专利名称：电流检测电路及电源装置、电源系统、电子装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及电流检测电路、使用了电流检测电路的电源装置、使用了电流检测电路的电源系统、和使用了电流检测电路的电子装置。
背景技术：
近年来，开关电源广泛用于各种电子装置的电源。一般在开关电源内部内置有用于将开关电源的输出电流转换为电流检测电压的电流检测电路。电流检测电压被用于从负载过电流保护电源的过电流保护电路及进行电源的并联运转的并联运转电路等中。过电流保护电路是下述电路，即用于在由于负载的异常等原因而在电源产生过电流并超过已预先设定电流检测电压的阈值电压时，进行停止电源动作等处理，从而保护电源。并联运转电路是下述电路，即在进行多个电源输出并列连接的并联运转时，正确识别包括电流方向正、负在内的各个电源的输出电流，并根据该识别，进行调整各个电源的设定电压等控制，从而将各个电源间的输出电流控制为均等。为了识别各个电源的输出电流，需要电流检测电路的电流检测电压。作为并联运转电路的具体方式，公知有下降方式(droop)、外部控制器方式、平均电流方式、最大电流方式等(例如参照日本专利特开平9-93929号公报)。
作为用于检测在并联运转电路中所需的电源的电源输出电流的电路方式，一般公知有下述方法与电源输出端子串联地插入用于电流检测的分流电阻，并检测其两端的电压的方法(例如参照日本专利特许2990742号公报)。但是，此方式存在分流电阻发热大的缺点。作为用于解决该问题的电路方式之一，公知有下述方式使用二极管对开关电源中使用的变压器的初级电流进行整流并流入分流电阻，从而检测其两端电压(例如参照日本专利特开2001-103741号公报)。该方式中，由于一般来说变压器的初级电流与次级电流相比是从几分之一到十几分之一的程度，所以可以减少流入分流电阻的电流值，从而可以降低分流电阻引起的损失。
图5示出了用于以往的电流检测电路中的开关电源电路的例子。图5的开关电源电路的结构为，直流电源51与变换器电路52连接，变换器(inverter)电路52的输出与变压器53的初级绕组53a连接，变压器53的次级绕组53b与整流电路54连接，整流电路54的输出与平滑电路55连接，平滑电路55的输出与电源输出55c、55d连接。在变换器电路52和初级绕组53a的连接之间连接有电流变换器56的初级绕组56a，并且电流变换器56的次级绕组56b与二极管电桥57连接，二极管电桥57的输出与电阻R51连接，电阻R51的两端与电流检测电路58的输出59a、59b连接，电流检测电路58的输出59a、59b与过电流保护电路61连接。过电流保护电路61具有下述功能在由于负载的异常等原因而在电源产生过电流并超过已预先设定电流检测电压V55的阈值电压时，进行停止电源动作等处理，从而保护电源。控制电路62进行开关电源电路内各个部分的各种控制。
变换器电路52为由四个MOS-FETQ51～Q54形成的全桥结构，并且根据MOS-FETQ51～Q54的导通(ON)/断开(OFF)动作对从直流电源51输入的电压V51进行转换，从而产生交流电压，并将交流电压V52输入变压器53的初级绕组53a。电容器52a是分流电容器。变压器53根据变压器53的匝数比对已输入的交流电压进行降压，从而在变压器53的次级绕组53b输出降压后的电压。整流电路54通过MOS-FETQ55、Q56的转换，对次级绕组53b的已被降压的交流电压输出进行同步整流，从而成为电压方向为同一方向的脉冲电压。平滑电路55在由线圈55a和电容55b构成的低通过滤器中对由整流电路54整流了的脉冲电压进行平滑，从而转换为直流电压，并在电源输出55c、55d输出。
图8示出在图5的开关电源电路中电源输出电流I52为正方向时的主要电路动作波形的时序图。电路进行将t1～t5作为一个周期的动作。变换器电路52的MOS-FETQ51～Q54被进行移相控制。在移相控制中，Q51～Q54分别在导通时间的占空比为0.5的情况下被驱动，并且Q51和Q52分别交替导通，Q53和Q54分别交替导通。Q53的导通时刻和Q54的断开时刻比Q51的导通时刻和Q52的断开时刻延迟规定时间(t1～t2的时间)，并且Q53的断开时刻和Q54的导通时刻比Q51的断开时刻和Q52的导通时刻延迟规定时间(t3～t4的时间)。此外，整流电路54的MOS-FETQ55与Q51的导通/断开时刻同步动作，并且MOS-FETQ56与Q52的导通/断开时刻同步动作。
在t1～t2期间，由于Q51和Q54导通，Q52和Q53断开，所以变压器53的初级绕组53a的电压V52是正电压。此外，由于Q55导通，Q56断开，所以变压器次级绕组53b一侧的电流从电源输出55d按照依次通过次级绕组53b、MOS-FETQ55、线圈55a、电源输出55c的方向流动，并且变压器53的初级绕组53a的电流I51的方向是正方向。
在t2～t3期间，由于Q51和Q53导通，Q52和Q54断开，所以初级绕组53a的两端由于变换器电路52而成为短路状态，并且变压器53的初级绕组电压V52为0。此外，由于Q55导通，Q56断开，所以变压器次级绕组53b一侧的电流从电源输出55d按照依次通过次级绕组53b、MOS-FETQ55、线圈55a、电源输出55c的方向流动，并且变压器53的初级绕组53a的电流I51的方向是正方向。
在t3～t4期间，由于Q52和Q53导通，Q51和Q54断开，所以变压器53的初级绕组53a的电压V52是负电压。此外，由于Q56导通，Q55断开，所以变压器次级绕组53b一侧的电流从电源输出55d按照依次通过次级绕组53b、MOS-FETQ56、线圈55a、电源输出55c的方向流动，并且变压器53的初级绕组53a的电流I51的方向是负方向。
在t4～t5期间，由于Q52和Q54导通，Q51和Q53断开，所以初级绕组53a的两端由于变换器电路52而成为短路状态，并且变压器53的初级绕组电压V52为0。此外，由于Q56导通，Q55断开，所以变压器次级绕组53b一侧的电流从电源输出55d按照依次通过次级绕组53b、MOS-FETQ56、线圈55a、电源输出55c的方向流动，并且变压器53的初级绕组53a的电流I51的方向是负方向。
如果控制t1～t2的时间以及t3～t4的时间即移相量，可以控制变压器53的初级绕组53a的电压V52的脉冲宽度，并且，如果按照变压器53的匝数比对电压V52进行降压，由整流电路54进行整流，由平滑电路55进行平滑从而成为直流，则可以通过控制移相量来控制电源输出电压V53。
电流I51的振幅由电源输出电流I52和变压器53的匝数比确定。例如，在电源输出电流I52为300A，变压器53的初级绕组53a的匝数为30T(匝)，次级绕组53b的匝数为1T(匝)的情况下，I51的振幅是300A/(30T/1T)＝10A。因此可知，电流I51的振幅与电源输出电流I52成比例，并且其比例系数由变压器53的匝数比确定。此外，如果由于通过变换器电路52使初级绕组53a为短路状态从而变压器53的初级绕组53a的电流I51在t2～t3期间及t4～t5期间不为0，而由电源输出电流I52和变压器53的匝数比确定的电流继续流动。由上所述，即使在上述移相量变化从而电源输出电压V53已经变化的情况下，如果电源输出电流I52为恒定，则电流I51的电流波形也为恒定。
如果使用电流变换器56对电流I51进行变流，并且由二极管电桥57整流，从而作为直流电流I54使其流向电阻R51，则可以获得与电源输出电流I52成比例的电流检测电压V55。例如，在电源输出电流I52为300A，变压器53的初级绕组53a的匝数为30T(匝)，次级绕组53b的匝数为1T(匝)，电流变换器56的初级绕组56a的匝数为1T(匝)，次级绕组56b的匝数为100T(匝)，电阻R51为10Ω的情况下，可以获得300A/(30T/1T)/(100T/1T)×10Ω＝1V的电流检测电压V55，从而电流检测电路的电流检测灵敏度为1V/300A。
一般来说，由于具有同步整流电路的电源在同步整流电路中使用的MOS-FET导通时可以在漏极～源极间的两个方向上流动电流，所以电源的设定电压比已连接在电源上的负载电压低，从而电源的输出电压有时为负方向。特别是，由于与电源内外连接的电容(例如图5的55b)的充放电，在负载变动时电流有时为负。此外，在多个电源的输出并联从而进行电源的并联运转时，由于电源的设定电压的波动从而设定电压低的电源的输出电流有时为负，所以使电源并联运转的控制电路有必要进行下述控制正确识别包括电流方向正、负在内的各个电源的输出电流，从而据此调整各个电源的设定电压等。因此，要求电流检测电路可以正确检测出电源输出电流方向。但是，在如图5的以往开关电源电路的例子所示的具有使用二极管对变压器的初级电流进行整流方式的电流检测电路的电源中，在电源输出电流I52是负电流时，变压器53、电流变换器56中流动的电流分别相反，因此，虽然电流变换器56的次级绕组56b的电流I53的方向是负方向，但用于电流I53在二极管电桥57中被整流，所以流入电阻R51的电流I54还是正方向。图10中示出电源输出电流I52和电流检测电压V55的关系的曲线图。由此可知，图5的开关电源电路中的电流检测电路只能检测电源输出电流的绝对值。因此，在负载变动时，或者在进行并联运转时，存在动作振动或发散从而引起动作不良的情况。例如，在两台并联运转的电源的输出电流为+100A和-100A时，因为两个电源的电流检测电路各自的绝对值分别报告为+100A和+100A，所以误识别为并联运转电路取得了均等的负载电流。此外，由于不仅限于上述的+100A和-100A，例如即使+50A和-50A或+200A和-200A等绝对值相同的电流值也会被误认为取得了均等的电流，所以不存在动作的稳定点。
此外，作为可以检测出电源输出电流的方向的其他电路方式，有与电源输出端子串联地插入分流电阻，并检测该分流电阻两端的电压的方法，但有时由于分流电阻发热大而无法使用。
如上所述，根据现有技术，无论电源输出电流是正方向或负方向，电流检测电路的电流检测电压全是正方向，从而无法正确检测出电源输出电流方向。
发明内容
为了解决上述问题，在本发明中，通过在开关电源电路中使用具有了多个开关元件的电流检测电路，来解决问题。
本发明的效果是在检测电源的输出电流的电流检测电路中，可以检测电源的输出电流方向，并且在负载变动时或并联运转时解决电源动作振动或发散的动作不良问题，从而实现稳定动作。
图1是第一实施例的开关电源电路的结构图。
图2是第二实施例的电源装置的结构图。
图3是第三实施例的电源系统的结构图。
图4是第四实施例的电子装置的结构图。
图5是现有技术的开关电源电路例子的结构图。
图6是在第一实施例中电源输出电流方向为正时的电路动作波形的时序图。
图7是在第一实施例中电源输出电流方向为负时的电路动作波形的时序图。
图8是在现有技术的例子中的电路动作波形的时序图。
图9是表示图1的实施例中输出电流和电流检测电压的关系的曲线图。
图10是表示现有技术的例子中输出电流和电流检测电压的关系的曲线图。
具体实施例方式
使用附图详细说明本发明的实施例。
图1是本发明的第一实施例的开关电源电路的结构图。
图1的开关电源电路的结构为，直流电源1与变换器电路2连接，变换器电路2的输出与变压器3的初级绕组3a连接，变压器3的次级绕组3b与整流电路4连接，整流电路4的输出与平滑电路5连接，平滑电路5的输出与电源输出5c、5d连接。在变换器电路2和初级绕组3a的连接之间连接有电流变换器6的初级绕组6a，并且电流变换器6的次级绕组6b与开关电路7连接，开关电路7的输出与电阻R1连接，电阻R1的两端与电流检测电路8的输出9a、9b连接，电流检测电路8的输出9a、9b与过电流保护电路21和并联运转电路23连接。过电流保护电路21具有下述功能在由于负载的异常等原因而在电源产生过电流并超过已预先设定电流检测电压V5的阈值电压时，进行停止电源动作等处理，从而保护电源。此外，并联运转电路23是下述电路在进行了与多个电源输出并联的并联运转时，正确识别包括电流方向正、负在内的各个电源的输出电流，并根据该识别，进行调整各个电源的设定电压等控制，从而将各个电源间的输出电流控制为均等。通过从并联运转电路23输出并联运转信号24，并且在并联运转的电源之间连接该信号，从而可以共享各个电源的输出电流的信息。控制电路22进行开关电源电路内各个部分的各种控制。
变换器电路2为由四个MOS-FETQ1～Q4形成的全桥结构，并且根据MOS-FETQ1～Q4的导通(ON)/断开(OFF)动作对从直流电源1输入的电压V1进行转换，从而产生交流电压，并将交流电压V2输入变压器3的初级绕组3a。电容器2a是分流电容器。变压器3根据变压器3的匝数比对已输入的交流电压进行降压，从而在变压器3的次级绕组3b输出降压后的交流电压。整流电路4通过MOS-FETQ5、Q6的转换，对次级绕组3b的已被降压的交流电压输出进行同步整流，从而成为电压方向为同一方向的脉冲电压。平滑电路5在由线圈5a和电容5b构成的低通过滤器中对由整流电路4整流了的脉冲电压进行平滑，从而转换为直流电压，并在电源输出5c、5d输出。
图6示出在图1的开关电源电路中电源输出电流I2为正方向时的主要电路动作波形的时序图。电路进行将t1～t5作为一个周期的动作。变换器电路2的MOS-FETQ1～Q4被进行移相控制。在移相控制中，Q1～Q4分别在导通时间的占空比为0.5的情况下被驱动，并且Q1和Q2分别交替导通，Q3和Q4分别交替导通。Q3的导通时刻和Q4的断开时刻比Q1的导通时刻和Q2的断开时刻延迟规定时间(t1～t2的时间)，并且Q3的断开时刻和Q4的导通时刻比Q1的断开时刻和Q2的导通时刻延迟规定时间(t3～t4的时间)。此外，整流电路4的MOS-FETQ5与Q1的导通/断开时刻同步动作，并且MOS-FETQ6与Q2的导通/断开时刻同步动作。
在t1～t2期间，由于Q1和Q4导通，Q2和Q3断开，所以变压器3的初级绕组3a的电压V2是正电压。此外，由于Q5导通，Q6断开，所以变压器次级绕组3b一侧的电流从电源输出5d按照依次通过次级绕组3b、MOS-FETQ5、线圈5a、电源输出5c的方向流动，并且变压器3的初级绕组3a的电流I1的方向是正方向。
在t2～t3期间，由于Q1和Q3导通，Q2和Q4断开，所以初级绕组3a的两端由于变换器电路2而成为短路状态，并且变压器3的初级绕组电压V2为0。此外，由于Q5导通，Q6断开，所以变压器次级绕组3b一侧的电流从电源输出5d按照依次通过次级绕组3b、MOS-FETQ5、线圈5a、电源输出5c的方向流动，并且变压器3的初级绕组3a的电流I1的方向是正方向。
在t3～t4期间，由于Q2和Q3导通，Q1和Q4断开，所以变压器3的初级绕组3a的电压V2是负电压。此外，由于Q6导通，Q5断开，所以变压器次级绕组3b一侧的电流从电源输出5d按照依次通过次级绕组3b、MOS-FETQ6、线圈5a、电源输出5c的方向流动，并且变压器3的初级绕组3a的电流I1的方向是负方向。
在t4～t5期间，由于Q2和Q4导通，Q1和Q3断开，所以初级绕组3a的两端由于变换器电路2而成为短路状态，并且变压器3的初级绕组电压V2为0。此外，由于Q6导通，Q5断开，所以变压器次级绕组3b一侧的电流从电源输出5d按照依次通过次级绕组3b、MOS-FETQ6、线圈5a、电源输出5c的方向流动，并且变压器3的初级绕组3a的电流I1的方向是负方向。
此处，如果控制t1～t2的时间以及t3～t4的时间即移相量，可以控制变压器3的初级绕组3a的电压V2的脉冲宽度，并且，如果按照变压器3的匝数比对电压V2进行降压，由整流电路4进行整流，由平滑电路5进行平滑从而成为直流，则可以通过控制移相量来控制电源输出电压V3。
电流I1的振幅由电源输出电流I2和变压器3的匝数比确定。例如，在电源输出电流I2为300A，变压器3的初级绕组3a的匝数为30T(匝)，次级绕组3b的匝数为1T(匝)的情况下，I1的振幅是300A/(30T/1T)＝10A。因此可知，电流I1的振幅与电源输出电流I2成比例，并且其比例系数由变压器3的匝数比确定。此外，如果由于通过变换器电路2使初级绕组3a为短路状态，从而变压器3的初级绕组3a的电流I1在t2～t3期间及t4～t5期间不为0，而由电源输出电流I2和变压器3的匝数比确定的电流继续流动。由上所述，即使在上述移相量变化从而电源输出电压V3已经变化的情况下，如果电源输出电流I2为恒定，则电流I1的电流波形也为恒定。
电流变换器6根据电流变换器6的匝数对初级绕组6a的电流I1进行变流之后的电流在次级绕组6b中作为电流I3流动，例如，在初级绕组6a的电流I的振幅为10A，电流变换器6的初级绕组6a的匝数为1T(匝)，次级绕组6b的匝数为100T(匝)的情况下，次级绕组6b的电流I3的振幅是10A/(100T/1T)＝0.1A。由此，电流I1和电流I3是振幅不同的相似电流波形。或者电压是相似的电压波形。
开关电路7包括开关元件S1～S4这四个开关元件，并且对电流I3进行同步整流。开关元件可以是使用MOS-FET、双极晶体管、集成化了的半导体开关等。开关元件S1、开关元件S3与MOS-FETQ5的导通/断开时刻同步动作，开关元件S2、开关元件S4与MOS-FETQ6的导通/断开时刻同步动作。
下面说明在开关元件S1～S4中流动的电流。
在t1～t3期间，由于开关元件S1、开关元件S3导通，开关元件S2、开关元件S4断开，并且电流I3为正方向，所以电流变换器6的次级绕组一侧的电流在依次通过次级绕组6b、端子7a、开关元件S1、端子7c、电阻R1、端子7d、开关元件S3、端子7b的方向上流动。此时，由于开关元件S2、开关元件S4断开，所以开关元件S2、开关元件S4中并没有电流流过。
在t3～t5期间，由于开关元件S2、开关元件S4导通，开关元件S 1、开关元件S3断开，并且电流I3为负方向，所以电流变换器6的次级绕组一侧的电流在依次通过次级绕组6b、端子7b、开关元件S4、端子7c、电阻R1、端子7d、开关元件S2、端子7a的方向上流动。此时，由于开关元件S1、开关元件S3断开，所以开关元件S1、开关元件S3中并没有电流流过。
因此，电阻R1的电流I4的方向在t1～t5期间是总是从开关电路7的端子7c到端子7d的方向上的直流电流，并且电流检测电路8的电流检测电压V5是正方向的直流电压。
接着，在图7中示出了在图1的开关电源电路中电源输出电流I2为负方向时的主要电路动作波形的时序图。图7中的MOS-FETQ1～Q6及开关元件S1～S4的动作时刻与电源输出电流I2为正方向时的时序图即图6相同。此外，图7中的电压V2的波形与图6的波形相同。这是由于确定电压V2的MOS-FETQ1～Q6的时刻在图6、图7中相同。此外，由于电源输出电流I2是负方向，所以与此相伴，变压器3及电流变换器6的电流相对于图6的情况是逆极性。具体来说，在t1～t3期间电流I1、电流I3是负方向，在t3～t5期间电流I1、电流I3是正方向。接着，说明图7的情况下在开关元件S1～S4中流动的电流。
在t1～t3期间，由于开关元件S1、开关元件S3导通，开关元件S2、开关元件S4断开，并且电流I3为负方向，所以电流变换器6的次级绕组一侧的电流在依次通过次级绕组6b、端子7b、开关元件S3、端子7d、电阻R1、端子7c、开关元件S1、端子7a的方向上流动。此时，由于开关元件S2、开关元件S4断开，所以开关元件S2、开关元件S4中并没有电流流过。
在t3～t5期间，由于开关元件S2、开关元件S4导通，开关元件S1、开关元件S3断开，并且电流I3为正方向，所以电流变换器6的次级绕组一侧的电流在依次通过次级绕组6b、端子7a、开关元件S2、端子7d、电阻R1、端子7c、开关元件S4、端子7b的方向上流动。此时，由于开关元件S1、开关元件S3断开，所以开关元件S1、开关元件S3中并没有电流流过。
因此，电阻R1的电流I4的方向在t1～t5期间是总是从开关电路7的端子7d到端子7c的方向上的直流电流，并且电流检测电路8的电流检测电压V5是负方向的直流电压。
如上所述，如果电源输出电流I2的方向是正方向，则V5是正方向的直流电压，如果电源输出电流I2的方向是负方向，则V5是负方向的直流电压。
此外，由于电流I1由电源输出电流I2和变压器3的匝数比确定，电流I3由电流I1和电流变换器6的匝数比确定，电流I4是使用开关电路7对电流I3进行同步整流后的电流，所以电流I3和电流I4的绝对值相同，并且，由于电流检测电压V5是电阻R1和电流I4的积，所以可知电流检测电压V5与电源输出电流I2成比例。例如，在电源输出电流I2为300A，变压器3的初级绕组3a的匝数为30T(匝)，次级绕组3b的匝数为1T(匝)，电流变换器6的初级绕组6a的匝数为1T(匝)，次级绕组6b的匝数为100T(匝)，电阻R51为10Ω的情况下，可以获得300A/(30T/1T)/(100T/1T)×10Ω＝1V的电流检测电压V5，从而电流检测电路的电流检测灵敏度为1V/300A。
如上所述，图1所示的开关电源电路的电流检测电路8通过使开关元件S1～S4与电源的转换动作同步动作，从而可以根据电流检测电压V5的极性检测电源输出电流I2的方向，并且，该电流检测电压V5的大小与输出电流的大小成比例。图9示出电源输出电流I2和电流检测电压V5的关系的曲线图。如上所述，本开关电源电路可以检测电源输出电流I2的方向和大小，从而在负载变动时或并联运转时，可以实现无动作振动及发散的稳定动作。
此外，在图1的开关电源电路中，由于即使电阻R1被连接为在开关电路7的端子7a～7b之间移动，开关电路7还是对电流变换器6的次级绕组6b的电流I3流过电阻R1所产生的交流电压进行整流，所以可以得到与图1相同的电流检测电压。此外，用于开关电路7中的开关元件的数量即使是4个以外的其他数，也可以实现同样的电流检测。例如，也可以是下述开关电路将开关元件的数量设为2个，电流变换器6的次级绕组6b的一侧与第一开关元件连接，次级绕组6b的另一侧与第二开关元件连接，第一开关元件的输出端子与第二开关元件的输出端子连接，在第一开关元件的输出端子和次级绕组6b的中间抽头之间为电流检测的输出。此外，用电容器耦合或直接连接来代替电流变换器6也可以实现相同的动作。
图2是本发明的第二实施例的电源装置的结构图。
图2中，31是电源装置，32是电源输入。电源装置31具有图1中所示的变换器电路2、变压器3、整流电路4、平滑电路5。37是电源输出。此外，电源装置具有电流检测电路8、过电流保护电路21及并联运转电路23，并输出并联运转信号24。
如图2所示，本实施例的电源装置31中，电源输入32与变换器电路2连接，变换器电路2与变压器3连接，变压器3与整流电路4连接，整流电路4与平滑电路5连接，平滑电路5与电源输出37连接。此外，电源装置31中，在变换器电路2与变压器3之间连接有电流检测电路8，在电流检测电路8上连接有过电流保护电路21及并联运转电路23。从并联运转电路23输出并联运转信号24。并且在电源装置31内部具有控制电路22。
如上所述，由于本电源装置31使用实施例1的电流检测电路8和并联运转电路23，所以可以与实施例1一样地检测电源输出电流的方向和大小，从而在负载变动时或并联运转时，可以实现无动作振动及发散的稳定动作。
此外，即使从本电源装置31除去或不使用并联运转电路23，在负载变动时的动作也是稳定的。
图3是本发明的第三实施例的电源系统的结构图。
图3中，101是电源系统，102是电源输入，103是整流电路，104a、104b、104c是电源输入，31a、31b、31c是图2所示的电源装置31、106a、106b、106c是电源输出，107a、107b、107c是并联运转信号，108是电源输出。
如图3所示，本实施例的电源系统101中，电源输入102与整流电路103连接，整流电路103与电源装置31a、31b、31c并联，电源装置31a、31b、31c的电源输出106a、106b、106c并联后与电源系统101的电源输出108连接，电源装置31a、31b、31c的并联运转信号107a、107b、107c并联连接。
此处，整流电路103是对已输入到电源输入102中的交流电压进行整流从而转换为直流的电路。作为该电路的实现方法，可以使用例如应用了二极管电桥的整流电路、PFC(Power Factor Correction/功率因素矫正)电路等。
如上所述，由于电源系统101使用实施例2的电源装置31，所以可以与实施例2一样地检测电源输出电流的方向和大小，从而在负载变动时或并联运转时，可以实现无动作振动及发散的稳定动作。
图4是本发明的第四实施例的电子装置的结构图。
图4中，201是电子装置，202是电源输入，203是电源输入，101是图3的电源系统101，205是电源输出，206是电子电路。如图4所示，本实施例的电子装置201中，电源输入202与电源系统101连接，电源系统101与电子电路206连接。
此处，电子电路206无论是例如电子运算电路、存储电路、放大电路、振荡电路、D/A转换器、A/D转换器等数字电路、模拟电路，都是电子电路。
如上所述，由于本电源装置201使用实施例3的电源系统101，所以可以与实施例3一样地检测电源输出电流的方向和大小，从而在负载变动时或并联运转时，可以实现无动作振动及发散的稳定动作。
若电源系统101不稳定，则输出电压变动，从而电子电路206进行错误动作，但本电子装置201中，由于电源系统101稳定，所以电子电路206错误动作的可能性小。如此，如果使用本发明的技术，可以取得电子装置动作稳定并且可靠性高的效果。
通过图1的开关电路7和控制电路22可以实现实施例5的电源控制电路。由于使用开关电路7和控制电路22在所希望的时刻进行控制，所以该电源控制电路作为电源装置的部分部件，可以以半导体集成电路、混合集成电路，模块等形态实现。
本发明涉及电流检测电路、使用了电流检测电路的电源装置、使用了电流检测电路的电源系统、和使用了电流检测电路的电子装置，并且具有可以正确检测电源输出电流方向的正负及电流量的电流检测电路，从而可以提供在负载变动时或并联运转时实现了无动作振动及发散的稳定动作的电源装置、电源系统、电子装置。
权利要求
1.一种电流检测电路，用于检测开关电源电路的电流，所述开关电源电路中变换器电路的输出经由变压器与整流电路连接，所述整流电路的输出与平滑电路连接，其特征在于，设置有开关电路，所述开关电路是由多个开关元件构成的开关电路，被输入与所述变压器的初级一侧的电流波形相似的电流波形或电压波形，并与所述变换器电路同步动作。
2.如权利要求1所述的电流检测电路，其特征在于，所述开关元件是FET。
3.如权利要求1所述的电流检测电路，其特征在于，所述整流电路是同步整流型。
4.一种半导体集成电路，内置有权利要求1所述的所述电流检测电路。
5.一种电源装置，其特征在于，具有权利要求1所述的所述电流检测电路。
6.一种电源系统，其特征在于，内置有权利要求5所述的所述电源装置。
7.一种电子装置，具有权利要求5所述的所述电源装置。
8.一种电子装置，具有权利要求6所述的所述电源系统。
9.一种并联电源系统，至少包括两个开关电源装置，各个电源装置具有开关电源电路，变换器电路的输出经由变压器与整流电路连接，所述整流电路的输出与平滑电路连接；电流检测电路，包括与所述变换器电路同步动作的多个开关元件，输入与所述变压器的初级一侧的电流波形相似的电流波形或电压波形，从而产生电流检测电压。
10.如权利要求9所述的并联电源系统，各个开关电源装置具有并联运转电路，用于输入所述电流检测电路生成的所述电流检测电压，进行并联运转控制。
11.如权利要求9所述的并联电源系统，各个开关电源装置具有过电流保护电路，用于输入所述电流检测电路生成的所述电流检测电压，进行过电流控制。
12.一种电子装置，使用权利要求9所述的并联电源系统，并具有使用由该并联电源系统提供的电源功率进行动作的电子电路。
全文摘要
本发明涉及电流检测电路、使用了电流检测电路的电源装置、使用了电流检测电路的电源系统、和使用了电流检测电路的电子装置。在对开关电源电路的输出电流进行检测的电流检测电路中，可以进行电源的输出电流方向的检测，从而在负载变动时或并联运转时的电源动作振动或发散的动作不良问题得以解决，以实现稳定动作。通过使用具有与变换器电路同步动作的多个开关元件S1～S4的电流检测电路(8)，可以检测输出电流I2的电流方向。
文档编号H02M3/335GK1805259SQ20051012944
公开日2006年7月19日 申请日期2005年12月8日 优先权日2004年12月8日
发明者丸直树, 山村英穗, 西须浩二, 大前重雄 申请人:株式会社日立制作所