专利名称：驱动电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种根据表示马达的旋转状态的正弦波状的旋转状态信号来生成驱动控制信号的驱动电路。
背景技术：
近年来，在便携式电话、游戏设备等所配备的振动功能中，为了检测振动元件的位置而应用了使用霍尔元件的位置检测电路。在将转子设为磁体、将定子设为线圈的情况下，霍尔元件检测转子的位置，驱动电路根据霍尔元件的检测结果来对线圈提供电流。专利文献1 日本特开2006-288056号公报专利文献2 日本特开平8-37798号公报
发明内容
发明要解决的问题在此，存在想要尽量减少电设备的功耗这种要求。特别是在电池驱动的便携式设备等中，这种要求大。在此，在背景技术所记载的具备振动元件的振动马达中，0度、180度附近的电流几乎无助于马达的驱动。因此，提出了一种切断马达驱动电流中的0度、180度附近的电流的通电方法。例如，将切断0度、180度附近30度的通电的通电方法称为150度通电。为了进行这种150度通电，需要产生用于进行150度通电的信号的电路。对于该电路也存在想要尽量简单化这种要求。用于解决问题的方案本发明是一种驱动电路，根据表示马达的旋转状态的正弦波状的旋转状态信号来生成驱动控制信号，该驱动电路的特征在于，在检测到对上述旋转状态信号加上使其接近基准值的方向即第一方向的规定的偏移量而得到的加法信号从一个方向第一次与上述基准值交叉时，对上述旋转状态信号加上使其从上述基准值返回的方向即第二方向的上述偏移量，在检测到所得到的加法信号从上述一个方向第二次与上述基准值交叉时，保持对上述旋转状态信号加上上述第二方向的上述偏移量，响应于检测到所得到的加法信号从与上述一个方向相反的方向到达上述基准值、即从另一个方向第一次与上述基准值交叉，对上述旋转状态信号加上上述第一方向的上述偏移量，基于所得到的加法信号与基准值的比较，根据加法信号与基准值交叉的情况，与其方向相应地得到上升沿信号或下降沿信号，使用所得到的上升沿信号和下降沿信号，在检测到上述第二次与上述基准值交叉至检测到下一次与上述基准值交叉的期间生成驱动控制信号，该驱动控制信号与相应的上述旋转状态信号相比期间减少了规定期间，通过反复进行以上处理来得到周期性的驱动控制信号。另外，本发明是一种驱动电路，根据表示马达的旋转状态的正弦波状的旋转状态信号来生成驱动控制信号，该驱动电路的特征在于，在检测到对上述旋转状态信号加上使
3其接近基准值的方向即第一方向的规定的偏移量而得到的加法信号从一个方向第一次与上述基准值交叉时，对上述旋转状态信号加上使其从上述基准值返回的方向即第二方向的上述偏移量，在检测到所得到的加法信号从上述一个方向第二次与上述基准值交叉时，保持对上述旋转状态信号加上上述第二方向的上述偏移量，响应于检测到所得到的加法信号从与上述一个方向相反的方向到达上述基准值、即从另一个方向第一次与上述基准值交叉，对上述旋转状态信号加上上述第一方向的上述偏移量，在检测到所得到的加法信号从上述另一个方向第二次与上述基准值交叉时，保持对上述旋转状态信号加上上述第一方向的上述偏移量，基于所得到的加法信号与基准值的比较，根据加法信号与基准值交叉的情况，与其方向相应地得到上升沿信号或下降沿信号，使用所得到的上升沿信号和下降沿信号，在检测到从上述一个方向和上述另一个方向中的任一个方向第二次与上述基准值交叉至检测到下一次与上述基准值交叉的期间生成驱动控制信号，该驱动控制信号与相应的上述旋转状态信号相比期间减少了规定期间，通过反复进行以上处理来得到周期性的驱动控制信号。另外，优选的是上述加法信号与基准值交叉的检测是根据以规定的时钟取入比较这两者的比较器的源输出而得到的取入信号的变化生成上升沿信号和下降沿信号来进行的。发明的效果根据本发明，能够以比较简单的电路来获得减少了通电时间的驱动控制信号，并且在波形陡峭的情况下也能够可靠地获得驱动控制信号。
图1是表示整体结构的框图。图2是表示输出电路的结构例的图。图3是表示加法信号的例子的图。图4是表示输出控制电路的结构例的图。图5是表示输出控制电路的各部的信号波形的图。图6是表示取入电路的结构的图。图7是表示包括取入电路的各部的波形在内的各种信号波形的图。图8是说明使加法信号的斜率变大时的例子的图。附图标记说明10 比较器；12 输出控制电路；14 输出电路；22 线圈；26 转子；30 霍尔元件； 32 偏移控制电路；40 连续H/L检测部；50 取入电路；100 驱动器；200 马达。
具体实施例方式下面，基于附图来说明本发明的实施方式。图1是表示整体结构的图，系统由驱动器100和马达200构成。输入信号被输入到驱动器100，驱动器100对马达200提供与输入信号相应的驱动电流。由此，根据输入信号来控制马达200的旋转。在此，驱动器100具有比较器10，来自设置于马达200的霍尔元件30的与转子位置相应的旋转状态信号经由偏移控制电路32提供至比较器10的一端。即，偏移控制电路32将旋转状态信号与规定的偏移值相加，获得在上下方向上交替移位的加法信号。然后，将该加法信号提供至比较器10的一端。向比较器10的另一端提供基准值电压，比较器10对加法信号已达到基准值进行检测。比较器10的输出被提供至输出控制电路12。输出控制电路12根据比较器10 的输出信号来决定规定频率的驱动波形(相位)，并且对驱动控制信号(0UT1、0UD)进行 PWM(Pulse Width Modulation 脉宽调制)驱动控制，由此决定驱动电流的振幅。然后，将生成的驱动控制信号提供至输出电路14。输出电路14由多个晶体管构成，通过切换这些晶体管控制来自电源的电流来产生马达驱动电流，并将其提供至马达200。图2示出了输出电路14的一部分和马达200的一个线圈22的结构。这样，在电源与接地之间设置有由两个晶体管Q1、Q2串联连接而成的臂和由两个晶体管Q3、Q4串联连接而成的臂，在晶体管Ql和Q2的中间点与晶体管Q3和Q4的中间点之间连接线圈22。并且，通过使晶体管Ql和Q4导通、使晶体管Q2和Q3截止，使线圈22中流动一个方向的电流， 通过使晶体管Ql和Q4截止、使晶体管Q2和Q3导通，使线圈22中流动相反方向的电流，从而驱动线圈22。马达200具有线圈22和转子26。另外，转子沈上设置有永磁体，例如N极和S极配置在相对的位置处(相互差180度的位置)。并且，能够根据来自线圈22的磁场来决定稳定的位置。因而，通过对线圈提供交流电流，能够根据其电流相位使转子沈移动、旋转。另外，在特定的电流相位的定时，通过停止电流相位的变化，能够使转子停止在与此时的电流相位相应的位置处。通过种方式来控制马达200的旋转。马达200中设置有霍尔元件30，根据来自转子沈的永磁体的磁场来产生旋转状态信号。如上所述，在N、S各为一个的情况下，能够获取转子沈旋转一周为一个周期的正弦波作为旋转状态信号。来自该霍尔元件30的旋转状态信号被提供至偏移控制电路32。该偏移控制电路 32使旋转状态信号仅偏移规定的偏移量，将两个与基准值的交叉(该例中为零交叉)之间设定为例如150度。在此，图3示出了将零交叉之间从180度变更至120度的例子。旋转状态信号是如下的电压的正弦波在O度处相当于0高斯，在90度处相当于+60高斯，在180度处相当于0高斯，在270度处相当于-60高斯。因而，通过使旋转状态信号向零仅靠近相当于30 高斯的电压来使两个零交叉之间成为120度。因此，在负侧，当加上相当于+30高斯的量而得到的加法信号(旋转状态信号向零靠近30高斯而得到的信号)第一次到达零时(旋转状态信号的相位为-30度)，设为取代+30高斯而与-30高斯相加(减去30高斯)。由此， 加法信号向负方向移位60高斯。在该例的情况下，与-60高斯相加相当于移位60度，因此在旋转状态信号的相位为+30度时加法信号从负侧第二次到达零。并且，在该第二次到达零的情况下，保持与-30高斯相加地向正侧移动。接着，当从正侧第一次到达零时，切换为与+30度相加。这样，在旋转状态信号的相位为330度(-30度)时偏移量从+30高斯切换为-30高斯，在相位为150度时偏移量从-30高斯切换为+30高斯，通过反复进行该动作， 能够在加法信号第二次到达零至下一次到达零之间获得120度的期间的信号。此外，在图3中，示出了将零交叉之间设为120度的例子，但是通过调整进行相加的偏移量(在这种情况下设为相当于士 15高斯的量)，能够获得150度等的期间的信号。此外，也可以将与霍尔元件30的公共电压电位相同的电压作为基准来提供至比较器10的另一端。通过设为这种结构，霍尔元件30和比较器10所使用的基准值相等，能够更为准确地设定对线圈22通电的通电期间。图4示出了输出控制电路12的结构例，图5示出了各部的信号波形。比较器10的输出(比较器源输出)用于检测将旋转状态信号如上述那样依次进行移位而得到的信号的零交叉，该例与图3同样地示出了 120度通电的例子，用触发器取入比较器源输出时的取入输出成为如下的信号旋转状态信号的0度 30度为低电平、30度 150度为高电平、150 度 180度为低电平、180度 210度为高电平、210度 330度为低电平、330度 360度为高电平(图5的(i))。该比较器源输出被输入到取入电路50。后述该取入电路50的详细结构，但基本上作为一个D型触发器而发挥功能。因此，在此处的说明中，将取入电路50作为触发器来进行说明。向取入电路50的D输入端提供比较器源输出。向该取入电路50的时钟输入端提供规定的时钟CLK，取入电路50依次存储比较器10的输出。时钟CLK与比较器10的输出的变化相比具有大频率，因此取入电路50将比较器10的输出仅延迟规定期间后原样取入。取入电路50的输出被提供至触发器FF2的D输入端，对该触发器FF2的时钟输入端也提供时钟CLK。因而，该触发器FF2的输出与取入电路50的输出相比，成为仅延迟一个时钟CLK周期的信号。将取入电路50的输出进行反转后输入到与门(ANDgate)ANDlJiS 器FF2的输出保持原样地输入到与门ANDl。因而，该与门ANDl的输出成为如下信号在比较器10的输出已下降时，信号仅在一个时钟CLK周期内上升。S卩，如图5的(ii)的下降沿检测信号所示，在与门ANDl的输出中能够获得如下信号在取入输出为下降沿时，信号仅在一个时钟CLK周期内上升。另外，将取入电路50的输出和触发器FF2的反转输出输入到与门AND2。因而，如图5的(iii)的上升沿检测信号所示，在该与门AND2的输出中能够获得如下信号在取入输出为上升沿时，信号仅在一个时钟CLK周期内上升。此外，在图5中，在下降沿检测信号(ii)和上升沿检测信号(iii)中示出为比时钟CLK短的脉冲。这是由于使用了频率比时钟CLK的频率高的时钟作为上升沿和下降沿的检测时钟，且仅将一个时钟作为检测脉冲，但整体动作不发生变化。对时钟CLK进行规定的分频后将其输入到连续H/L检测部40。例如当取入输出的高电平在60度的期间内连续时该连续H/L检测部40变为高电平，当取入输出的低电平在 60度的期间内连续时该连续H/L检测部40变为低电平。因而，在此例中，连续H/L检测部 40的输出成为如下的信号在旋转状态信号的90度 270度的期间为高电平、在另一半的期间为低电平(图5的(iv))。将与门ANDl的输出提供至触发器FF3的D输入端，将与门AND2的输出提供至触发器FF4的D输入端。向这些与门AND3和AND4的时钟输入端提供时钟CLK。因而，将与门 ANDl和AND2的输出取入至触发器FF3和FF4。触发器FF3、FF4的输出被分别输入到与门 AND3、AND4。将连续H/L检测信号保持原样地输入到与门AND3的另一个输入端，将连续H/ L检测信号进行反转后输入到与门AND4的另一个输入端。因而，在与门AND3的输出中，下降沿检测信号中的与旋转状态信号的0度相对应的脉冲被去除，仅保留150度、210度的脉冲。另外，在与门AND4的输出中，上升沿检测信号中的与旋转状态信号的180度相对应的脉冲被去除，仅保留30度、330度的脉冲。与门AND3的输出被提供至SR锁存电路SRl的设定输入端，与门AND4的输出被提供至SR锁存电路SRl的重设输入端(图5的(ν))。因而如图5的(vi)所示，在SR锁存器SRl的输出中能够获得在旋转状态信号的330度处为高电平、在150度处为低电平的偏移控制信号。该SR锁存器SRl的输出被提供至偏移控制电路32，用于如下的切换控制在高电平时对旋转状态信号加上规定的偏移值(30高斯)，在低电平时从旋转状态信号中减去规定的偏移值(30高斯)。与门AND3、AND4的输出被输入至或门(OR gate) ORl。在或门ORl的输出中能够获得具有330度、30度、150度、210度四个脉冲的双沿信号(图5的(vii))。对偏移控制信号实施规定的延迟之后将其提供至触发器FF5的D输入端。向该触发器FF5的时钟输入端提供来自或门ORl的双沿信号，在触发器FF5的输出中能够获得在旋转状态信号的30度处成为高电平、在210度处成为低电平的信号。该触发器FF5的输出被输入到非门(NOR gate) NORl和与门AND5，对非门NORl和与门AND5的另一输入端提供SR锁存器SRl的输出。因此，在非门NORl的输出中能够获得仅在30度 150度的期间内为高电平的驱动控制信号OUTl (图5的(ix))，在与门AND5的输出中能够获得仅在210度 330度的期间内为高电平的驱动控制信号0UT2 (图5的(x))。因此，通过向输出电路14提供驱动控制信号OUTl和0UT2，来控制图2中的晶体管 Ql和Q4以及晶体管Q3和Q2的导通/截止，从而进行上述的线圈22的驱动电流控制。在图1中，在与线圈22相对的位置处配置有霍尔元件30，因此能够获得与线圈22 同步的旋转状态信号，但霍尔元件30的安装位置并不必须被限定。并且，如上所述，通过调整与旋转状态信号相加/相减的偏移量，也能够容易地进行150度通电等。在此，在本实施方式的旋转驱动控制中需要可靠地检测旋转状态信号的零交叉。 另一方面，如上述那样，在取入电路50中在时钟CLK的上升沿取入比较器源输出。因而，无法利用触发器来检测时钟CLK的上升沿间隔之间的变化。例如，在图8的情况下，比较器10的源输出暂时变为低电平，之后通过施加偏移而变为高电平，接着再变为低电平。因而，在经过规定的L期间、H期间后成为连续的低电平。另外，如图8所示，当利用触发器来检测比较器10的源输出时，在较迟地检测出比较器源输出的低电平的情况下，偏移的施加变迟，即使施加了偏移，加法信号也几乎不会变大到超过0电平。因而，比较器源输出中的高电平期间变短，如果在高电平期间内时钟CLK 没有上升，则无法检测到高电平，在图4的电路输出中无法获得正确的输出。因此，在本实施方式中，将取入电路50设为图6所示的电路。即，将比较器源输出输入到触发器FFll的D输入端。对该触发器FFll的时钟输入端输入时钟CLK，这对应于上述的由一个触发器构成时的取入电路50。触发器FFll的Q输出被输入到触发器FF12的D输入端子。对该触发器FF12的时钟端子输入时钟CLK，因此触发器FFll的输出被推迟一个时钟锁存。触发器FF12的Q输出被输入到异或电路X0R11，触发器FFll的输出也被输入到该异或电路)(0R11。因而，在异或电路)(0R11的输出中能够获得两个输入的异或输出。因而，仅在触发器FFll的输出发生变化的情况下异或电路M)R11的输出为高电平。异或电路)(0R11的输出被提供至触发器FF13的D输入端。对该触发器FF13的时钟端子也提供时钟CLK，从而异或电路)(0R11的输出被推迟一个时钟锁存。然后，触发器FF13的输出被输入到异或电路)(0R12。触发器FFll的输出也被输入到该异或电路M)R12，从异或电路M)R12输出两个输入信号的异或结果。S卩，如果触发器 FF13的输出为低电平，则触发器FFll的输出保持原样地从异或电路)(0R12输出，如果触发器FF13的输出为高电平，则触发器FFll的输出被反转后从异或电路)(0R12输出。此外，时钟CLK经由或门ORll被输入到触发器FF13的时钟输入端。进行180度通电时为高电平的180度通电信号被提供到该或门0R11。因而，在进行180度通电时，由于 180度通电信号为高电平，因此触发器FF13为复位状态，或门ORll的输出固定为低电平。 因此，在进行180度通电的情况下，触发器FFll的输出保持原样地从异或电路)(0R12输出， 图6的电路与仅由一个触发器FFll构成的取入电路50相同。图7示出了旋转状态信号的波形的例子和这种情况下的比较器10的源输出以及图6的电路的A E点的波形。A是触发器FFll的输出，B是触发器FF12的输出，C是异或电路)(0R11的输出，D是触发器FF13的输出，E是异或电路)(0R12的输出。在图7的左侧的零交叉的情况下，触发器FFll的输出的变化为时钟CLK的一个时钟的脉冲。即，仅一个时钟从高电平变为低电平，然后恢复为高电平(波形A)。触发器FF12 的输出相对于触发器FFll的输出延迟一个时钟(波形B)。异或电路)(0R11的输出为A与 B的异或，仅在两个信号不同的两个时钟期间内为高电平(波形C)。触发器FF13的输出相对于波形C延迟一个时钟。异或电路M)R12的输出是波形A与波形D的异或，从A为低电平的时刻到D为低电平的时刻为止的三个时钟期间内为低电平。这样，异或电路M)R12的输出只是将触发器FFll的输出延长为三个时钟。另一方面，在触发器FFll的变化持续两个时钟以上时，对异或电路)(0R12的输出附加脉冲。例如，在图7的第二次从上向下零交叉时，触发器FFll的输出从高电平变为低电平，之后暂时维持低电平。作为触发器FF12的输出的波形B与波形A相比只是延迟一个时钟，异或电路M)R11的输出只是变成仅在波形A与B不同的一个时钟期间内为高电平(波形C)。D相对于C延迟一个时钟，根据波形A与波形D的异或，异或电路M)R12的输出与波形A变化为低电平相应从高电平变为低电平，在一个时钟后由于D的一个时钟的高电平，而在与D相同的一个时钟内为高电平，之后恢复为低电平(波形E)。因而，如图8那样，如果旋转状态信号的斜率陡峭且偏移后的反方向的变化小，则无法检测比较器源输出的反方向的变化，触发器FFll的输出一旦发生变化之后就那样固定。根据图6的电路，在这种情况下能够附加表示暂时达到了相反极性的脉冲。因而，即使旋转状态信号的斜率陡峭，也能够可靠地检测第二次零交叉。另一方面，根据图7可知，如果变化后的期间长到某种程度，则与触发器FFll的输出相比，在作为异或电路M)R12的输出的E中附加多余的一个脉冲。但是，只要在连续H/L检测信号不发生变化的范围内，则图4中的触发器SRl只是再一次取入相同电平的信号，其输出不发生变化，不会产生问题。并且，连续H/L检测信号在旋转状态信号的峰或者谷的部分(90度、270度)发生变化，在零交叉附近不发生变化，因此即使附加上升沿、下降沿检测信号也不会产生问题。换言之，在异或电路M)R12的输出在60度的期间内持续时，连续H/L检测电路40 变更状态。因而，附加脉冲的定时为异或电路M)R12的输出稳定之后、即上升沿、下降沿信号的输出结束之后。因此，即使旋转状态等发生变化，连续H/L检测信号发生变化的定时也不会在零交叉的附近。此外，优选在旋转稳定后进行上述那样的控制。由此，能够防止振动的影响，并且能够使通电期间大致成为期望的期间(例如电相位为150度的期间)。
权利要求
1.一种驱动电路，根据表示马达的旋转状态的正弦波状的旋转状态信号来生成驱动控制信号，该驱动电路的特征在于，在检测到对上述旋转状态信号加上使其接近基准值的方向即第一方向的规定的偏移量而得到的加法信号从一个方向第一次与上述基准值交叉时，对上述旋转状态信号加上使其从上述基准值返回的方向即第二方向的上述偏移量，在检测到所得到的加法信号从上述一个方向第二次与上述基准值交叉时，保持对上述旋转状态信号加上上述第二方向的上述偏移量，响应于检测到所得到的加法信号从与上述一个方向相反的方向到达上述基准值、 即从另一个方向第一次与上述基准值交叉，对上述旋转状态信号加上上述第一方向的上述偏移量，基于所得到的加法信号与基准值的比较，根据加法信号与基准值交叉的情况，与其方向相应地得到上升沿信号或下降沿信号，使用所得到的上升沿信号和下降沿信号，在检测到上述第二次与上述基准值交叉至检测到下一次与上述基准值交叉的期间生成驱动控制信号，该驱动控制信号与相应的上述旋转状态信号相比期间减少了规定期间，通过反复进行以上处理来得到周期性的驱动控制信号。
2.一种驱动电路，根据表示马达的旋转状态的正弦波状的旋转状态信号来生成驱动控制信号，该驱动电路的特征在于，在检测到对上述旋转状态信号加上使其接近基准值的方向即第一方向的规定的偏移量而得到的加法信号从一个方向第一次与上述基准值交叉时，对上述旋转状态信号加上使其从上述基准值返回的方向即第二方向的上述偏移量，在检测到所得到的加法信号从上述一个方向第二次与上述基准值交叉时，保持对上述旋转状态信号加上上述第二方向的上述偏移量，响应于检测到所得到的加法信号从与上述一个方向相反的方向到达上述基准值、 即从另一个方向第一次与上述基准值交叉，对上述旋转状态信号加上上述第一方向的上述偏移量，在检测到所得到的加法信号从上述另一个方向第二次与上述基准值交叉时，保持对上述旋转状态信号加上上述第一方向的上述偏移量，基于所得到的加法信号与基准值的比较，根据加法信号与基准值交叉的情况，与其方向相应地得到上升沿信号或下降沿信号，使用所得到的上升沿信号和下降沿信号，在检测到从上述一个方向和上述另一个方向中的任一个方向第二次与上述基准值交叉至检测到下一次与上述基准值交叉的期间生成驱动控制信号，该驱动控制信号与相应的上述旋转状态信号相比期间减少了规定期间，通过反复进行以上处理来得到周期性的驱动控制信号。
3.根据权利要求1或者2所述的驱动电路，其特征在于，上述加法信号与基准值交叉的检测是根据以规定的时钟取入比较这两者的比较器的源输出而得到的取入信号的变化生成上升沿信号和下降沿信号来进行的。
全文摘要
本发明涉及一种驱动电路，高效地获得驱动控制信号。在偏移控制电路(32)中，对旋转状态信号附加偏移。在使旋转状态信号依次向接近基准值的一侧偏移而得到的加法信号第二次与基准值交叉至下一次与基准值交叉之间，生成与上述正弦波状信号相比期间仅减少了规定期间的驱动控制信号。并且，对第一次与基准值的交叉附加表示在附加偏移时判断了极性的脉冲，由此可靠地检测第二次与基准值的交叉。
文档编号H02P6/16GK102420556SQ20111029617
公开日2012年4月18日 申请日期2011年9月27日 优先权日2010年9月27日
发明者小川隆司, 村田勉 申请人:安森美半导体贸易公司