和54b仅使来自相差 比较部53的输入信号的低频分量通过，并将低频分量输出至微分 放大器55。孩i分放大器55计算来自低通滤波器54a和54b的输入 信号之差，并输出计算结果作为跟轨误差信号。
通过如上所述的结构，在来自相差比较部53的输出中+脉沖 数相对较大的情况下(即，在相位A + C超前的比率较高的情况下)， 从樣史分方文大器55输出具有+才及性的跟轨误差信号。另一方面，在
-脉沖数相对较大的情况下(即，在相位B + D超前的比率较高的 情况下)，从微分放大器55输出具有-极性的跟轨误差信号。
因此，在现有DPD方法中，4企测信号分量的零交叉定时(在 这种情况下为[A， C]和[B， D]),以获得相差信息，随后，才艮据相 差信息来生成跟轨误差信号，该信号分量^C形成以使得相应于激光 点从轨道中心的位移出现相差。
应当注意，在日本专利公开第2006-53968号中披露了相关技术。

发明内容
但是，随着光盘记录介质直线方向记录的高致密性的提高，如 上所述的DPD方法具有无法生成适当地跟轨误差信号的可能性。
图14图解说明了将记录在光盘记录介质上的信号波形或记录 波形与通过实际再生根据记录波形所记录的信号而获取的再生波 形之间的关系。如果光盘记录介质记录的高致密性提高到记录标记 (凹槽)的最短标记长度接近于(或非常接近于)再生拾取装置的 光学中断点，则不能充分获得或不能完全获得来自由图14中的周 期t-t表示的最短标记的再生信号的振幅。随后，如果如上所述不 能充分获得再生信号波形的振幅，则也不能获得对于根据类似于再 生信号的来自四元件检测器的检测信号所获取的信号分量A + C和 B + D的充分才展幅。
如果不能如上所述地充分获取信号分量A + C和B + D的振幅， 则会显著降低信号分量的零交叉定时的检测准确性。随后，作为检 测准确性降低的结果，不能通过图13所示的现有跟轨误差信号生
成部50来适当地冲金测相位A + C和B + D之间的相差，并且显著降 低了跟轨误差信号的准确性。
如果跟轨误差信号的准确性降低了 ，则跟轨伺服的准确性也降 低，从而导致了再生性能的降低。
此外，虽然在通过如上所述的现有DPD方法根据相位A + C 和B + D的零交叉定时的检测结果来获得相差信息，但以如刚才所 述的方法，只能从零交叉定时中获得两个信号之间的相差信息。因 此，妨碍了跟轨伺服控制的速度和准确性的提高。
此外，在现有的DPD方法中，为了提高零交叉定时的检测准 确性，4是供了用于对信号A + C和B + D的波形进4亍整形的均纟釺器 (均衡器51a和51b)。具体地，在高记录密度的情况下，必须实质 上提供如刚才所述的均衡器，并且无法避免由于提供均衡器所引起 的电^各空间扩大和成本的增加。
根据本发明的实施例，提供了一种相差检测装置，用于检测第 一信号和第二信号之间的相差，该相差检测装置包括波形均衡部， -陂配置为分别输入第一和第二信号作为目标波形和输入波形，以使 用FIR滤波器4丸行波形均-衡处理，〗吏得输入波形可以与目标波形一 致；以及相差检测部，被配置为根据波形均衡部中FIR滤波器的预 定抽头系数来执行预定计算，以计算FIR滤波器抽头系数的不对称 分量，从而4企测第一和第二信号之间的相差。
根据本发明的另一实施例，提供了一种再生装置，用于至少对 光盘记录介质4丸4于再生，该再生装置包^":头部(》兹头，光头)， 具有被配置为到光盘记录介质的激光输出端和来自光盘记录介质 的反射光的输入端的物镜，具有至少两个检测元件并被配置为检测 通过物镜获得的反射光的检测器，以及被配置为支撑至少在跟轨方
向上移动的物镜的跟轨机构；波形均衡部，被配置为分别输入根据 头部^r测元件的4企测信号生成的第一和第二信号，作为目标波形和 输入波形，其中，第一和第二信号使得当从光盘记录介质上的轨道 中心位置移动基于激光的激光点时产生相差，使用FIR滤波器执行 波形均纟軒处理4吏得1#入波形与目标波形一致；相差检测部，；陂配置 为才艮据在波形均4軒部中FIR滤波器的预定抽头系凄史来执行预定计 算，以计算FIR滤波器抽头系数的不对称分量，从而检测第一和第 二信号之间的相差；以及跟轨控制部，被配置为根据通过相差检测 部计算的不对称分量来控制跟轨才几构。
如果假设在第一和第二信号之间出现相差，则执行用于改变第 一信号的相位以4吏其与第二信号的相位相 一致的处理作为波形均 衡处理，使用FIR (有限脉沖响应)滤波器来执行该波形均衡处理， 使得第一信号(输入波形)和第二信号(目标波形)如上所述地彼 此一致。具体地，4艮据作为如上所述处理结果的FIR滤波器的收《夂 值所获得的抽头系数，能够获得用于消除第一信号相对于第二信号 的相差的值。
在获得了刚才描述的在收敛后FIR滤波器的抽头系数的情况 下，由于抽头系凄史的不对称，而在输入波形和目标波形之间出现了 相差。因此，如果如上所述地计算了第一和第二信号分别作为输入 波形和目标波形输入其中的波形均衡部的FIR滤波器抽头系数的不 对称分量，则能够^r测第一和第二信号之间的相差。
通过相位检测装置和再生装置，可以检测两个信号之间的相 差，而无须4企测两个信号的零交叉定时。
因此，在将根据本发明的相差检测技术应用于光盘记录介质再 生的跟轨控制的情况下，例如，在本发明的再生装置和跟轨控制方 法中，在不能象光盘记录介质的直线方向记录密度增加的结果一样
充分地获得再生信号振幅的情况下，也能够正确地检测两个信号之 间的相差。因此，不仅能够实现跟轨误差信号准确度的提高，也能 够实现跟轨伺服控制准确度的提高，并且也能够抑制再生性能的下降。
此外，由于无需执行如上所述的两个信号的零交叉定时检测， 所以能够获得在零交叉定时之外的所有采样点处的两个信号之间 的相差信息，结果，能够相对于传统技术实现跟轨伺服控制速度的 提高。此外，如果能够获得零交叉定时之外所有采样点处的相差信 息，则能够实现跟轨伺服控制准确度的提高。
此外，由于以这种方式无需执4亍零交叉定时的4佥测，所以尽管
在现有4支术中必须4是供为了才是高零交叉定时的#r测准确性而对信 号波形进行整形的均衡器，但在本发明中不必提供均衡器。因此， 与用于生成跟轨误差信号的现有电^各结构相比，能够实现电路空间 和成本的降低。
下面，通过结合附图，根据下面的说明和附加权利要求，本发 明的上述和其他的特征和优点将更加明显。在附图中，相同的参考 标号表示相同的部分或元件。


图l是示出了应用本发明的再生装置内部结构的方框图2是示出了在再生装置中提供的四元件检测器布置的简图3是示出了根据本发明第一实施例的跟轨误差信号生成系统 结构的方^f匡图4是示出了在图3所示的跟轨误差信号生成系统中提供的自 适应均4軒器内部结构的方4匡图5是示出了绘图相差与基于正弦函数的抽头系数的不对称分 量之间关系的结果的示图6是示出了当在具有3个抽头的FIR型自适应波形均衡器中 的车lr入波形和目标波形之间的相差随着时间而改变时才由头系婆t不 对称分量状态的模拟结果的示图7A和7B是分别示出了通过现有DPD方法生成的3艮4九i吴差 信号的波形和通过再生装置生成的用于比较的跟轨误差信号波形 的波形图8 11A和11B是示出了根据本发明第二 第五实施例的跟 轨误差信号生成系统结构的方框图12A和12B是示出了在两个信号之间的相差与根据DPD方 法的激光点的轨道位移之间的关系的波形图13是示出了才艮据现有DPD方法的现有跟轨误差信号生成电 ^各结构的方冲匡图；以及
图14是示出了在增加记录密度直至最短标记长度接近于光学 中断点的情况下，在记录波形与才艮据记录介质通过再生记录在光盘 记录介质上的信号来获取的再生信号之间的关系的波形图。
具体实施例方式
<第一实施例>
图1示出了应用本发明的再生装置1的内部结构。应当注意，
图1仅示出涉及主要记录在光盘D上的信号的再生装置1的再生系 统以及跟轨和聚焦伺服系统。
光盘D位于设置在再生装置1中的转盘(未示出)上，并通过 主轴发动才几(SPM) 2以预定旋转驱动方法来驱动光盘D,以使其 以这种状态旋转。通过主轴伺服电路(未示出)来控制主轴发动才几 2的旋转。
可以假定，在所示再生装置1中使用的光盘D为仅用于再生的 ROM光盘，具体地可以为诸如BD (蓝光光盘注册商标)的高记 录密度光盘。因此，例如，在下文中描述的物镜OL的数值孔径NA 为NA = 0.85并且激光波长为405 nm的情况下，执行光盘D的再 生。
光学读耳又器OP读耳又来自光盘D的记录信号，该光盘D通过主 轴发动才几2以如上所述的方法来驱动其錄:寿争。
光学拾取装置OP包括用作激光光源的激光二极管(未示出)、 用于将来自激光二极管的激光聚集并照射到光盘D的记录面上的 物镜OL、以及用于基于来自光盘D的激光照射来4企测反射光的四 元4牛4企测器11。
通过双轴机构DC支撑物镜OL，使其在跟轨方向和聚焦方向 上移动。双轴4几构DC包4舌3艮4九线圈和聚焦线圏，并且当将来自下 文所述伺服电路4的跟轨驱动信号TD和聚焦驱动信号FD分别提 供给跟專九线圈和聚焦线圏时，在跟4九方向和聚焦方向上驱动物镇: OL。
应当注意，跟轨方向(下文中描述为跟轨控制方向)为在光盘
D上所形成的轨道的4黄向。4奂句话i兌，跟轨方向为与光盘D的S走转 方向垂直的方向。
同时，聚焦方向为4妄近或远离光盘D的方向。
此处，参照图2来描述在光学冲合取装置OP中四元件才企测器11 的检测元件A、 B、 C、和D的排列。
在四元件才全测器11中，才企测器元4牛A和B以及4全测器元4牛C 和D位于通过单侧箭头标记表示的光盘旋转方向或4九道纵向方向 上的不同位置。此外，检测器元件A和D以及检测器元件B和C 位于垂直于光盘旋转方向的通过双侧箭头标记表示的il艮4九控制方 向或4九道4黄向方向上的不同位置。
重新参照图1，通过四元件检测器ll检测的反射光信号被提供 给矩阵电路3。矩阵电路3根据反射光信号来生成再生信号RF、跟 轨误差信号TE、及聚焦误差信号FE。
应当注意，下文中描述特别用于矩阵电路3中的跟轨误差信号 TE生成系乡克的结构。
伺服电路4执行诸如用于对来自矩阵电路3的跟轨误差信号TE 和聚焦误差信号FE进行相位补偿等的滤波及环路增益处理的预定 运算操作，以分别生成跟轨伺服信号TS和聚焦伺服信号FS。随后， 伺月良电路4根据跟轨伺服信号TS和聚焦伺服信号FS来生成跟轨驱 动信号TD和聚焦驱动信号FD,并将跟轨驱动信号TD和聚焦驱动 信号FD分别提供至光学拾取装置OP中光盘D的跟轨线圏和聚焦 线圈。
由于执行了如上所述的伺服电路4操作，所以上述的四元件枱r 测器ll、矩阵电路3、伺服电路4、以及光盘D形成了跟轨伺服环 路和聚焦伺服环路。随着以这种方式形成了跟轨伺服环路和聚焦伺 月良环^各，4丸行照射在光盘D上的激光束点跟踪在光盘D上形成的 凹槽顺序(记录轨道)，并维持正确的聚焦状态(焦点)的控制。
此外，伺月l电路4响应于来自下文中描述的系统控制器5的轨 道跳跃指令来关闭跟轨伺服环路，并输出跳跃脉冲作为上文中描述 的跟轨驱动信号TD，从而执行轨道跳跃操作。
伺月艮电^各4也4丸4亍引入(pull-in)控制，用于再次4妾通跟專九伺 服环路，以在这种跳跃操作等后执行跟轨伺服控制。
此外，伺服电路4根据来自系统控制器5的访问执行控制来生 成线程驱动信号SD,以驱动图1所示的线程才几构SLD。尽管没有 具体示出，^f旦是线程才几构SLD包括由用于支撑光学4合取装置OP的 主轴、线程发动机、传动齿轮等构成的机构。响应于线程驱动信号 SD来驱动线程发动机，从而执行所需的光学拾取装置OP的滑动。
锁相环路(PLL)电路IO以上述方式接收由矩阵电路3生成的 再生信号RF,并才艮据再生信号RF生成系统时钟SCL。将由PLL 电路10生成的系统时钟SCL作为操作时钟提供给再生装置1的所 需组件。
同时，将通过矩阵电路3生成的再生信号RF分支，并也将其 提供给均衡器(EQ) 6。再生信号RF为通过均衡器6整形的波形， 并将其提供给维特比解码器7。
均4紆器6和维特比解码器7合作4丸行二进制化处理，该处理佳: 用基于PRML (局部响应最大似然)的比特4企测方法。换句话i兌，
均衡器执行波形整形处理，从而获得符合维特比解码器7的PR级 的再生信号RF。随后，维特比解码器7通过^f艮据以这种方式整形 的再生信号RF波形的维特比检测方法来执行比特检测，来获取二 进制信号DD。
将通过维特比解码器7获得的二进制信号DD输入l-7pp解调 器8。 l-7pp解调器8执行解调二进制信号DD的处理，该二进制信 号DD作为RLL ( 1, 7 ) PP (奇偶保护/禁止，RLL:游程受限)调 制数据被获取。
随后，将以这种方式调制的数据RLL ( 1, 7)PP提供给ECC 块9，通过ECC块9对其执行误差校正处理、去交织处理、及其它 所需处理。结果，获得关于记录在光盘D上的应用数据的再生数才居。
此外，以如图1所示的方式在再生装置1中设置系统控制器5。 系统控制器5包括未示出的CPU (中央处理器)、ROM (只读存储 器)、RAM (随机存取存储器)等。由于CPU根据在ROM等中存 储的程序进行操作，所以系统控制器5控制再生装置1的组件。
例如，作为将对再生装置1的组件4丸行控制的实例，系统控制 器5发布如上中所提及的轨道跳跃指令，以使伺服电路4执行用于 实现轨道跳跃操作的操作。或者，例如，为了读出记录在光盘D的 预定地址处的数据，系统控制器5控制伺服电路4对作为目标的地 址执行寻道操作。具体地，系统控制器5向伺服电路4发布指令， 以对作为指定地址给出的目标执行光学拾取装置OP的访问操作。
图3示出了在图1所示的矩阵电i 各3中3艮4九误差信号TE生成 系统的具体结构。
在图3中，也示出了图1所示的光学拾取装置OP中四元件才企 测器11的四个才企测元件A、 B、 C、和D。将来自冲企测器元件A、 B、 C、和D的四个4企测信号纟是供给矩阵电路3。
在矩阵电路3中，如图3所示，跟轨误差信号TE生成系统包 4舌加法器12a和12b、 <氐通滤波器(LPF ) 13a和13b、自动放大调 节器(AGC) 14a和14b、 A/D (模拟/数字)转换器15a和15b、 自适应均;斷器16、以及不只于称分量计算部17。
以上述方式提供的四元件才企测器11的4企测信号中来自4企测器 元件A和C的冲企测信号^皮输入到加法器12a。同时，来自检测器元 件B和D的检测信号被输入到另一加法器12b。因此，通过加法器 12a获得来自检测器元件A和C的4企测信号的和信号A + C，并通 过加法器12b获得来自检测器元件B和D的4全测信号的和信号B + D。
通过加法器12a获得的来自4企测器元件A和C的4全测信号的 和信号A + C通过^氏通滤波器13a进行滤波处理并通过自动放大调 节器14a进行自动放大调节处理，随后，将其提供给A/D转换器 15a。 A/D转换器15a 4丸行对和信号A + C的采样，并^T出通过采才羊 获得的数字数据。在下文中，来自检测器元件A和C的检测信号的 和信号在通过低通滤波器13a转换为数字采样数据后被称作"信号 A + C，，。
类似地，通过加法器12b获得的来自检测器元件B和D的检 测信号的和信号B + D也通过低通滤波器13b进行滤波处理并通过 自动放大调节器14b进行自动放大调节处理，随后，将其提供给 A/D转换器15b。 A/D转换器15b^U亍对和信号B+ D的采样，并 输出通过采样获得的^:字^t据。在下文中，来自才企测器元件B和D
的检测信号的和信号在通过低通滤波器13b转换为数字采样数据后 被称作"信号B + D"。
通过A/D转换器15a和15b获得的信号A + C和B + D被提供 给自适应均纟軒器16。
如图3所示，自适应均4軒器16包4舌FIR (有限^K冲响应)滤波 器20。 FIR滤波器20为FIR型自适应均衡器或波形均衡器，其执 行波形均衡处理，以使输入信号波形与目标信号波形一致。在这种 情况下，波形均衡采用流行的LMS (最小均方)算法。
上文中描述的信号A + C作为目标信号波形并且上文中描述的 信号B + D作为输入信号波形被输入自适应均衡器16。
图4示出了自适应均# 器16的内部结构。
参照图4，自适应均衡器16除包括FIR滤波器20之外，还包 括抽头系数更新电路27和误差计算部28。
如图4所示，FIR滤波器20包括用于信号B + D的延迟电3各 21和22。因此，在这种情况下，根据输入波形的信号B + D总共形 成三个抽头(接头)。用于信号B + D的第一抽头被称作抽头Tl; 通过延迟电路21延迟后获得的第二抽头被称作抽头T2;以及在通 过延迟电路22延迟后获得的第三抽头^f皮称作抽头T3。
FIR滤波器20包括用于将抽头系数分别提供给单个抽头Tl、 T2、和T3的乘法电i 各23、 24、和25。 FIR滤波器20进一步包招「 加法器26，用于将通过乘法电路23、 24、和25的乘法结果相加以 获得FIR滤波器20的输出信号y。通过加法器26获得的输出信号 y提供给误差计算部28。
i吴差计算部28计算在目标波形和FIR滤波器20的IIT出之间的 误差。具体地，作为这种情况下的目标波形的信号A + C和作为以 上述方式从FIR滤波器20输出的输出信号y被提供给误差计算部 28。随后，例如，误差计算部28根据"y- (A + C)"执行运算才喿 作，从而计算在信号A + C和输出信号y之间的误差。将通过误差 计算部28计算的结果提供给抽头系数更新电路27。
抽头系数更新电路27根据由误差计算部28计算的误差值和作 为输入波形的信号B + D来更新将提供至FIR滤波器20的抽头T 的抽头系数C。在这种情况下，随着根据上文所述的LMS运算#1 行了抽头系数更新处理，抽头系数更新电路27执行抽头系数C的 更新处理，以最小化通过误差计算部28计算的误差的均方值。
在这种情况下，在将提供给FIR滤波器20的抽头T的抽头系 数C中，将提供给中央抽头T2的抽头系数C表示为抽头系数C( m )。 此外，由于以这种方式将中心设置为第m个抽头系数C,所以将提 供给抽头T3的抽头系数C被表示为抽头系数C (m + 1 )，并且将 提供给抽头T1的抽头系数C被表示为抽头系数C (m-l)。
如图4所示，将来自抽头系数更新电路27的抽头系数C (m-1 )提供给乘法电路23;将抽头系数C (m)提供给乘法电路24; 并将抽头系数C (m+l)提供给乘法电路25。乘法电路23、 24、 和25中的每一个将抽头T的值与通过加法器26以这种方式持续更 新的相应抽头系数C相乘。
例如，此处假设以具有上述结构的FIR型自适应波形均衡器的 形式在自适应均衡器16中将目标波形的相位移动为输入波形的相 位。在这种情况下，执行波形均衡处理，使得输入波形的相位接近 目标波形的相位。结果，通过上述波形均^f处理获得的每个抽头系 数C具有反映上述从目标波形开始的这种输入波形相移的值。
更具体;也，在输入波形和目标波形之间的这种相移分量表J见为
抽头系数C的不对称。具体地，在这种情况下，抽头系数C(m-l) 和抽头系数C (m + 1 )应当具有相对于中心抽头系数C (m)的对 称位置关系。但是，如果在抽头系数C (m-1 )和C (m+1 )之间 抽头系数C (m + 1 )具有较大的值，则意味着先前值的权重比当前 值的更大，并且在延迟输入波形相位的方向上执行加权。通过这种 处理，可以认为如果以这种方式检测到抽头系数C (m + 1 )侧值的 一侧不对称，则输入波形的相位处于相对于目标波形的相位超前的 状态。
类似地，如果抽头系数C (m-1 )的值较大，则意味着随后值 的片又重比当前值的更大，并且在超前输入波形相位的方向上才丸4亍力口 权。因此，如果以这种方式冲企测到抽头系数C (m - 1 )侧值的一侧 不对称，则可以认为输入波形的相位处于相对于目标波形的相位延 迟的状态。
通过先前所述，可以认为为了检测目标波形和输入波形之间的 相差(即，信号A + C和信号B + D之间的相差)，应当计算FIR滤 波器20的抽头系数C的不对称分量。
为此，在图4所示的自适应均衡器16中，如图4所示，将从 加法器26到乘法电路23和25设置的抽头系数C ( m - 1 )和C ( m + 1 )分支，并将其提供至图3所示的不对称分量计算部17。
重新参照图3，例如，不对称分量计算部17 4丸4亍如图3所示的 C(m-l) -C(m+1)的运算操作，以计算FIR滤波器20的抽 头系数C的不对称分量D。随后，输出计算的不对称分量D，作为 跟轨误差信号TE。
将作为从不对称分量计算部17输出的不对称分量的跟轨误差 信号TE提供给参照图1的上述伺服电路4。
此处，描述作为跟轨误差信号TE的以上述方式计算的抽头系 数C不对称分量的4吏用有效性。
首先，虽然根据前面的描述自适应均衡器16分别接收作为目 标波形和输入波形的信号A + C和信号B + D, ^旦参照图12可以i人 为信号A + C和B + D实际上^f又在波形形状上不同。
同时，应该了解，通过正弦函凄t(sinc(x) = sin(x)/x)来表示^f又改 变相位的FIR滤波器的抽头系数。更具体地，在通过C (k)表示 FIR滤波器的第k个抽头系数的情况下，通过S来表示相位改变， 并且FIR滤波器的中央抽头T2为第m个抽头，能够通过C(k)= sinc{(k-m)兀+ 5)来表示第k个抽头系数C ( k )。
随后，如果假设以这种方式满足C(k):sincKk-m)7i + 5}，则 在通过D来表示由图3所示的不对称分量计算部17计算的不对称 分量的情况下，能够通过下列表达式(1)来表示
D = C(m-1) _ C(m+1) = sinc(-兀+5) _ sinc(兀+S)…(1)
图5示出了绘图在相差(S/兀)和不对称分量D = C (m-l) -C (m+1 )之间关系的结果。应当注意，在图5中，横坐标轴表示相 差(S/兀)，并且纟从坐标轴表示不^"称分量D。
如通过图5所示，当相差(S/兀)的极性为负时，在-兀<5<兀的范 围内的不对称分量D具有正值，而当相差(5/兀)的极性为正时，其具 有正值。因此，不对称分量D正确地表示了两个信号之间相差的^ L 性。另一方面，在-0.8兀<5<0.8兀的范围内，随着相差(S/兀)的绝对值 的增加，不对称分量D的绝对值也趋向于增加。具体地，在图5中
通过两条垂直虚线表示的-0.3兀<3<0.3兀的范围内，不对称分量D 和相差(S/兀)彼此间呈基本线性的关系。
通过上述描述，可以i人为不对称分量D基本上精确地表示了在 到达自适应均衡器16的两个输入信号之间相差的极性和值。通过 这样，可以认为在DPD (微分相位检测)方法中可以将不对称分量 D作为表示两个信号之间的相差的信号(即，作为跟轨误差信号) 来有效地实际使用。
应该注意，虽然在本实施例中的跟轨误差信号TE生成系统中， 能够根据A/D转换器15a和15b的采样周期的设置，通过A/D转 换器15a和15b的异步采样来获得作为信号A + C和信号B + D的 采样数据，但可以调节作为信号A + C和信号B + D之间相差(即， 不对称分量D)的实际获得值的范围。
具体地，通过设置A/D转换器15a和15b的采样周期，能够调 节将作为D-C(m-1) - C (m+1 )的实际获得值的范围，从而 在显示出作为在-0.3兀<5<0.3兀的范围内的上述线性关系的范围内 进行设置。
^f旦是，应该注意，由于估计了有可能在实际^艮轨伺月良控制中出 现的信号A + C和信号B + D之间的相差值不会变得与图5中的-0.8兀>5或5>0.8兀 一样高，所以即使没有具体执行显示为如所线性关 系的范围内的这种调节，也可以执行基于不对称分量D的适当跟轨 伺服控制操作。因此能够获得试验结果，能够使用在根据本实施例 的再生装置1中的跟轨误差信号TE来正确地才丸行跟轨伺力良控制。
应该注意，尽管由于引入跟轨伺服使得信号A + C和信号B + D之间的相差值相对较大，但是如果考虑到仅需要引入将执行的相 对粗略的控制(正负之间的极性控制)，并且考虑到不对称分量D
正确地表示了图5所示的整个区域内的相差极性，则也可以认为由
'i力
图6图示出了当在与本实施例的再生装置1的自适应均衡器16 相似的具有三个抽头的FIR型自适应波形均衡器中输入波形和目标 波形之间的相差与时间一起改变时抽头系数C的不对称分量D状态 的模拟结果。应当注意，在图6中，通过实线来表示输入波形和目 标波形之间的相差，并通过虚线来表示不对称分量D (C (m-l) -C (m+ 1 ))。
通过图6，可以看出，在本实施例中，FIR滤波器抽头系凄t的 数目像3 —样小，并且尽管提供了将急剧变化有意地提供给两个波 形之间的相差的周期，但是不对称分量D也能很好地跟上急剧变化。
同样，通过描述的模拟结果，证明了本实施例的有效性。
图7A示出了以传统DPD方法生成的3艮4九i吴差4言号的波形，并 且图7B为了对比示出了通过本实施例的再生装置1生成的跟轨误
差信号TE的波开
应当注意，在图7A和7B中，虚线表示当跟轨伺服控制关闭 时获得的波形，即，Z状信号，并且实线表示当跟轨伺服控制打开 时的波形。
此外，图7B的试验结果为使用通过再生装置获得的检测器检 测信号进行模拟的结果，该再生装置采用用于获取图7A的试验结 果的传统DPD方法。换句话"i兌，图7B示出了当将在上述传统再生 装置中才是供的四元件4企测器的4企测信号输入到图3所示本实施例的
再生装置1的矩阵电路3时通过不对称分量计算部17最终获得的 跟轨误差信号TE的波形。
此外，为了获得图7A和7B中所示的试^r结果， -使用具有比 当前有效BD更高的记录密度的一层具有大约35 GB的记录容量的 光盘D。
从图7A和7B的对比中所认可，图7B中所示的本实施例的再 生装置1的跟轨误差信号TE包括才艮据图7A所示的传统DPD方法 从跟轨信号的噪声分量中减少的噪声分量。
通过这样，可以:〖人为通过本实施例的再生装置1所获得的3艮4九 误差信号TE显示出等于或高于由现有系统获得的跟轨信号的精确度。
如上所述，本实施例的再生装置1包括自适应均4軒器16,分别 專lr入两个4言号(A + C， B + D)中的一个和另一个作为$俞入波形和 目标波形，其中，与现有DPD方法类似，两个信号(A + C， B + D) -故生成从而显示激光点偏离l九道的中心点时的相差。随后，通过计 算自适应均衡器16的抽头系数C的不对称分量D，可以4企测两个 信号之间的相差。因此，换句话说，可以获取根据DPD方法的跟 轨误差信号TE。
此外，在本实施例的再生装置1中，伺服电路4根据作为表示 两个信号之间的相差的不对称分量D的3艮4九i吴差信号TE才丸4于双轴 才几构DC (跟轨线圏)的驱动控制。换句话说，通过这种驱动控制， 执行诸如跟轨伺服控制和跟轨伺服引入的跟轨控制。
如上所述，通过本实施例的再生装置1，由于能够通过计算自 适应均纟軒器16的抽头系凄史C的不对称分量D来才企测两个信号(A+ C, B + D)之间的相差，所以当才企测两个信号之间的相差时，无 需4企测独立信号的零交叉定时。在这点上，本发明的再生装置l与 现有再生装置不同。
因此，即使不获取充分再生信号振幅(来自四元件检测器11 的检测信号的振幅)作为光盘D的线性方向记录密度增加的结果， 也能够适当地4企测两个信号之间的相差。这实现了跟轨误差信号TE 的精确度提高，并且实现了跟轨控制精度的提高(特别是跟轨伺服 控制)。此外，在以这种方式提高跟轨伺服控制的情况下，也同样 可以抑制再生性能的劣化。
此外，由于无需如上所述地检测零交叉定时，所以可以消除对 用于整形在相关技术中所需信号以确保零交叉定时的高检测精度 所获取的波形的均衡器(参照图13的均衡器51a和51b)的需要。 结果，当与用于跟轨信号生成的现有电路进行比较时，可以预见电 路空间的减小和成本的降低。
此外，从前面的描述中可以认为，通过本实施例的再生装置1， 可以获得在除零交叉定时之外的所有采样点处的两个信号之间的 相差信息。因此，可以预见进行比以往更高速的跟轨伺服控制的处 理。此外，在可以这种方式在除零交叉定时之外的所有采样点处获 得相差信息的情况下，也可以提高跟轨伺服控制的精确度。
此外，通过图3所示的结构可以看出，在通过对来自四元件枱r 测器11的4企测信号进行不对称采样的A/D转换之后，仅通过数字 同步电路对数据执行运算操作就可以生成在本实施例的再生装置1 中的跟轨误差信号TE。
<第二实施例>
图8示出了根据本发明第二实施例的用于跟轨误差信号TE的 再生系统的结构。
应当注意，类似于图3,图8也4又示出了在图1所示矩阵电路 3中的用于跟轨误差信号的再生系统，但忽略了再生装置1的其它 组件。此外，此处的描述确认了在下文中所描述的实施例中，再生 装置1也具有与上面参照图1所描述结构相类似的通用结构。
在第二实施例中，由于引入跟轨祠服，所以使用根据现有DPD 方法的跟轨误差信号，并且在引入跟轨伺服控制后，使用才艮据不对 称分量D的跟轨误差信号TE。
参照图8，在本实施例的再生装置中的矩阵电路3也包括如上 面参照图3描述的跟轨误差信号TE生成系统的结构，在图8中， 通过长和短交替的短划线来围绕该矩阵电路。具体地，矩阵电路3 包4舌加法器12a和12b、 低通滤波器13a和13b、自动》文大调节器 14a和14b、 A/D转换器15a和15b、自适应均-街器16、和不对称 分量计算部17。
矩阵电路3进一步包括用于将从不对称组件计算部17输出的 跟轨误差信号TE转换成模拟信号的D/A (数字/模拟)转换器29。
此外，在矩阵电路3中，将作为加法器12a的加法结果获取的 检测器元件A和检测器元件C的检测信号的和信号(A + C )与作 为加法器12b的加法结果获取的检测器元件B和检测器元件D的 检测信号的和信号(B + D )进行分支，并将其提供给跟轨误差信号 生成部50。
构成跟4九误差信号生成部50,以通过传统DPD方法(即，通 过根据和信号的零交叉定时的检测结果来检测相差的方法)来生成
跟轨误差信号。例如，跟轨误差信号生成部50的特殊内部结构可 以与上面参照图13描述的跟4九误差信号生成30的内部结构相似。
从跟轨误差信号生成部50输出的跟轨误差信号被提供给图8 所示的开关SW的抽头T2。同时，通过上述误差计算部28所D/A 转换的跟轨误差信号TE提供给开关SW的另一抽头T3。
如图8所示，开关SW为双触点开关，其可以相对于抽头Tl 选择抽头T2和抽头T2中的一个。在这种情况下，如图8所示，抽 头Tl的输出接收从矩阵电路3输出的跟轨误差信号，并将其提供 至伺服电路4。
此外，响应于来自伺服电路4的跟轨伺服环路开/关信号来执行 开关SW的切换控制。跟轨伺服环路开/关信号表示跟轨伺服环路的 开/关状态。
如相关技术中所知，伺服电路4包括用于响应于跟轨伺服控制 的开/关切换来切换跟轨伺服环路开/关的开关。因此，在伺服电路4 中，通过执行开关的开/关控制能够切换跟轨伺服环路的开/关。
在第二实施例中，用于切换跟轨伺服环路开/关的控制信号被分 支到伺服电路4中，并且也将其作为跟轨伺服环路开/关信号提供给 开关SW。如果跟轨伺服环路开/关信号表示关状态，则开关SW选 择抽头T2，而如果跟轨伺服环路开/关信号表示开状态，则开关SW 选冲奪抽头T3。
因此，如果作为上述根轨伺服环路开/关信号来获得用于断开引 入跟轨伺服的跟轨伺服环路的信号，则选择开关SW的抽头T2。因 此，根据跟轨伺服的引入，将来自跟轨误差信号生成部50的根据 传统DPD方法的跟轨误差信号提供给伺服电路4。
另 一方面，如果获得作为跟轨伺服环路开/关信号的用于接通跟 轨伺服环路切换的信号，以在引入跟轨伺服后启动跟轨伺服控制，
则选择开关SW的抽头T3。因此，根据跟轨伺服控制，将根据通过 不对称分量计算部17计算的不对称分量D的跟轨误差信号TE提 供至伺服电路4。
因此，通过第二实施例，能够才艮据通过传统DPD方法得到的 跟轨误差信号来执行跟轨伺服的引入控制，并且才艮据以不对称分量 D为基础的跟轨误差信号TE来执行随后的跟轨伺服控制。
因此，尽管确保传统的有效精度作为引入跟轨伺服的精度，但 可以比以前根据跟轨误差信号TE更高的精度来执行跟轨伺服控制。
应当注意，在图8中，虽然将误差计算部28插入从不对称分 量计算部17输出的跟轨误差信号TE侧，但在构成了随后阶段的伺 服电路4以为数字信号形式的跟轨误差信号进行准备的情况下，应 当将用于才莫/数转换的A/D转换器插入从跟轨误差信号生成部50输 出的3艮4九误差侧。
<第三实施例>
图9示出根据本发明第三实施例的用于跟轨误差信号TE的生 成系统的结构。
应当注意，在图9中，仅示出了在图2所示的矩阵电路3中提 供的自适应均;銜器16和第三实施例的附加组件，而忽略了其它组件。
根据第三实施例，响应于作为输入波形和目标波形输入的两个信号之间的误差来控制自适应均衡器16的抽头系数C的更新操作， 以防止自适应均衡器16的偏差。
参照图9，提供至自适应均衡器16的信号A + C和信号B + D 被分支，并也将其4是供至均方误差(MSE)计算部30。
例如，MSE计算部30(执行"信号(A + C)-信号(B + D)" 的运算操作，以计算信号(A + C)和信号(B + D)的误差均方值。 随后，将计算结果输出至比较部31。
图9所示的阈值thl和另 一阈值th2被设置到比较部31。在这 种情况下，设置阈值thl和阈值th2,以使其具有thl>th2的关系。
比较部31彼此比较两个阈值thl和th2与通过MSE计算部30
计算的误差均方值的幅值，并将比较结果输出至更新操作控制部 32。
更新操作控制部32根据比较部31的比较结果通过自适应均衡器中的抽头系数更新电路27来控制抽头系数C的更新操作。
具体地，如果比專交部31的比举交结果表示来自MSE计算部30 的误差均方值比阈值thl更高，则更新操作控制部32停止抽头系数 C的更新操作，并控制抽头系数更新电路27，以重新设置抽头系数 C(将C(m)设置为C(m) = 1，并将所有其它抽头系数设置为0)。
另一方面，如果比较部31的比4交结果表示来自MSE计算部30 的误差均方值比阈值th2更低，则更新操作控制部32控制抽头系数更新电路27，以重启抽头系数C的更新操作。
在具有上述结构的第三实施例中，即使在轨道之间移动光学拾
取装置OP未提供信号状态中(例如，在轨道伺服的引入处理或显
著降低了再生信号质量的情况下)，也可以有效地防止自适应均衡-
器16发生偏差的情况。
如果自适应均4軒器16的抽头系数C发生偏差，则即4吏光学抬i 取装置OP到达下一个轨道，自适应均4軒器16也不会收敛，并且不 能获取相位误差的才交正信息。然而，4艮据第三实施例，能够有效地 防止这种情况。
<第四实施例〉
图10示出才艮据本发明第四实施例的if艮轨i吴差信号生成系统的 结构。
也应当注意，在图10中，^又示出了在图2所示的矩阵电路3 中4是供的自适应均纟軒器16和第四实施例的附加组件，而忽略其它 组件。
在第四实施例中，可变地设置自适应均衡器16的更新系数n, 以实现跟轨伺服控制精确度的提高和跟轨伺服引入性能的提高。
参照图10，所示矩阵电路3包括选择电路33。更新系数pl和 另一个更新系数H2被提供给选择电路33。设置更新系数nl和p2， 使其满足|!1>|^2的关系。
此外，将来自伺服电路4的跟轨伺服环路开/关信号提供给选择 电路33。如果根据跟轨伺服引入将跟轨伺服环路关信号作为跟轨伺 服环路开/关信号提供至选择电路33,则选择电路33从更新系数
和|i2之间选择更新系数|il,并将所选的更新系数pi作为将设置的 更新系数(i输出至自适应均衡器16中的加法器26。
另 一方面，根据跟轨伺服控制将跟轨伺服环路开信号作为跟轨 伺服环路开/关信号提供至选择电路33,选择电路33选择更新系数 |i2，并将所选的更新系数|i2作为将设置的更新系数p输出至加法 器26。
通过上述选择电路33执行的更新系数p的这种选择操作，根 据跟轨伺服的引入，将相对高的值设置为用于^由头系数更新电路27 的更新系数|i。在以这种方式将相对高的值设置为更新系凄t 的情 况下，自适应均卩lf器16在相对短的时间周期内收敛。因此，自适 应均衡器16也可以根据跟随伺服的引入跟踪以相对高速改变的信 号A + C和信号B + D。结果，可以4是高引入性能。
另一方面，根据跟轨伺服控制，由于将相对较低的值设置为抽 头系数更新电路27的更新系数n，所以能够这样提高自适应均衡器 16收敛值的精度，从而提高通过不对称分量计算部17获得的不对 称分量D的精度。因此，由于能够抑制跟轨误差信号TE的不必要 的高频噪声，乂人而才是高跟轨i吴差信号TE的S/N比，所以也可以这 样提高跟轨伺服控制的精度。
<第五实施例>
图lla和lib示出根据本发明第五实施例的跟轨误差信号生成 系统的结构。
应当注意，在图lla和llb中，仅示出了设置在图2所示的矩 阵电^各3中的自适应均纟酐器16和不对称分量计算部17及第五实施 例的附加组件，而忽略其它组件。
在第五实施例中，为了解决例如通过束斑的4丑曲、变形等在来 自第四元件检测器11的检测信号中生成固定相差分量的情况，提 供用于去除所述相差分量的结构。
具体地，图lla示出了将用于相位补偿的电路插入作为自适应 均衡器16的输入波形提供的信号B + D侧的结构。同时，图lib 示出相反地将用于相位补偿的电路插入作为自适应均衡器16的目 标波形提供的信号A + C侧的结构。
图lla和lib中所示的结构通常包4舌用于计算如上所述的固定 相差偏移分量的平均值计算部34。来自不对称分量计算部17的-艮 轨误差信号TE (不对称分量D)被分支，并将其提供给平均值计 算部34。也将来自伺服电路4的跟轨伺服环路开/关信号提供给平 均值计算部34。
4又当向平均值计算部34 ^是供作为上述跟專九伺月良环路开/关信号 的跟轨伺服环路关信号时，平均值计算部34计算由不对称分量计 算部17提供的跟轨误差信号TE值的平均值。
因此，当跟轨伺服控制断开时，平均值计算部34计算在自由 运行状态下关于跟轨误差信号TE (即，横向信号)的采样平均《直。 换句话说，平均值计算部34计算横向信号的采样平均值，作为在 信号A + C和信号B + D之间出现的固定相差偏移分量的值。
随后，在图lla所示的结构实例中，将作为通过平均值计算部 34计算的固定相差偏移分量值的平均值提供给在用于作为输入波 形提供给自适应均衡器16的信号B + D侧的线中所插入的相差补偿 电路35。
相差补偿电路35通过对应于由平均值计算部34提供的值的量 来改变从上面参照图3所述的A/D转换器15b提供的信号B + D的 相位。更具体地，如果由平均值计算部34提供具有+ (正)才及性 的平均值，则相差补偿电路35通过对应于平均值的绝对值的量来 延迟信号B + D的相位。然而，如果4是供-(负)才及性的平均4直， 则相差补偿电路通过对应于平均值的绝对值的量来提前信号B + D 的相位。随后，相差补偿电路35通过上述相位转换处理获取的4言 号B + D l是供给自适应均4軒器16。
因此，可以去除在信号A + C和信号B + D之间出现的固定相
差偏移分量。
此处，附加描述了通过上述平均值计算部34计算的平均〗直的 极性与在信号A + C和信号B + D之间出现的相差的极性之间的关 系。首先，通过平均值计算部34计算的+值表示作为通过不对称 分量计算部17获得的横向信号的跟轨误差信号TE具有+侧偏移。 随后，以这种方式在跟轨误差信号TE中出现的+分量表示被$釙入 至不对称分量计算部17的系凄t C ( m + 1 )具有4交高的值。
根据上文中参照图4给出的描述，以这种方式的抽头系数C(m + 1 )较高表示由于在延迟了输入波形信号B + D的相位方向上执行 了波形均衡，所以信号B + D具有超前的相位。通过这样，如果通
过平均值计算部34获取+平均值，则表示在提前了信号B + D的相
位的方向(极性)上生成了固定相位偏移分量。
相反，如果通过平均值计算部34计算出-值，则表示输入至 不对称分量计算部17的抽头系数C (m- 1 )较高。此外，这表示 由于在提前了输入波形的信号B +D的相位的方向上执行了波形均 #f,所以信号B + D具有延迟的相位。通过这样，如果通过平均值
计算部34获取了 -平均值，则表示在延迟了信号B + D的相位的;t及 性上生成了固定相差偏移分量。
因此，4艮据上述相差补偿电路35,在提前了信号B + D的方向 生成固定相差分量并获得了 +值作为平均值的情况下，能够通过对 应于平均值(绝对值)的量来延迟信号B + D的相位。换句话说， 能够因此去除固定相差分量。
相反，在延迟了信号B + D的方向上生成固定相差分量并作为 均值获取了 -值的情况下，能够通过对应于均值(绝对值)的量来 提前信号B + D的相位。因此，在这种情况下，也能去除固定相差分量。
在图llb的另一结构实例中，将通过平均值计算部34计算的 平均值提供给在作为自适应均衡器16的目标波形用于提供的信号 AC的线中插入的相差补偿电路36。
与相差补偿电路35相反地构成相差补偿电路36。具体地，构 成相差补偿电路36,使得如果提供来自平均值计算部34的+ (正) 极性平均值，则通过对应于平均值(绝对值)的量来延迟信号A十 C的相位。另一方面，如果才是供-(负)极性的平均值，则通过对 应于平均值(绝对值)的量来4是前信号A + C的相位。
具体地，在根据来自平均值计算部34的平均值来调节其它信 号A + C的相位的情况下，相差补偿电路36以与上述相差补偿电路 35的关系相反的关系来调节相位。通过这种调节，能够类似于上面 参照图lla的描述执行的方式来执行信号A + C和信号B + D之间 的相差调节。结果，通过图llb的结构，也能去除在信号A + C和 信号B + D之间出现的固定相差分量。
如果能够以这种方式去除在信号A + C和信号B + D之间出iE见 的固定相差偏移分量，则能够防止偏移分量与作为通过不对称分量 计算部17计算的不对称分量D的跟轨误差信号TE重叠。因此， 即使在通过束斑的扭曲、变形等导致固定相差偏移分量的情况下， 也能够实现高精度等级的跟轨伺服控制。
此外，如果能够以这种方式去除两个不同信号之间出现的固定 相差偏移分量，则能够在图5所示的相差灵敏度曲线的优选特性范 围内(例如，图5中的-0.3兀< 5 < 0.3兀的范围)检测跟轨误差信号 增加的可能性。在这点上，也能够实现高精度的跟轨伺服控制。
应当注意，在第五实施例中，虽然在仅将用于相位补偿的电路 插入用于信号A + C和信号B + D的其中一条线中，^旦也可以将其 插入用于两个信号的线中。在这种情况下，如果提供了调节彼此相 关的两个信号的相位以去除固定相差偏移分量的结构，则也能够实 现类似的效果。
此外，尽管根据作为横向信号的跟轨误差信号TE检测了固定 相差偏移分量，^旦也可以^吏用另 一种方法作为用于才企测上述固定相 差偏移分量的方法。
或者，可以采用另一种结构，在予贞先知道固定相差^扁移分量的 情况或类似情况下，将固定值提供给相差补偿电路。
<变更例>
虽然已在上面描述了本发明的几个优选实施例，Y旦本发明不限 于上述实施例。
例如，在上述实施例中，FIR型自适应波形均衡器的抽头数为 3，并在通过C (m)表示中央抽头系数的情况下，通过计算抽头系 数C(m-1)和C(m+l)之差来计算不对称分量D。但是，在抽 头数为大于前面数量的奇数的情况下，也能够通过参照中央抽头系 数C (m)来计算之前和之后的抽头系凄tC (m-l)和C (m+l) 之差来类似地确定两个输入信号之间的相差。
或者，在抽头数为大于3的奇数的情况下，例如，也能够通过 计算在中央抽头系数C (m)之前所有抽头系数C的总和与在中央 抽头系数C (m)之后所有抽头系数C的总和之差来计算不对称分 量D。或者，能够通过计算在相对于中央抽头系数C (m)预置数 之前的抽头系数C与相对于中央抽头系数C (m)预置数之后的另 一抽头系数C之差来计算不对称分量D。
总之，仅需要计算不对称分量D，以表示相对于中央抽头系数 C (m)之前/之后的抽头系数中的一个，该系统作为某一侧的权重。 因此，不具体限制不对称分量的计算方法。
此外，在上述实施例中，将包括以上面参照图2描述的位置关 系设置的纟企测器元件A、 B、 C、和D的四元件检测器11用于将信 号A + C和信号B + D作为输入信号输入到自适应均衡器16 ( FIR 型自适应波形均衡器)。但是，在采用作为DPD方法考虑的反射光 检测方法的情况下，可以广泛应用才艮据本发明的再生装置和跟轨控 制方法。
具体地，可以在获取才艮据来自由两个或多个4全测器元件组成的 检测器的检测信号生成的第 一 和第二信号的情况下适当地应用本 发明，使得当从光盘记录介质上轨道的中心部移动激光点时，这些 信号表示相差。
此外，在上述实施例中，虽然采用流-f亍的LMS运算作为用于 FIR型所采用的波形均4軒器的波形均4軒运算，^旦也可以将本发明适 当地应用于采用另 一波形均衡运算的情况。
此外，虽然在上述实施例中通过硬件实现了用于生成跟轨误差 信号TE的自适应均衡器16和不对称分量计算部17的操作，但也 可以通过專欠件处理来实3见这些才喿作。
类似地，可以通过软件处理来实现第三实施例中的MSE计算 部30、比较部31、及更新操作控制部32、第四实施例中的选择电 路33、及第五实施例中的平均值计算部34和相差补偿电路35和 36的才乘作。
此外，尽管在上述实施例中将本发明应用于4又能够再生仅用于 再生的ROM光盘的再生装置，^旦也能够将其适当地应用于再生在 可记录光盘上记录的信号的情况。
此外，也能够将本发明适当地应用于不4又能够再生而且能够记 录光盘记录介质的再生装置，即，应用于记录及再生装置。但是， 由于仅能够以记录信号或标记的状态执行DPD方法，所以在以这 种方式将本发明应用于记录及再生装置的情况下，也仅根据记录在 光盘记录介质上的信号的再生来应用根据本发明的跟轨误差信号 生成方法。
此外，在上述实施例中，将4艮据本发明的相位检测装置和相位 检测方法应用于在至少执行光盘记录介质再生的再生装置中用于 跟轨误差信号的再生系统。但是，根据本发明的相位检测装置和相 位检测方法可以适当地应用于包括两个输入信号(即，第一和第二 信号)之间的相差的检测的各种应用。
例如，在诸如通信领域的其它领域中，才艮据两个信号的零交叉 定时的4企测结果来检测两个信号之间相差的传统:技术不能充分实 现高精度等级的相差检测。如果将根据本发明的相位检测技术应用 于刚刚描述的这种情况，则可以类似地预期两个信号之间的相差的 才企测精确度的提高。
虽然已使用指定术语描述了本发明的优选实施例，但这种描述 仅出于解释"i兑明目的，应当了解，在不背离下面4又利要求的精神和 范围的情况下，可以进4亍更改和变化。
权利要求
1.一种用于检测第一信号和第二信号之间相差的相差检测装置，包括波形均衡部，被配置为分别输入作为目标波形和输入波形的所述第一信号和所述第二信号，以使用FIR滤波器执行波形均衡处理，使得所述输入波形可与所述目标波形相一致；以及相差检测部，被配置为根据所述波形均衡部中的所述FIR滤波器的预定抽头系数来执行预定计算，以计算所述FIR滤波器的所述抽头系数的不对称分量，从而检测所述第一信号和所述第二信号之间的所述相差。
2. —种用于检测第 一信号和第二信号之间相差的相差检测方法， 包4舌以下步骤分别flT入作为目标波形和*命入波形的所述第一<言号和所 述第二信号，以使用FIR滤波器执行波形均衡处理，使得所述華lr入波形可与所述目标波形相一致；以及根据所述FIR滤波器的预定抽头系数来执行预定计算， 以计算所述FIR滤波器的所述抽头系数的不对称分量，从而 检测所述第 一信号和所述第二信号之间的所述相差。
3. —种用于至少纟丸行光盘记录介质再生的再生装置，包4舌头部，包括物4竟，#皮配置为作为到所述光盘记录介质 的激光的输出端和来自所述光盘记录介质的反射光的输入端； -险测器，包括至少两个^r测元件，并#^己置为4企测通过所述物 镜获得的所述反射光；以及跟轨机构，被配置为支撑所述物镜 以至少在i 艮4九方向上移动；波形均衡部，被配置为分别输入根据所述头部的所述检 测元件的检测信号生成的第一信号和第二信号作为目标波形 和输入波形，从而使用FIR滤波器执行波形均衡处理，使得 所述输入波形可以与所述目标波形相一致，其中，所述第一信 号和所述第二信号是为使当基于所述激光的激光点偏离所述 光盘记录介质上的轨道的中心位置时产生相差而生成；相差才企测部，被配置为根据所述波形均#f部中的所述FIR 滤波器的预定抽头系数来执行预定计算，以计算所述FIR滤 波器的所述抽头系lt的不对称分量，从而4企测所述第 一和第二 信号之间的相差；以及跟轨控制部，被配置为根据由所述相差4企测部算出的所 述不对称分量来控制所述3艮4九4几构。
4. 根据权利要求3所述的再生装置，其中，所述跟轨控制部4丸行 跟轨伺服控制作为所述跟轨控制。
5. 根据权利要求3所述的再生装置，其中，所述跟轨控制部一起 执行跟轨伺服控制和跟轨伺服的引入控制作为所述跟轨控制。
6. 根据权利要求3所述的再生装置，进一步包括跟轨误差信号生成部，被配置为根据在检测到所述第一 信号和所述第二信号的零交叉定的结果来检测所述第一信号 和所述第二信号之间的所述相差，以生成第二跟轨误差信号； 以及其中 所述跟轨控制部根据由所述跟轨误差信号生成部生成的 跟轨误差信号来执行跟轨伺服的引入控制，并根据所述不对称 分量执行跟轨伺服控制。
7. 根据权利要求3所述的再生装置，进一步包括误差4企测部，；故配置为4企测所述第一信号和所述第二信 号之间的i吴差；以及离散预防控制部，；陂配置为根据所述误差和预定阈值来 控制在所述波形均衡部中所述抽头系数的更新操作。
8. 根据权利要求7所述的再生装置，其中，在所述误差超过预定 第一阈值的情况下，所述离散预防控制部执行对所述波形均衡 部的控制，使得停止所述抽头系数的所述更新#:作，并将所述 抽头系数重新设置为初始值，而当此后的误差小于预定第二阈 值时，执行对所述波形均衡部的控制，使得启动所述抽头系数 的更新4喿作。
9. 根据权利要求3所述的再生装置，其中，所述跟轨控制部一起 执行跟轨伺服控制和所述跟轨伺服的引入控制作为所述跟轨 控制；所述再生装置进一步包括更新系数转换部，被配置为响 应于跟轨伺服控制的开/关状态来转换所述波形均衡部的更新 系数。
10. 根据权利要求3所述的再生装置，进一步包括相差调节部，被 配置为调节在将输入到所述波形均衡部的所述第 一信号和所 述第二信号之间的所述相差。
11. 根据权利要求10所述的再生装置，其中，所述跟轨控制部一起执行跟轨伺服控制和跟轨伺服的引入控制作为跟轨控制，以 及所述相差调节部被配置为在断开所述跟轨控制部的跟轨伺服控制的情况下，计算由所述相差检测部计算的所述不对称分量的平均值，并4艮据所计算的平均值来调节所述第 一信号和 所述第二信号之间的所述相差。
12. —种用于包括头部的再生装置的跟轨控制方法，所述头部依次 包括物镜，被配置为作为到光盘记录介质的激光的输出端和 来自所述光盘记录介质的反射光的输入端；4企测器，包括至少 两个检测元件，并被配置为检测通过所述物镜获得的所述反射 光；以及跟轨机构，被配置为支撑所述物镜以至少在跟轨方向 上移动，以及，所述再生装置^皮配置为至少执4亍对所述光盘记 录介质的再生，所述跟4九控制方法包括以下步艰艮分别输入根据所述头部的所述检测元件的检测信号生成 的第一信号和第二信号作为目标波形和输入波形，以使用FIR 滤波器4丸行波形均;街处理，4吏得所述输入波形可以与所述目标 波形相一致，其中，所述第一信号和所述第二信号是为使当基 于所述激光的激光点偏离所述光盘记录介质上的轨道的中心 位置时产生相差而生成；根据所述FIR滤波器的预定抽头系数来执行预定计算， 以计算所述FIR滤波器的所述抽头系数的不对称分量，从而 检测所述第一信号和所述第二信号之间的相差。根据在所述相差检测步骤中所计算的所述不对称分量来 控制所述3艮4九一几构。
全文摘要
本发明公开了一种用于检测第一和第二信号之间相差的相差检测装置，包括波形均衡部，被配置为分别输入作为目标波形和输入波形输入的第一和第二信号，以使用FIR滤波器执行波形均衡处理，使得输入波形可与目标波形一致；以及相差检测部，被配置为根据在波形均衡部中FIR滤波器的预定抽头系数来执行预定计算，以计算FIR滤波器抽头系数的不对称分量，从而检测第一和第二信号之间的相差。
文档编号G11B7/09GK101105953SQ20071013582
公开日2008年1月16日 申请日期2007年7月16日 优先权日2006年7月14日
发明者白石淳也 申请人:索尼株式会社