实施方式6的整流电路装置的控制装置的第十一动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。另外，图9B是用于说明本发明的实施方式6的整流电路装置的控制装置的第十二动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
[0192]实施方式6的整流电路装置的控制装置的特征在于，目标电流波形为正弦波以外的波形，例如通过设为三角波，能够进一步减少电路损失。特别是在负载轻时，即使波形畸变增加，也由于高次谐波电流本身少，因此能够进一步减少电路损失。
[0193]图9A的第十一动作例是输出的DC电压比较低且半导体开关104进行斩波的相位宽度Θ W()N比希望的相位宽度Θ Wffl;小的情况。此时，AC电压比DC电压高的相位期间增加，因此，从交流电源I经由电抗器102和二极管电桥电路105流入DC侧的电流增加。因此，AC电流的波形变得尖锐，AC电流的高次谐波成分增加。
[0194]另一方面，图9B的第十二动作例是输出的DC电压与第十一动作例相比较高，半导体开关104进行斩波的相位宽度Θ wM比希望的相位宽度Θ W(/大的情况。此时，由于AC电压比DC电压高的相位期间减少，因此，从交流电源I经由电抗器102和二极管电桥电路(也称为“二极管桥电路”)105流入DC侧的AC电流减少，AC电流的高次谐波成分减少。但是，在图9B的第十二动作例中，与图4A和图4B —样，与图9A的第^^一动作例的波形相比，半导体开关104进行斩波的期间(相位宽度)增加，因此，电路的损失增加。
[0195]在实施方式6中，优选如图9A和图9B所示，使用一种三角波形，该三角波形是:具有目标电流波形的瞬时的绝对值随着时间经过，在从AC电压的O度(开始点)到180度(结束点)为止的期间的前半的期间中，以一定的倾斜度单调增加后，从规定的中间点(比90度小的角度)起以一定的倾斜度单调减少，之后直到结束点为止为零的区间的波形。
[0196]另外，在图9A和图9B中，在AC电压的半周期图示了一个斩波相位宽度Θ Wqn，因此，在AC电压的I周期图示了两个斩波停止相位宽度。因此，如上述，也可以基于两个斩波停止相位宽度的任一个相位宽度或合计的相位宽度进行斩波控制。或如上述实施方式2中说明的那样，从AC电压的半周期减去斩波相位宽度Θ W()N，求取斩波停止相位宽度0W(W。或也可以直接求取斩波停止相位宽度Θ W(w，基于求得的该斩波停止相位宽度Θ W(w进行控制。
[0197](实施方式6的变形例)
[0198]以下，参照图1OA?图1OD说明本发明实施方式6的整流电路装置及控制装置的变形例。本发明实施方式6的变形例中，具有与图9A及图9B所示的目标电流波形不同的其它形状。
[0199]图1OA是用于说明本发明实施方式6的整流电路装置的控制装置的第十三动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。另外，图1OB是用于说明本发明实施方式6的整流电路装置的控制装置的第十四动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。另外，图1OC是用于说明本发明实施方式6的整流电路装置的控制装置的第十五动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。另外，图1OD是用于说明本发明的实施方式6的整流电路装置的控制装置的第十六动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
[0200]图1OA的第十三动作例的目标电流波形为一种三角波形，该三角波形构成为，与图9A的第十一动作例的目标电流波形相比，替代随着时间经过而单调减少的区间，而具有在后半的超过90度的规定的相位(例如，110度)的中间点Tm瞬时为零的区间(为零的固定不变的区间)的波形。
[0201]另外，图1OB的第十四动作例的目标电流波形是，与图1OA的第十三动作例的目标电流波形相比，具有随着时间经过，使单调增加的区间以正弦波形状增加，在后半的超过90度的规定的角度(例如110度)的中间点Tm瞬时为零的区间(为零的固定不变的区间)的波形。
[0202]而且，图1OC的第十五动作例的目标电流波形是，在图1OB的第十四动作例的目标电流波形中设置制约条件，在前半部的正弦波波形中在90度之前的中间点Tm的相位(例如70度)瞬时为零的波形。
[0203]另外，图1OD的第十六动作例的目标电流波形是，在图1OC的第十五动作例的目标电流波形中，随着时间经过，在从O度到第一中间点Tml为止的规定期间为零(为零的固定不变的区间)，之后直到第二中间点Tm2为止单调增加的波形。
[0204]在图1OC和图1OD的动作例中，在90度之前使目标电流为零，但是只要使用在成为零的相位之前从半导体开关104的斩波动作变为斩波停止的期间这样的负载即可。而且，本动作例中，DC电压比AC电压的最高瞬间电压低，因此，在90度附近，电流从交流电源I经由电抗器102和二极管电桥电路105流入。因此，即使目标电流变为零，AC电流也会暂时继续流动一会儿，能够高效地实现高次谐波成分少的电流。
[0205]在以上各实施方式中，在目标电流波形的单调增加或单调减少中，也可以包含目标电流固定不变的期间，即也可以使该单调增加或单调减少实质上单调增加或实质上单调减少。在此，“实质上单调增加”是指在目标电流波形的相位Θ1〈Θ2时，存在f(0 1) ^f(0 2)的关系的广义的单调增加，换言之，是指随着时间经过，至少增加，或以至少增加且一部分期间固定不变的方式实质上单调增加。另外，“实质上单调减少”是指在目标电流波形的相位θ 1〈Θ2时，存在f(0 I)彡f(0 2)的关系的广义的单调减少，换言之，是指随着时间经过，至少减少或者以至少减少且在一部分期间固定不变的方式实质上单调减少。
[0206](实施方式7)
[0207]以下，对本发明实施方式7的整流电路装置及该整流电路装置的控制装置进行说明。
[0208]图11是表示本发明实施方式7的整流电路装置的结构的电路图。实施方式7的整流电路装置构成为，来自交流电源I的AC电压经由电抗器602在利用半导体开关604a、604b及二极管605a、605b、605c、605d构成的桥电路被整流，经平滑电容器106驱动负载4。
[0209]实施方式7的整流电路装置的斩波控制方法与上述图1所示的实施方式I的整流电路装置的控制装置一样，对于两个半导体开关604a、604b，使用斩波驱动信号Sch同时进行驱动。
[0210]关于实施方式7的整流电路装置的斩波驱动信号Sch，能够利用与在上述实施方式I中使用图2A?图2E说明的结构相同的结构形成。另外，在实施方式7的整流电路装置中，通过进行在上述各实施方式中说明过的斩波控制，能够实现相同的作用效果。
[0211](实施方式8)
[0212]以下，对本发明实施方式8的整流电路装置及该整流电路装置的控制装置进行说明。
[0213]图12是表示本发明实施方式8的整流电路装置的结构的电路图。实施方式8的整流电路装置构成为，来自交流电源I的AC电压经由电抗器702在由半导体开关704a、704b及二极管705a、705b、705c、705d构成的桥电路被整流，经平滑电容器106驱动负载4。
[0214]实施方式8的整流电路装置的斩波控制方法，根据来自交流电源I的AC电压的极性，使用两个斩波驱动信号Schl、Sch2，仅使任一方的半导体开关704a或704b进行斩波动作。例如，如果是AC电压的极性在与电抗器702连接的一侧高的期间，则使用斩波驱动信号Sch2使半导体开关704b进行斩波动作，如果是AC电压的极性在与电抗器702连接的一侧低的期间，则使用斩波驱动信号Schl使半导体开关704a进行斩波动作。
[0215]此外，在实施方式8的整流电路装置中，如果使半导体开关704a和704b同时导通，则会使得输向负载4的DC输出电压短路，因此，存在需要设定为在AC电压的极性反转的附近，半导体开关704a和704b均不成为导通状态的情况。在这样设定的情况下，在上述图4A和图4B中，斩波动作变化为停止状态的相位在O度及180度附近也可能发生。但是，在此情况下，作为DC输出电压的短路防止，有意使斩波动作停止，因此，在本发明实施方式8的整流电路装置中，在O度及180度附近不作为斩波动作变化为停止状态的相位来处理，由此，能够容易地实现。
[0216]关于实施方式8的整流电路装置的斩波驱动信号Schl、Sch2，能够通过与上述实施方式I中使用图2A?图2E说明的结构相同的结构形成。另外，实施方式8的整流电路装置中，通过对各个半导体开关进行上述各实施方式中说明的斩波控制，也能够实现相同的作用效果。
[0217](实施方式9)
[0218]以下，对本发明实施方式9的整流电路装置及该整流电路装置的控制装置进行说明。
[0219]图13是表示本发明实施方式9的整流电路装置的结构的电路图。实施方式9的整流电路装置构成为，交流电源I的两输出端子经整流桥105和电抗器102在半导体开关104为导通(ON)状态时对电抗器102充电，在半导体开关104成为截止(0FF，也称为“断开”)状态时，利用二极管304对平滑用电容器106和负载4进行驱动。
[0220]对于实施方式9的整流电路装置的斩波驱动信号Sch，能够通过与上述实施方式I中使用图2A?图2E说明的结构相同的结构成形。另外，在实施方式9的整流电路装置中，通过对各自的半导体开关进行上述各实施方式中说明的斩波控制，也能够实现相同的作用效果。
[0221]以下，参照图14A及图14B对本发明实施方式I?9的整流电路装置中使用的电压电平比较器109的二值化处理进行说明。
[0222]图14A是用于说明本发明实施方式I?9的整流电路装置中的电压电平比较器109的二值化处理的第一动作例的波形图。图14A的波形图中，(a)表示AC电压和阈值电压Vth的关系，(b)表示来自电压电平比较器109的二值信号。另外，图14B是用于说明本发明实施方式I?9的整流电路装置中的电压电平比较器109的二值化处理的第二动作例的波形图。图14B的波形图中，(a)表不AC电压和阈值电压Vth的关系，(b)表不来自电压电平比较器109的二值信号。
[0223]图14A及图14B表示根据AC电压是否为一定电平以上的信息检测电压相位的方法。该信息是以AC电压的瞬时电压是否超过阈值为二值信号而得到的信息。S卩，电压电平比较器109将AC电压与阈值电压Vth相比，AC电压为阈值电压Vth以上时输出高电平信号，另一方面，AC电压不足阈值电压Vth时，输出低电平信号。
[0224]在此，即使阈值电压Vth变动，二值信号的周期也与电源频率相同，如果求出二值信号的高电平侧或低电平侧的中点，就能够获知AC电压相位的90度或270度的时间。另夕卜，AC电压相位的90度和270度的中点成为180度和O度的相位。如果对这样得到的信息使用PLL等来倍增(遲倍，multiplicat1n)，就能够准确地获知瞬时的相位。
[0225]例如，如果倍增360，则一个脉冲相当于I度，如果对该脉冲计数，则能够得到单位为度的相位信息。而且，利用得到的相位信息，调出其瞬时的目标电流波形即可。对于使用根据其它的电平比较而得到的二值信息来检测相位的方法，例如，也在本发明人公开的专利文献4中提出，没有特别限定。
[0226]如上述，在本发明实施方式I?9的整流电路装置中，即使DC电压的检测精度存在误差，也能够相对地调整DC电压，使得进行斩波动作的相位宽度成为希望的相位宽度。因此，本发明实施方式I?9的整流电路装置中，能够实现成为相同的电流波形，电路损失总是少且高次谐波电流少的整流动作。
[0227](实施方式10)
[0228]以下，对本发明实施方式10的整流电路装置及用于该整流电路装置的控制电路进行说明。
[0229]图15是表示本发明实施方式10的整流电路装置的控制电路100的详细结构的框图。与上述图2A所示的实施方式I的整流电路装置的控制电路100相比，实施方式10的整流电路装置的控制电路100构成为，在DC电压检测器110和减法器206之间插入有作为AD转换部的AD转换器230及作为运算部的低通滤波器运算器(以下，称为“LPF运算器”。)231。实施方式10的整流电路装置是在用数字运算实施的情况下提供特别有效的实施方式的装置。以下，对与图2A所示的控制电路100的不同点进行说明。
[0230]在图15中，表示由DC电压检测器110检测出的DC电压Vdc的模拟信号，通过以比交流电源I的频率充分高的采样频率进行AD转换的AD转换器230，被转换为表示AD转换值Vad的数字信号。来自AD转换器230的AD转换值Vad被输入进行具有低通滤波特性的运算(详情后述)的LPF运算器231而被进行LPF运算。表示LPF运算器231的运算结果的信号(LPF运算值Vdca)被输出到减法器206。实施方式10的整流电路装置中，例如，交流电源I的频率为60Hz，采样频率为600kHz。
[0231]图16是表示图15所示的控制电路100的LPF运算器231的详细结构的框图。在图16中，表示来自AD转换器230的AD转换值Vad的信号被输入到LPF运算器231的加法器253。加法器253将所输入的表不AD转换值Vad的信号与来自常数乘法器251的信号相加(即，进行加法运算)，将表示作为加法运算结果的LPF运算值Vdca的信号输出到减法器206，并且经由延迟一个时钟时间的延迟器252输出到