电磁体装置的驱动装置的制作方法

专利名称：电磁体装置的驱动装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及利用开闭电源的开关装置的间断，对给电磁体装置的励磁线圈加载的驱动电流进行定电流控制，以节省电磁体装置的电力的电磁体装置的驱动装置。特别是，涉及根据开关装置的间断，减小从电磁体装置产生的响声音的电磁体装置的驱动装置。
背景技术：
通过使开关装置间断，给电磁体装置的励磁线圈进行通电，可以节省电磁体装置的电力。作为与本发明接近的现有技术，本申请人提出了较早申请发明的专利第2626147号的技术。
该较早申请发明的技术具有开关控制电路，它可利用使对电磁体装置的励磁线圈的通电间断的脉冲信号，通过开关装置进行驱动。通过接通和断开插入上述电磁体装置的励磁线圈和交流电源之间的无接点继电器的主开关元件，使电磁体装置接通和断开。这时，上述无接点继电器内的主开关元件在自身保持电流以下的、电源电压为零附近的区域，在比从上述开关控制电路输出的断续的脉冲信号周期长的预定时间内，成为不通电状态。这样，即使将断开指令给与无接点继电器，无接点继电器的交流电路持续导通，可以防止电磁体装置不能断开。
图4表示继承上述在先申请发明的技术，并同时对电磁体装置的励磁电流进行定电流控制，进一部节省电磁体装置的电力的现有的电磁铁驱动装置电路的结构例子。另外，图5表示图4中的电流模式型PWM控制集成电路11的内部原理的结构；图9表示图4的主要部分的动作波形；图10表示图4中的电压检测电路14的动作波形。
在图4中，4为与二极管电桥2的直流输出端连接的电磁接触器等的电磁体装置的励磁线圈(简记为MC)；1为开闭通往二极管电桥2的交流电源的输入的无接点继电器，称为SSR(Solid State Relay，固态继电器)。在该电路中，使无接点继电器1通和断，可以使电磁体装置接通或断开。
T1，T2为与交流电源连接的输入端子，无接点继电器1的输出端子T3，T4与输入端子T1，T2串联连接。
直流电源E通过开关SW0与无接点继电器1的输入端子T5，T6连接；同时，光电三端双向可控硅开关耦合器PC(phototriac couple)的发光二极管PD也与其连接。
主三端双向可控硅开关TR与光电三端双向可控硅开关耦合器PC的光电三端双向可控硅开关PTr并联连接，电阻R11连接在主三端双向可控硅开关TR的控制极和一端的端子之间。另外，由电容器C10和电阻R10构成的缓冲电路，与主三端双向可控硅开关TR并联连接。
上述二极管电桥2连接在无接点继电器1的输出端子T4和交流电源的输入端子T2之间。上述电磁体装置的励磁线圈(MC)4，作为控制励磁线圈4的电流Imc的主开关元件的功率一MOSFET17，和为了检测励磁线圈4的电流Imc插入在MOSFET17的源极中的电流检测电阻18(电阻值为R18)的串联电路，与该二极管电桥2的直流输出端子连接。另外，电容器3与该串联电路并联连接，续流二极管5与励磁线圈4并联连接。
另外，电阻6和齐纳二极管9的串联电路，与电阻7和基极与电阻6和齐纳二极管9的连接点连接的晶体管8、电容器10的串联电路与二极管电桥2的直流输出端子连接。这些电路构成被供给至电流模式型PWM控制集成电路11的电源端子VIN的定电压的电源电路。另外，上述PWM为Pulse Width Modulation(脉冲宽度调制)的简称。
分压电阻12、13的串联电路与二极管电桥2的直流输出端子连接。该电阻12和13的连接点的电压14a，被输入至用于检测交流电源的电压达到零附近的电压检测电路14中。
如图10所示，出现交流电源的两个波整流电压的、利用分压电阻12、13对二极管电桥2的直流输出端子间的电压进行分压的电压14a将预定的低电压检测电平VL0降低期间t1时为高电平，在时间t1以外为低电平的电压V1输出，并且给与电流模式型PWM控制集成电路11的反馈输入端子FB。
上述低电压检测电平VL0的时间t1设定得比后述的PWM脉冲Vout的输出周期T长。另外，由于设在二极管电桥2的直流输出端子之间的电容器C3具有相对于二极管电桥2的直流端的负荷电流中的高频成分的电源的作用，所以因为其容量小，二极管电桥2的直流输出端子间的电压波形，大致为追随交流电源的电压变化的两个波的整流电压波形。
从电流模式型PWM控制集成电路11的OUT端子输出的PWM控制脉冲(简单记为PWM脉冲)Vout输入至功率MOSFET17的控制极，在电流检测电阻18的两端产生的电流检测电压(＝(电阻18的电阻值R18)×(励磁线圈4中的电流Imc))通过电阻19输入至电流模式型PWM控制集成电路11的电流检测端子CS中。此外，令该端子CS的输入电压为Vcs。
15和16分别为用于决定电流模式型PWM控制集成电路11的PWM脉冲周期的定时电阻和定时电容器。定时电阻15连接在集成电路11的基准电压(在本例中为5V)的输出端子Vref和集成电路11的定时电阻/电容连接端子RT/CT之间；定时电容器16连接在集成电路11的端子RT/CT和二极管电桥2的负端端子之间。另外，集成电路11的图外的接地端子GND(参见图5)与二极管电桥2的负端端子连接。
在这种情况下，作为电流模式型PWM控制集成电路11，使用开关电源用的电流模式型PWM控制集成电路，它可以在控制负荷电流的同时，定电压控制开关电源的电压。在本例子中，该集成电路利用当开关电源在重负荷时，具体地是后述的误差放大器输出电压Vcomp在预定值以上时，进行定电流控制的性质。
其次，参照图4和图9说明由图5实行的电流模式型PWM控制集成电路11的定电流控制的功能。
在图5中，当供给集成电路11的电源端子VIN的电压达到集成电路11的正常工作电压(本例子中为16V)时，低电压闭锁电路UVL1的锁定解除，5V的带隙基准电压调节器REG接通，除了从供给至电源端子VIN的电压中生成5V的基准电压Vref、输出至集成电路11的端子Vref以外，还供给至集成电路11内的必要的各个部分。
当调节器REG输出的基准电压Vref在4.7V以上时，又一个低电压闭锁电路UVL2的锁定解除，“或”电路G2的输出，即“或非”电路G1的输入之一变成“L”，解除停止来自由“或非”电路G1驱动的推拉输出电路TTP的PWM脉冲Vout的输出的条件之一。
相反，在这个解除进行之前，至少PWM脉冲Vout的输出停止，将PWM脉冲Vout作为输入控制极的功率POSFET17保持在断开状态。
振荡器OSC产生决定PWM脉冲Vout的输出周期T的三角波W1。即当构成振荡器OSC的比较器CP1的输出为“L”时，构成同一个振荡器OSC的半导体开关SW1、SW2断开，作为三角波W1的上限电压的2.8V输入至比较器CP1的(一)输入端子。另外，外部的定时电容器16通过定时电阻15，由基准电压Vref进行充电。
可将定时电容器16的充电电压，经过集成电路11的定时电阻/电容连接端子RT/CT，输入比较器CP1的(+)输入端子进行监视。
亦即，当定时电容器16的充电电压超过2.8V时，比较器CP1的输出反转成“H”。这样，半导体开关SW1、SW2接通，比较器CP1的(-)输入端子的电压切换成三角波W1的下限电压的1.2V；同时，定电流源IS1与集成电路11的端子RT/CT连接，定时电容器16开始放电。
其次，当定时电容器16的电压低于1.2V时，比较器CP1的输出再次反转为“L”，定时电容器16的电压转为上升，这样，生成连续的三角波W1。
这时，由比较器CP1输出的矩形波脉冲构成的振荡输出W2输入锁存设定脉冲生成电路LS中。在每一个振荡输出W2升高的定时，该脉冲生成电路LS生成须状的锁存设定脉冲P1，给与由“或非”电路G1和RS电桥块构成的电流检测锁存器FF的设定输入端子S。
利用锁存设定脉冲P1的输入，电流检测锁存器FF的反向输出QB(QB中的B是“杆”的意思)变为“L”，这时，因为“或非”电路G1的全部输入为“L”，因此，推拉输出电路TTP的输出，即从集成电路11的OUT端子输出的PWM脉冲Vout为高电平，接通外部的功率MOSFET17。
以后，这个PWM脉冲Vout的高电平状态，即功率MOSFET17的接通状态继续至重新设定电流检测锁存器FF，其反向输出QB为“H”为止。
通入电流检测锁存器FF的输入端子R的复位信号，作为CS比较器CP2的输出给出。通过功率MOSFET17接通，电流检测端子CS的电压Vcs，即CS比较器CP2的(+)输入端子的电压渐渐增大，在使CS比较器CP2的(-)输入端子的电压Vcsn上升的时刻，产生该比较器CP2的输出。
另外，在图4中，如上所述，电压检测电路14只在交流电源电压为零附近的时间t1，才使给与集成电路11的反馈输入端子FB的电压V1，即误差放大器EA的(-)输入端子的电压)为高电平，在时间t1以外为低电平。
在本例子中，电压V1的高电平为比误差放大器EA的(+)输入端子的电压(2.5V)高的电压；电压V1的低电平大约为0V。
因此，在时间t1，误差放大器EA的输出电压(称为误差电压)Vcomp至少在1.4V以下，这样CS比较器(-)输入端子电压Vcsn大致为0V。在t1时间以外，误差电压Vcomp至少为4.4V以上，这样，CS比较器(-)输入端子电压Vcsn固定在作为上限值的齐纳电压1V上。
因此，在时间t1以外，在功率MOSFET17接通后，励磁线圈电流Imc增加，从而使电流检测电阻18的电压，因而也是集成电路11的电流检测端子CS的电压(称为CS端子电压)Vcs逐渐增大，达到CS比较器(-)输入端子电压Vcsn的1V，CS比较器CP2进行重新设定电流检测锁存器FF的动作。
这时，在电流检测锁存器FF被设定后，至重新设定的时间，即PWM脉冲Vout的脉冲宽度(高电平期间)，换句话说，功率MOSFET17接通时间，在当接通期间的开始时刻的励磁线圈4的电流Imc小时较长；而该同一个励磁线圈电流Imc增加，越接近设定值(即与CS比较器(-)输入端子电压Vcsn的1V对应的值)则越短。这样，可以通过励磁线圈4的电流Imc的PWM控制，进行定电流控制。
另一方面，在时间t1，因为CS比较器(-)输入端子电压Vcsn为0V，因此，PWM脉冲Vout的脉冲宽度，即功率MOSFET17接通期间，由于图5的动作而变成0。通过实际上进入不灵敏区，PWM脉冲Vout不输出，功率MOSFET17断开。
其次，主要参照图9来说明图4的全部动作。
现在，交流电源与交流电源输入端子T1，T2连接。当设在无接点继电器1的输入端T5、T6之间的开关SW0被接通时，由于无接点继电器1的光电三端双向可控硅开关耦合器PC接通，电流流入主三端双向可控硅开关TR的控制极，主三端双向可控硅开关TR导通，交流输入电压加在二极管电桥2上。
在被上述二极管电桥2全波整流的电压超过齐纳二极管9的齐纳电压之前，电容器10通过晶体管8充电；当二极管电桥2的全波整流电压超过齐纳二极管9的齐纳电压时，电容器10可积蓄大致与齐纳二极管9的齐纳电压相当的电荷，而保持恒定电压。
电容器10的电压输入至电流模式型PWM控制集成电路11的电流端子VIN，开始集成电路11的正常工作。当电压检测电路14的输出电压V1(即集成电路11的反馈输入端子FB的电压)为低电平时，通过上述集成电路11的动作，对由功率MOSFET17的PWM控制进行通断的励磁线圈4的电流Imc，进行定电流控制。
即在输出集成电路11内的锁存设定脉冲P1的每个周期T内，输出高电平的PWM脉冲Vout，功率MOSFET17接通，二极管电桥2的全波整流电压，通过电流检测电阻18，加在励磁线圈4上，励磁线圈4的电流Imc增加。这时，励磁线圈电流Imc斜度的增加，主要由该时刻的全波整流电压的瞬时值和励磁线圈4的电感决定。
当励磁线圈电流Imc的增加使电流检测电阻18的电压(R18×Imc.)因而集成电路11的CS端子电压Vcs，达到集成电路11内的CS比较器(一)输入端子电压Vcsn的1V时，PWM脉冲Vout为低电平，功率MOSFET17断开，励磁线圈4的电流Imc流入续流二极管5，在励磁线圈4和二极管5中环流，并衰减。该电流衰减的时间常数，由励磁线圈4的电感和环流路的电阻决定。
其次，当功率MOSFET17接通时，励磁线圈电流Imc再次上升。
在这种动作中，在无接点继电器1的开关SW0接通后，在锁存设定脉冲P1一次的输出周期T期间，不能确立励磁线圈电流Imc，因而，电流检测电阻18的电压、集成电路11的CS端子电压Vcs不能达到1V。因此，如扩大图9的时间轴部分所示，集成电路11内的电流检测锁存器FF不能重新设定，功率MOSFET17实质上持续接通状态。
在多次经过锁存设定脉冲P1的输出周期T后，在励磁线圈电流Imc确立、CS端子电压Vcs达到1V时刻(图9的例子中为时间τc)以后，每个周期T的功率MOSFET17进行通断动作，可使励磁线圈电流Imc大致保持为一定值。可以节省励磁线圈4的电力。通过确立励磁线圈电流Imc，进行电磁体装置(在本例子中为电磁开闭器)的接通。
如上所述，在交流电源电压为零附近的时间t1，功率MOSFET17保持为断开状态。可以选择时间t1使它比功率MOSFET17的通断周期T大，比无接点继电器1的主三端双向可控硅开关TR的断开时间大。
如图9所示，如果无接点继电器1的输入开关SW0保持接通状态，则在时间t1，励磁线圈电流Imc衰减比较大，在时间t1以后，因为无接点继电器1的主三端双向可控硅开关TR再次通电，经过含有周期T的多个周期成分的功率MOSFET17的接通时间tr，功率MOSFET17转移至每个周期T进行通断动作。
另一方面，在无接点继电器1的输入开关SW0开放的情况下，在开放后最初到来的时间t1，无接点继电器1的主三端双向可控硅开关TR断开，以后，二极管电桥2的整流输出电压消失，励磁线圈4的电流Imc在流向续流二极管5的状态下衰减并消失。在衰减期间，电磁体装置进行断开。
另外，在电磁体装置接通初期时间和接通后的电磁体装置的保持期间，实际上，可利用图外的装置切换电流检测的电阻18的值。在电磁体装置保持期间，与接通初期时刻相比，就更进一步减小励磁线圈电流Imc，从而节省电力。图9所示的波形表示电磁体装置保持期间的例子。
另外，如图9所示的CS端子电压Vcs的时间轴扩大部分(时间tr)的点划线所示，严格来说，在锁存设定脉冲P1存在的微小期间，集成电路11内的“或非”电路G1输出为“L”，因此，PWM脉冲Vout为低电平，功率MOSFET17瞬时被驱动断开。但由于在功率功率MOSFET17中有断开滞后，因此继续接通状态。
图4所示的装置有以下的问题，即如图9的说明所述，在电磁体装置的保持期间，当作为夹住交流电源电压零交叉点的上述时间t1的、无接点继电器1的主三端双向可控硅开关TR从不通电期间移至通电时间时，由于励磁线圈4的电流Imc比在不通电期间t1的设定值低很多，因此，在比通常的开关周期T长得多的期间tr的时间，电流模式型PWM控制集成电路11输出实质为接通状态的PWM脉冲Vout。当励磁线圈电流Imc达到设定电源(电磁体装置的保持电流)时(即CS端子电压Vcs达到CS比较器(-)输入端子电压Vcsn的1V时)，断开PWM脉冲Vout。
在该期间tr(以下称为PWM脉冲Vout或功率MOSFET17的连续接通时间)时的励磁线圈电流Imc的变化量，与该期间以后的稳定的电流脉冲部分的电流变化量比较，大了大约一位，因此电磁体装置的吸引力变动大，存在由电磁体装置产生响声的问题。

发明内容
本发明的目的是要提供一种在不通电期间t1使电磁体装置可靠地断开成为可能，同时，通过基于电磁体装置的励磁线圈电流的PWM控制的定电流控制，可以节省电力，并且在电磁体装置的保持状态下，可以减少响声声音的电磁体装置的驱动装置。
为了解决上述问题，权利要求1的电磁体装置的驱动装置，具有开关控制电路(电流模式型PWM控制集成电路11)，该电路可通过开关装置(功率MOSFET17)，利用间断对电磁体装置的励磁线圈(4)的通电的脉冲信号(PWM脉冲Vout)进行驱动；该开关控制电路可以间断上述脉冲信号，使得在预定周期(T)中生成的接通的定时中最初来到的接通的定时中，使处在断开状态的上述开关装置成为接通状态；而在上述励磁线圈的电流检测值(CS端子电压Vcs)，达到预定的电流设定值(CS比较器CP2的(-)输入端子电压Vcsn，在本例子中为1V)的定时，使处在接通状态的上述开关装置成为断开状态；通过使插入上述电磁体装置的励磁线圈和交流电源之间的无接点继电器(1)的主开关元件(主三端双向可控硅开关TR)通断，使电磁体装置接通和断开；上述无接点继电器内的主开关元件，可使在自身保持电流以下的电源电压为零附近的区域(时间t1)仅在(通过电压检测电路14)较上述预定周期长的预定时间成为不通电状态；其中，至少是在接着上述不通电状态的时间的预定时间(t2)将预定的偏置信号与上述电流检测或电流设定值重叠；上述开关控制电路间断上述脉冲信号，使上述开关装置在每上述预定周期进行接通和断开。
另外，权利要求2的电磁体装置的驱动装置，在权利要求1所述的电磁体装置的驱动装置中，使上述偏置信号(通过单稳电路20等)为预定电平的持续信号(单稳电路输出电压V2的分压值(电阻19的电压)等)。
另外，权利要求3的电磁体装置的驱动装置，在权利要求1所述的电磁体装置的驱动装置中，使上述偏置信号(通过单稳电路20，“与”门电路23等)为只在上述开关装置处在接通状态时存在的预定电平“与”门电路输出电压V3等的分压值(电阻19的电压等)的信号。
权利要求4的电磁体装置的驱动装置，在权利要求3所述的电磁体装置的驱动装置中，在上述偏置信号中(通过电阻22等)利用使上述开关装置处在接通状态的上述脉冲信号。
权利要求5的电磁体装置的驱动装置，在权利要求1所述的电磁体装置的驱动装置中，使上述偏置信号为电平随着时间减小的预定波形的信号。
本发明的作用如下。
即驱动装置通过通断插入在电磁体装置的励磁线圈和交流电源之间的无接点继电器的主开关元件，使电磁体装置接通和断开。该电磁体装置由利用预定周期(T)的同步信号(锁存设定脉冲P1)的PWM控制间断开关装置(功率MOSFET17)，进行定电流控制。
为了防止即使将断开指令给与无接点继电器，无接点继电器的主开关元件继续导通而不能断开电磁体装置，可通过在紧接设在交流电源电压为零附近区域的不通电期间(t1)，至少是预定时间(t2)内，将预定的偏置信号与电流检测值或电流设定值重叠，可在开关装置进入接通状态的上述预定周期(T)的该周期内使励磁线圈电流达到设定值，切换至断开状态，再使开关装置在从不通电期间以后的预定周期(T)中通断，使励磁线圈电流缓慢增加至设定值。


图1为表示本发明的第1实施例的结构的电路图；图2为表示本发明的第2实施例的结构的电路图；图3为表示本发明的第3实施例的结构的电路图；图4与图1-图3对应的现有的电路图；图5为表示图1-图4内的电流模式型PWM控制集成电路11的内部原理的结构的电路图；图6为表示图1的主要部分的动作的波形图；图7为表示图2的主要部分的动作的波形图；图8为表示图3的主要部分的动作的波形图；图9为表示图4的主要部分的动作的波形图；图10为用于说明图1-图4内的电压检测电路14的动作的波形图。
符号说明1无接点继电器(SSR)，SW0无接点继电器的输入侧开关，PC无接点继电器的光电三端双向可控硅开关耦合器(phototriac)，TR无接点继电器的主三端双向可控硅开关(main triac)，2二极管电桥，3电容器，4电磁体装置的励磁线圈(MC)，Imc励磁线圈4的电流，5续流二极管，6、7电阻，8晶体管，9齐纳二极管，10电容器，11电流模式型PWM控制集成电路，12，13分压电阻，14电压检测电路，14a电压检测电路14的输入电压，V1电压检测电路14的输出电压，15定时电阻，16定时电容器，17功率MOSFET，18电流检测电阻，R18电流检测电阻18的电阻值，19分压电阻，20单稳电路，V2单稳电路20的输出电压，21和22分压电阻，23“与”门电路，V3“与”门电路23的输出电压，CS集成电路11的电流检测端子CS，Vcs集成电路11的电流检测端子CS的输入电压＝(集成电路11内的CS比较器的(+)输入端子电压)，FB集成电路11的反馈输入端子，RT/CT集成电路11的定时电阻/电容连接端子，Vref集成电路11的基准电压输出端子，VIN集成电路11的电源端子，OUT集成电路11的PWM脉冲的输出端子，Vout PWN的脉冲，EA集成电路11内的误差放大器，Vcomp误差放大器EA的输出(误差电压)，OSC集成电路11内的振荡器，LS集成电路11内的锁存设定脉冲生成电路，P1锁存设定脉冲，CP2集成电路11内的CS比较器，Vcsn CS比较器的(-)输入端子电压，FF集成电路11内的电流检测锁存器，G1集成电路11内的“或非”电路，TTP集成电路11内的推拉输出电路。
在图1中，相对于图4，追加其输入端与电压检测电路14的输出端连接的单稳电路20和连接在该单稳电路20的输出端与电流模式型PWM控制集成电路11的电流检测端子CS之间的电阻21。如图6所示，在夹住交流电源电压的零交叉点的不通电期间t1，单稳电路20由电压检测电路14所输出的高电平的电压V1的下降而触发，从电压V1的下降时刻起，在包含锁存设定脉冲P1的周期T的多个周期的期间t2时，输出高电平的电压V2。
不通电期间t1接着的期间t2被选择为比图9的PWM脉冲Vout的实质接通期间，即功率MOSFET17的连续接通期间tr大。
单稳电路20的输出电压V2由电阻21、19和电流检测电阻18分压。与图4的情况比较，在加在电流模式型PWM控制集成电路11的电流检测端子CS上的电压(CS端子电压)Vcs上附加了t2期间时，电压V2的电阻19和18的分压成分。但由于电流检测电阻18的值R18比电阻19的值足够地小，该分压成分大致为电阻19的电压。
因此，如图6的虚线部分所示，在期间t2，CS端子电压Vcs为在PWM脉冲Vout的高电平期间(即功率MOSFET17的接通期间)时，励磁线圈4的电流Imc引起的电流检测电阻18的电压(Imc×R18)和单稳电路输出电压V2的分压成分构成的电阻19的电压的重叠电压。
在本发明中构成为即使在期间t2，对每个锁存设定脉冲P1的输出周期T，由该重叠电压构成的CS端子电压Vcs可达到集成电路11内的CS比较器CP2的(-)输入端子电压Vcsn(在本例子中为1V)。
因此，即使在与不通电期间t1连着的期间t2，功率MOSFET17在每个锁存设定脉冲P1的输出周期T重复通断，励磁线圈4的电流Imc重复小的脉动，增大至设定值，因此可以减少电磁体装置的响声。
(实施例2)图2表示本发明的第二实施例的电磁体装置的驱动装置的电路结构。图7表示当电磁体装置在保持状态时，图2的主要部分的动作波形。这里，图2与图4对应，图7与图9对应。
在图2中，与图4相对，在电流模式型PWM控制集成电路11的PWM脉冲输出端子OUT和电流检测端子CS之间附加电阻22。
在图2的电路中，每当输出高电平的PWM脉冲Vout时，该PWM脉冲Vout的电压由电阻22、19和电流检测电阻18分压。
因此，在这种情况下，加在PWM脉冲Vout的电压的电阻19上的分压成分，和励磁线圈4的电流Imc产生的电流检测电阻1 8的电压(Imc×R18)的重叠电压，为加在集成电路11的电流检测端子CS上的CS端子电压Vcs。
如图7所示，在图2的电路中，在不通电期间t1接着的期间内，对每个锁存设定脉冲P1的输出周期T，由上述重叠电压构成的CS端子电压Vcs达到集成电路11内的CS比较器CP2的(-)输入端子电压Vcsn的1V，励磁线圈电流Imc重复小的脉动，增大至设定值。
(实施例3)图3表示本发明的第三个实施例的电磁体装置的驱动装置的电路结构。图8表示电磁体装置在保持状态时，图3的主要部分的动作波形。这里，图3与图1对应，图8与图6对应。
在图3中，与图1相对，在单稳电路20和电阻21之间插入单稳电路20的输出端与一端的输入端子连接的“与”门电路23。“与”门电路23的另一端的输入端子与电流模式型PWM控制集成电路11的PWM脉冲输出端子OUT连接。
如图8所示，在图3的电路中，在不通电期间t1之后、单稳电路20的输出V2为高电平的期间t2中，当只输出高电平的PWM脉冲Vout时，“与”门电路23的输出电压V3成为高电平，输出电压V3产生的电阻19部分的分压电压和励磁线圈电流Imc产生的电流检测电阻18的电压(Imc×R18)的重叠电压大致变为CS端子电压Vcs。
因此，在图8中，与图6比较，PWM脉冲Vout为高电平，因此功率MOSFET17在接通时的动作与图6同样；然而在PWN脉冲Vout为低电平，因而功率MOSFET17断开时，CS端子电压Vcs不存在。这样，在功率MOSFET17断开时，可以防止由于噪声等造成错误接通。
在以上的实施例中，说明了至少在接着不通电期间t1的预定期间，在电流检测电阻18的电压，即励磁线圈4的电流的检测电压上重叠作为电阻19的电压的正的偏置电压的例子，但另外，通过在集成电路11内的CS比较器CP2的(-)输入端子电压Vcsn，即励磁线圈4的电流的设定值上重叠负的偏置电压，也可得到同样的效果。
另外，如负荷电阻引起放电的电容器电压那样，该偏置电压可以为其大小随着时间减小的波形电压。这点也包含在本发明中。
产业上利用的可能性以往，为了使通过开关装置的间断进行定电流控制的电磁体装置的励磁线圈，和交流电源之间插入的无接点继电器的主开关元件可以在断开电磁体装置时可靠地断开，而在交流电源电压的零附近区域中设置有不通电期间的电磁体装置的驱动装置中，为了在不通电期间后的期间内，从不通电期间的设定值大大衰减的励磁线圈电流快速地返回设定值，开关装置在几个开关周期持续接通状态，励磁线圈电流在急速上升、到达设定值后，由于转至断开定开关周期，因此，电磁体装置产生响声。
然而，采用本发明，至少在接着不通电期间的预定期间，通过将预定的偏置信号与电流检测值或电流设定值重叠，开关装置可在进入接通状态的该开关周期(由定周期构成)内，明显地使励磁线圈电流必然达到设定值后切换至断开状态，开关装置在从不通期间后的预定开关周期中通断，因此不需要使用复杂的控制电路，在不通电期间之后，励磁线圈电流不急剧上升，因此可以抑制电磁体装置的响声。
权利要求
1.一种电磁体装置的驱动装置，具有开关控制电路，该电路通过开关装置，利用使电磁体装置的励磁线圈的通电间断的脉冲信号进行驱动；该开关控制电路间断所述脉冲信号，使得在预定周期中生成的接通的定时中最初到来的接通的定时中，使处在断开状态的所述开关装置成为接通状态；而在所述励磁线圈的电流检测值达到预定的电流设定值的定时，使处在接通状态的所述开关装置成为断开状态；通过使插入所述电磁体装置的励磁线圈和交流电源之间的无接点继电器的主开关元件通断，使电磁体装置接通和断开；其特征在于，所述无接点继电器内的主开关元件，使在自身保持电流以下的电源电压为零附近的区域，仅在较所述预定周期长的预定期间内处于不通电状态；至少是在接着所述不通电状态的期间的预定期间，将预定的偏置信号与所述电流检测值或电流设定值重叠；所述开关控制电路间断所述脉冲信号，使所述开关装置在每个所述预定周期接通和断开。
2.如权利要求1所述的电磁体装置的驱动装置，其特征在于，使所述配置信号为预定电平的持续信号。
3.如权利要求1所述的电磁体装置的驱动装置，其特征在于，使所述偏置信号为只在所述开关装置处在接通状态时存在的预定电平的信号。
4.如权利要求3所述的电磁体装置的驱动装置，其特征在于，在所述偏置信号中利用使所述开关装置处在接通状态的所述脉冲信号。
5.如权利要求1所述的电磁体装置的驱动装置，其特征在于，使所述偏置信号为电平随着时间减小的预定波形的信号。
全文摘要
以往，通过电压检测电路(14)，在交流电源为零附近的区域设置不通电期间，该期间以后，FET(17)继续多个开关周期的接通状态，快速地使励磁线圈的电流回复，励磁线圈电流急速升高。本发明的目的是抑制由此产生的电磁体装置的响声。在本发明中，在不通电期间之后的预定期间，将单稳电路(20)的输出V2的电阻(19)部分的分压值，作为偏置电压加在电阻(18)部分的励磁线圈电流的检测电压上，用集成电路(11)检测。而集成电路(11)，在从不通电期间后的定开关周期内，使FET(17)通断，可防止励磁线圈电流急剧升高，从而解决上述问题。
文档编号H01F7/18GK1608299SQ0282617
公开日2005年4月20日 申请日期2002年12月25日 优先权日2001年12月26日
发明者植木浩一, 石川公忠 申请人:富士电机株式会社