基于模块化多电平换流器的无功补偿装置及无功补偿方法
【技术领域】
[0001] 本发明设及基于模块化多电平换流器的无功补偿装置及无功补偿方法。属于电网 谐波治理领域。
【背景技术】
[0002] 随着电力电子技术的迅猛发展，非线性负载日益增加，引起电网电压波动，产生大 量的无功和谐波，为了使电力系统高效、绿色、稳定的运行，无功补偿及谐波抑制技术的提 出为电网治理提供了一种有效的手段，考虑到耐压等级、开关频率W及稳定性等因素，高电 压、大容量的模块化静止无功补偿器应运而生。
[0003] 常见的多电平拓扑结构主要有：二极管错位型、飞跨电容型、及H桥级联型W及模 块化多电平换流器。随着电平数的增加，二极管错位型和飞跨电容型结构所需的开关器件 和错位电容数量大大增加，给实际推广应用带来很大困难;而H桥级联结构不能对配电网系 统的无功功率、谐波W及不平衡状况进行综合治理。
【发明内容】
[0004] 本发明是为了解决现有的用于电网的补偿装置缺少对电网系统的无功功率、谐波 W及电压的不平衡进行补偿的装置，导致电网系统可靠性差的问题。现提供基于模块化多 电平换流器的无功补偿装置及无功补偿方法。
[0005] 基于模块化多电平换流器的无功补偿装置，它包括检测单元、DSP控制器、驱动单 元和MMC换流器，
[0006] DSP控制器采用型号为TMS320F2812的忍片实现，
[0007] 检测单元包括=个电流检测电路和电压检测电路，
[000引 S个电流检测电路，用于采集阻感负载上的S相负载电流信号ia、ib和ic，
[0009] 电压检测电路，用于采集MMC换流器直流侧的电压信号，
[0010] DSP控制器，用于接收S相负载电流信号ia、ib和i。，进行Clarke变换和化rk变换， 得到旋转坐标系下负载电流的d和q分量id和iq，将d轴分量id进行经化rk反变换和Clarke反 变换后与ia、ib和i。作差，获得无功电流iq，同时，接收电压信号利用电压排序法将电压大小 进行排序，维持直流电压稳定，根据电压大小的排序和无功电流iq，获得调制波和载波，通 过调制波和载波生成两路PWM信号，
[0011] 驱动单元，用于接收两路PWM信号进行隔离放大后驱动MMC换流器，
[001^ MMC换流器，用于接收驱动信号，控制SM模块中IGBT的通断，输出补偿电流ifa、ifb 和if。补偿=相交流电源中的无功和谐波。
[0013] 基于模块化多电平换流器的无功补偿方法，它包括W下步骤：
[0014] 用于采集阻感负载上的S相负载电流信号ia、ib和i。的步骤；
[0015] 用于采集MMC换流器直流侧的电压信号的步骤；
[0016] 用于接收S相负载电流信号ia、ib和i。，进行Clarke变换和化rk变换，得到旋转坐 标系下负载电流的d和q分量id和iq，将巧由分量id进行经化rk反变换和Clarke反变换后与 ia、ib和i。作差，获得无功电流iq，同时，接收电压信号利用电压排序法将电压大小进行排 序，维持直流电压稳定，根据电压大小的排序和无功电流iq，获得调制波和载波，通过调制 波和载波生成两路PWM信号的步骤；
[0017]用于接收两路PWM信号进行隔离放大后驱动MMC换流器的步骤；
[001引用于接收驱动信号，控制SM模块中IGBT的通断，输出补偿电流ifa、ifb和ifc补偿S 相交流电源中的无功和谐波的步骤。
[0019] 本发明的有益效果为：电流检测电路采样负载侧电流，得到有功电流id和无功电 流iq;电压检测电路对直流侧电容电压采样，利用电压排序法将电容电压大小进行排序，决 定SM模块单元开关管的通断;DSP将采集数据转换运算后得到一组PWM控制信号，通过驱动 电路控制SM模块中IGBT通断，输出的补偿电流可补偿电网中的无功和谐波，采用该装置可 提高电网系统的可靠性。
【附图说明】
[0020] 图1为【具体实施方式】一所述的基于模块化多电平换流器的无功补偿装置的系统原 理图；
[0021 ]图2为MMC换流器拓扑结构图；
[0022] 图3为MMC换流器中每个SM模块单元的原理图；
[0023] 图4为无功及谐波电流检测原理图；
[0024] 图5为载波移相调制图；
[0025] 图6为改进电压排序流程图；
[00%]图7为电流检测电路原理图；
[0027]图8为直流电压检测电路原理图 [002引图9为驱动单元原理图；
[0029] 图10为欠过压保护电路原理图；
[0030] 图11为过流保护电路原理图；
[0031] 图12为MMC的子模块中，Ti(Dl)开通、T2(D2)关断，投入状态下，子模块电容电压的 充、放电状态与电流的流向关系图；
[0032] 图13为MMC的子模块中，Ti(Dl)开通、T2(D2)关断，投入状态下，子模块电容电压的 充、放电状态与电流的流向的关系图；
[0033] 图14为Ti(Dl)关断、T2(D2)开通，切除状态下，电流流向与子模块电容电压的关系 图；
[0034] 图15为Ti(Dl)关断、T2(D2)开通，切除状态下，电流流向与子模块电容电压的关系 图；
[0035] 图16为Tl和T2均关断，闭锁状态下，电流的流向与子模块电容电压充电关系图；
[0036] 图17为Tl和T2均关断，闭锁状态下，电流的流向与子模块电容电压充电关系图；
[0037] 图18为环流抑制器结构图；
[0038] 图19为主程序流程图；
[0039] 图20为A/D转换与故障保护程序狂徒；
[0040]图21为捕获中断流程图；
[0041 ] 图22为移相式PWM流程图；
[0042] 图23为补偿前a相电压电流的曲线图；
[0043] 图24为补偿后a相电压电流的曲线图；
[0044] 图25为MMC模块A相输出总电压波形图。
【具体实施方式】
【具体实施方式】 [0045] 一：参照图1至图6具体说明本实施方式，本实施方式所述的基于模 块化多电平换流器的无功补偿装置，它包括检测单元1、DSP控制器2、驱动单元3和MMC换流 器4，
[0046] DSP控制器2采用型号为TMS320F2812的忍片实现，
[0047] 检测单元1包括=个电流检测电路11和电压检测电路12，
[004引 S个电流检测电路11，用于采集阻感负载上的S相负载电流信号ia、ib和ic，
[0049]电压检测电路12,用于采集MMC换流器4直流侧的电压信号，
[(K)加]DSP控制器2,用于接收S相负载电流信号ia、ib和i。，进行Clarke变换和化rk变换， 得到旋转坐标系下负载电流的d和q分量id和iq，将d轴分量id进行经化rk反变换和Clarke反 变换后与ia、ib和i。作差，获得无功电流iq，同时，接收电压信号利用电压排序法将电压大小 进行排序，维持直流电压稳定，根据电压大小的排序和无功电流iq，获得调制波和载波，通 过调制波和载波生成两路PWM信号，
[0051 ]驱动单元3，用于接收两路PWM信号进行隔离放大后驱动MMC换流器4，
[0052] MMC换流器4,用于接收驱动信号，控制SM模块中IGBT的通断，输出补偿电流ifa、ifb 和if。补偿=相交流电源中的无功和谐波。
[0053] 本实施方式中，控制单元WTMS320F2812为控制核屯、实现电流电压双闭环控制、 CPS-SP丽调制技术、电容电压排序和环流抑制等功能；驱动单元将DSP生成的P丽波进行隔 离、放大驱动IGBT，如图1所示。
[0054] MMC的主电路拓扑结构，如图2和图3所示，每一相的上、下桥臂都由3个SM模块单元 和电抗器L串联而成，其中电抗器L起缓冲作用，用于抑制高频环流。子模块SM是半桥结构， 由两个带有反并联二极管的IGBT和一个储能电容组成，输出电压为0和Vd两种状态。匪C换 流器的特点在于输出电压为多电平，接近正弦波，谐波含量小，功率管的开关频率小，开关 损耗低。
[0055] 电流检测原理如图4所示，采用瞬时无功功率理论检测无功电流。具体实现方法 是，S相负载电流ia、ib、ic经Clarke、化rk变换得到旋转坐标系下负载电流的d、q分量，将d 轴分量经肚rk、Clarke反变换后与ia、ib、ic作差，即可得到无功电流iq。
[0056] MMC的每一相上、下两桥臂的调制波反相，保证在任意时刻的工作状态是互补的， 每一时刻投入的子模块数都是3。每相上桥臂S角载波的移相角度为:0、231/3、仙/3，下桥臂 S个模块的载波移相角度为:^3、331/3、531/3。载波移相调制图如图5所示。
[0057] 如图6所示为改进电压排序流程图。计算某一桥臂在该时刻需要投入的子模块数， 与上一时刻子模块数作差，记为An。。。将电容电压排序后，根据电流的极性和An。。确定投 入的子模块单元，从而控制开关管的开关状态。
[0058] 环流抑制如图18所示。MMC每相上下桥臂电流分别为iw和iw，两个量的平均值即 为MMC的内部环流，经二倍频负序坐标变换和比例积分控制器后得到抑制环流的电压信号 Uref，作为给定电压经过PI调节器实现抑制环流的目的。
[0059] 基于二倍频负序旋转坐标系的环流抑制器抑制MMC内部环流，环流抑制控制策略
[0060] 环流的实质是MMC每相内等效的交流电压源产生的二倍频负序交流电流，基于二 倍频负序旋转坐标系的环流抑制器结构如图6所示，首先，由MMC每相上下桥臂电流ijP和 ijN，求得MMC的内部环流其次，