半导体器件和半导体器件的控制方法与流程

本申请基于2017年5月30日提交的日本专利申请no.2017-106592并且要求其优先权权益，其公开内容通过引用整体并入本文。

本公开内容涉及半导体器件和半导体器件的控制方法，并且涉及例如适合于输出具有与温度无关的稳定振荡频率的振荡信号的半导体器件和半导体器件的控制方法。

背景技术

要求振荡电路输出具有与温度无关的稳定振荡频率的振荡信号。例如，j.lee和s.h.cho在2009年“symp.onvlsicircuits”第226-227页发表的“a10mhz80μw67ppm/℃cmosreferenceclockoscillatorwithatemperaturecompensatedfeedbackloopin0.18μmcmos”以及日本未审专利申请公开no.11-298299公开了抑制振荡频率的温度特性。

此外，pct国际专利申请公开no.2006-519433的日文公布中公开了校正参考电压的曲率。

技术实现要素：

然而，由j.lee和shcho在2009年“symp.onvlsicircuits”第226-227页发表的“a10mhz80μw67ppm/℃cmosreferenceclockoscillatorwithatemperaturecompensatedfeedbackloopin0.18μmcmos”以及日本未审专利申请公开no.11-298299公开的配置都有一个问题，即，不可能使振荡频率足够稳定，因为只有振荡频率的一阶温度特性被抑制，而其二阶温度特性未被抑制。现有技术的其他问题和本公开的新颖特征将根据说明书和附图的描述而变得显而易见。

根据一个实施例，一种半导体器件包括：参考电压生成电路，被配置为生成能够调节一阶温度特性的第一参考电压和第二参考电压；和振荡电路，被配置为使用所述第一参考电压和第二参考电压来输出振荡信号，其中所述振荡电路包括：rc转换电路，所述rc转换电路由所述第一参考电压驱动并且根据反馈信号的频率来输出电流；控制电压生成电路，被配置为根据基于从所述转换电路输出的电流的电压和所述第二参考电压之间的电势差来生成控制电压；电压控制振荡电路，被配置为输出具有根据所述控制电压的频率的振荡信号；和分频电路，被配置为对所述振荡信号的频率进行分频并输出所得到的信号作为所述反馈信号。

根据另一个实施例，一种半导体器件包括：第一参考电流生成电路和第二参考电流生成电路，被配置为生成能够调节一阶温度特性的第一参考电流和第二参考电流；和振荡电路，被配置为使用所述第一参考电流和所述第二参考电流来输出振荡信号，其中所述振荡电路包括：第一电阻元件，被配置为将所述第一参考电流转换为电压；第一电容元件和第二电容元件；开关单元，被配置为关于所述第一电容元件和所述第二电容元件，基于振荡信号以互补的方式来切换通过所述第二参考电流的电荷的放电和充电；第一比较器，被配置为比较从所述第一电阻元件输出的电压与所述第一电容元件的电压，并且输出第一比较结果；第二比较器，被配置为比较从所述第一电阻元件输出的电压与所述第二电容元件的电压，并且输出第二比较结果；和sr锁存电路，被配置为通过使用所述第一比较结果作为设置信号并使用所述第二比较结果作为重置信号来输出所述振荡信号。

此外，根据一个实施例，一种半导体器件的控制方法包括：调节一阶温度特性并生成第一参考电压和第二参考电压；通过以所述第一参考电压驱动rc转换电路来根据反馈信号的频率输出电流；根据基于从所述转换电路输出的所述电流的电压和所述第二参考电压之间的电势差来生成控制电压；输出具有根据所述控制电压的频率的振荡信号；和对所述振荡信号的频率进行分频并输出所得到的信号作为所述反馈信号。

根据另一个实施例，一种半导体器件的控制方法包括：调节一阶温度特性以生成第一参考电流和第二参考电流；使用电阻元件将所述第一参考电流转换为电压；关于所述第一电容元件和所述第二电容元件，基于振荡信号以互补的方式来切换通过所述第二参考电流的电荷的放电和充电；比较从所述电阻元件输出的电压和所述第一电容元件的电压，并且输出第一比较结果；比较从所述电阻元件输出的电压和所述第二电容元件的电压，并且输出第二比较结果；和基于所述第一比较结果和所述第二比较结果，输出所述振荡信号。

根据实施例，可以提供一种能够输出具有与温度无关的稳定振荡频率的振荡信号的半导体器件。

附图说明

从以下结合附图对特定实施例的描述中，上述和其他的方面、优点和特征将变得更加明显，其中：

图1是示出根据第一实施例的半导体器件的配置示例的框图；

图2是示出设置在图1所示的半导体器件中的参考电压生成电路的具体配置例子的图；

图3是示出由参考电压生成电路生成的每个参考电压va、vb的温度特性的图；

图4是示出设置在图1所示的半导体器件中的振荡电路的具体配置例子的图；

图5是示出设置在图4所示的振荡电路中的电压控制振荡电路的配置例子的图；

图6是示出校正二阶温度系数前后的振荡频率的温度依赖性的图；

图7是示出设置在图1所示的半导体器件中的振荡电路的变形例子的图；

图8是示出图1所示的半导体器件的布局配置的一个例子的图；

图9是示出图1所示的半导体器件的布局配置的一个例子的图；

图10是示出根据第二实施例的半导体器件的配置例子的图；

图11是示出图10所示的参考电压生成电路的变形例子的图；

图12是示出根据第三实施例的半导体器件的配置例子的图；

图13是示出根据第四实施例的半导体器件的配置例子的图；

图14是示出设置在图13所示的半导体器件中的第一参考电流生成电路的具体配置例子的图；

图15是示出设置在图13所示的半导体器件中的第二参考电流生成电路的具体配置例子的图；和

图16是示出图13所示的半导体器件的操作的时序图。

具体实施方式

下面将参照附图解释本公开的实施例。注意，附图是简化形式，并且实施例的技术范围不应被解释为限于附图。相同的元件由相同的附图标记表示，并且省略重复的描述。

在以下实施例中，当需要时，通过使用分开的部分或单独的实施例来解释本公开。然而，除非另有说明，那些实施例彼此不是无关的。也就是说，它们以这样的方式相关：一个实施例是另一个实施例的一部分或全部的修改示例、应用示例、详细示例或补充示例。此外，在下面的实施例中，当提到元件等的数目(包括数量、值、数量、范围等)时，除了明确指定该数目或者基于其原理该数目显然限于特定数目的情况之外，数目不限于该特定数目。也就是说，也可以使用比特定数目更大或更小的数目。

此外，在以下实施例中，除了明确指定组件(包括操作步骤等)或基于其原理组件明显不可缺少的情况之外，组件不一定是必不可少的。类似地，在以下实施例中，当提及部件等的形状、位置关系等时，与该形状基本相似或相似的形状等也包括在该形状中，除了对于明确指定的情况或根据其原理明显排除的情况。对于上述数目等(包括数字、值、数量、范围等)也是如此。

<第一实施例>

图1是示出根据第一实施例的半导体器件1的配置示例的框图。根据该实施例的半导体器件1是输出具有振荡频率fo的振荡信号的振荡器。通过使用能够调节一阶温度特性的两种参考电压va和vb，不仅抑制振荡频率fo的一阶温度特性，而且抑制振荡频率fo的二阶温度特性。因此，根据该实施例的半导体器件1能够输出具有与温度无关的稳定振荡频率的振荡信号。这一点将在下文中详细解释。

如图1所示，半导体器件1包括参考电压生成电路11和振荡电路12。参考电压生成电路11生成能够分开地调节一阶温度特性的两种参考电压va、vb。振荡电路12是rc振荡电路，并通过使用参考电压va、vb输出振荡频率fo的振荡信号clk。

(参考电压生成电路11的具体配置例子)

图2是示出参考电压生成电路11的具体配置例子的图。

如图2所示，参考电压生成电路11包括运算放大器a1、电阻元件r1和r2、电容元件c1、双极晶体管tr1以及开关元件sw1和sw2。在本实施例中，以双极晶体管tr1为pnp双极晶体管的情况为例进行说明。

运算放大器a1的非反相输入端子被从外部供给有恒定电压vconst，运算放大器a1的反相输入端子被供给有反馈电压vfb，并且从运算放大器a1的输出端子输出一电压，该电压使得在恒定电压vconst和反馈电压vfb之间没有电势差。恒定电压vconst的温度特性至少小于参考电压va和vb的温度特性就足够了，并且可以例如在距参考值±2％的范围内。

电阻元件r1的一端(节点n1)连接到运算放大器a1的输出端子，而电阻元件r1的另一端(节点n2)连接到双极晶体管tr1的发射极。双极晶体管tr1的基极和集电极都连接到接地电压端子gnd。

开关元件sw1选择设置在电阻元件r1上的多个节点中的一个节点n4，并将选择的节点连接到外部输出端子outa。由开关元件sw1选择的节点n4的电压经由外部输出端子outa被输出到参考电压生成电路11的外部作为参考电压va。

开关元件sw2选择设置在电阻元件r1上的多个节点中的一个节点n5，并将选择的节点连接到运算放大器a1的反相输入端子。将由开关元件sw2选择的节点n5的电压用作反馈电压vfb。

电容元件c1被设置在运算放大器a1的输出端子和反相输入端子之间。如果没有设置电容元件c1，则由于电阻元件r1和其寄生电容的影响，第二极(pole)移动到低频区域，这可能导致运算放大器a1的操作变得不稳定。为了解决这个问题，在本实施例中，将电容元件c1设置在运算放大器a1的输出端子和反相输入端子之间，由此电阻元件r1可以相对于ac信号被短路。因此，可以使运算放大器a1的操作稳定化。

电阻元件r2被设置在电阻元件r1上的节点n3与接地电压端子gnd之间。此外，设置在电阻元件r2上的节点n6和外部输出端子outb彼此连接。电阻元件r2上的节点n6的电压经由外部输出端子outb输出到参考电压生成电路11的外部作为参考电压vb。

在以下的说明中，将(电阻元件r2的在gnd侧上的端部与节点n6之间的电阻值)/(电阻元件r2的总电阻值)称为电阻率m。此外，将(电阻元件r1的节点n2与节点n3之间的电阻值)/(电阻元件r1的总电阻值)称为电阻率θ。此外，将(电阻元件r1的节点n2和由开关元件sw2选择的节点n5之间的电阻值)/(电阻元件r1的总电阻值)称为电阻率γ。此外，将(电阻元件r1的节点n2与由开关元件sw1选择的节点n4之间的电阻值)/(电阻元件r1的总电阻值)称为电阻率β。

双极晶体管tr1的基极与发射极之间的电压vbe具有与温度升高成比例地降低的特性，即负的一阶温度特性。因此，参考电压生成电路11能够通过切换开关元件sw1和sw2的连接来自由地配置参考电压va和vb的一阶温度特性，如例如图3所示。

再参照图1，继续说明。

振荡电路12包括频率/电流转换电路121、控制电压生成电路122、电压控制振荡电路123和分频电路124。

频率/电流转换电路121是至少由参考电压va驱动的rc转换电路，并且根据反馈信号fclk的频率输出电流ie。控制电压生成电路122根据基于电流ie生成的电压ve与参考电压vb之间的电势差生成作为直流电流的控制电压vctrl。电压控制振荡电路123生成具有根据控制电压vctrl的频率的振荡信号clk。例如，电压控制振荡电路123生成随着控制电压vctrl变大而具有较大振荡频率fo的振荡信号clk，并且生成随着控制电压vctrl变小而具有较小振荡频率fo的振荡信号clk。分频电路124将振荡信号clk的频率除以n(等于或大于2的整数)并且输出所得到的信号作为反馈信号fclk。

(振荡电路12的具体配置例子)

图4是表示作为振荡电路12a的振荡电路12的具体配置例子的图。图4所示的例子示出构成振荡电路12的功能块的具体结构。在图4所示的例子中，还提供了电压跟随器125。

电压跟随器125直接输出从参考电压生成电路11提供的参考电压va。具体而言，电压跟随器125由运算放大器a3构成。运算放大器a3的非反相输入端子被提供有来自参考电压生成电路11的参考电压va，并且运算放大器a3的反相输入端子以反馈方式被提供有运算放大器a3的输出。

频率/电流转换电路121包括电阻元件ra、电容元件c11和c12以及开关元件sw11-sw14。

电阻元件ra设置在电压跟随器125的输出端子与频率/电流转换电路121的输出端子(节点n12)之间。电阻元件ra被配置为使得电阻值可以改变。

开关元件sw11和sw12串联设置在节点n12和接地电压端子gnd之间。开关元件sw13和sw14串联设置在节点n12和接地电压端子gnd之间，并且与开关元件sw11和sw12并联设置。开关元件sw11和sw14均通过反馈信号fclk被控制为接通或关断。开关元件sw12和sw13都通过反馈信号fclk的反相信号fclkb被控制为接通或关断。即，开关元件sw11和sw14以及开关元件sw12和sw13被控制为互补地接通或关断。

电容元件c11例如是金属氧化物金属(mom)电容，并且设置在开关元件sw11和sw12之间的节点和接地电压端子gnd之间。电容元件c12例如是mom电容，并且设置在开关元件sw13和sw14之间的节点与接地电压端子gnd之间。

例如，当开关元件sw11和sw14接通并且开关元件sw12和sw13关断时，流过电阻元件ra的电流ir的电荷被累积在电容元件c11中，并且累积在电容元件c12中的电荷被朝向接地电压端子gnd释放。另一方面，当开关元件sw11和sw14关断并且开关元件sw12和sw13关断时，流过电阻元件ra的电流ir的电荷被累积在电容元件c12中，并且累积在电容元件c11中的电荷被朝向接地电压端子gnd释放。

控制电压生成电路122包括运算放大器a2以及电容元件c2和c3。运算放大器a2的非反相输入端子被提供有来自参考电压生成电路11的参考电压vb，并且频率/电流转换电路121的输出端子(节点n12)连接到运算放大器a2的反相输入端子。此外，电容元件c2设置在运算放大器a2的输出端子和反相输入端子之间。电容元件c3设置在运算放大器a2的反相输入端子与接地电压端子gnd之间。即，在图4所示的例子中，控制电压生成电路122构成积分器。在以下描述中，控制电压生成电路122也被称为积分器122。

电容元件c3存储频率/电流转换电路121的输出电流ie的电荷。运算放大器a2根据在参考电压vb与基于在电容元件c3中累积的电荷的电压ve之间的电势差来输出控制电压vctrl。

当振荡电路12的操作稳定时，即使当电流ie没有从频率/电流转换电路121输出到积分器122时，电压ve也保持为与参考电压vb相同的值。在这种情况下，流过电阻元件ra的电流ir不被用作电流ie，并且整个电流ir作为电流ic流向电容元件c11和c12。另一方面，当振荡电路12的操作不稳定时，为了将电压ve保持为与参考电压vb相同的值，将电流ie从频率/电流转换电路121输出到积分器122。在这种情况下，流过电阻元件ra的电流ir的一部分或全部被用作电流ie，并且剩余电流作为电流ic流向电容元件c11和c12。

图5是示出电压控制振荡电路123的具体配置的一个例子的图。

如图5所示，电压控制振荡电路123包括奇数(本例中为三个)个反相器inv1-inv3和p沟道mos晶体管mp1。反相器inv1-inv3以环形级联连接。从反相器inv3输出的信号被用作从电压控制振荡电路123输出的信号(振荡信号clk)。mos晶体管mp1设置在电源电压端子vdd与反相器inv1-inv3的高电势侧电源端子之间，并且控制电压vctrl被提供给mos晶体管mp1的栅极。

通过根据控制电压vctrl的电平改变mos晶体管mp1的导通电阻，可以控制反相器inv1-inv3的驱动能力。因此，电压控制振荡电路123的输出信号(振荡信号clk)的振荡频率fo被控制。

由于振荡电路12a的其他配置与振荡电路12的配置类似，所以将省略其描述。

(用于使振荡信号clk稳定化的机制)

接下来，将使用计算表达式来说明用于使振荡信号clk稳定化的机制。

如上所述，当振荡电路12的操作稳定时，即使当电流ie没有从频率/电流转换电路121流向积分器122时，电压ve也保持为与参考电压vb相同的值。在这种情况下，流过电阻元件ra的电流ir不用作电流ie，并且整个电流ir作为电流ic流向电容元件c11和c12。

当电容元件c11和c12中的每一个的电容值由c(总计2c)表示时，建立ic＝2ve·c·fo/n，由此导出ir＝2vb·c·fo/n。此外，由于ir＝(va-vb)/ra由欧姆定律确定，所以得出(va-vb)/ra＝2vb·c·fo/n。因此，振荡电路12的振荡频率fo可以如以下表达式(1)表示。

从表达式(1)可以理解，虽然振荡频率fo并不根据电压控制振荡电路123的特性的波动而变化，但其取决于电阻元件ra以及电容元件c11和c12。由于电容元件c11和c12的温度特性非常小以至于可以忽略不计，因此可以说振荡频率fo基本上仅取决于电阻元件ra。在根据本实施例的半导体器件1中通过使用参考电压va、vb调节其一阶温度特性，不仅抑制(消除)对电阻元件ra的一阶温度特性的振荡频率fo的影响，还抑制(消除)对二阶温度特性的振荡频率fo的影响。因此，根据本实施例的半导体器件1能够抑制振荡频率fo的温度依赖性。将进一步详细解释上述要点。

在参考电压生成电路11中，当流过电阻元件r1的一端(连接到放大器a1的输出端子的端子)n1的电流由i1表示时，流过电阻元件r1的另一端(连接到双极晶体管tr1的发射极的端子)n2由i2表示，并且从电阻元件r1上的所需节点n3流过电阻元件r2的电流由i3表示，i1＝i2+i3成立。

更具体地说，电流i2和i3如以下表达式(2)和(3)表示。

在表达式(2)和(3)中，电流i1可以如以下表达式(4)表示。

当设置在电阻元件r1上的节点n3的电压由vn3表示时，vn3＝vbe+i3·θr1被建立，从而参考电压vb可以如以下表达式(5)表示。

vb＝m·vn3＝m[vbe+i3θr1]…(5)

此外，参考电压va可以如以下表达式(6)表示。

通过将表达式(3)代入表达式(5)，可以如以下表达式(7)表示参考电压vb。

此外，通过将表达式(4)代入表达式(6)，可以如以下表达式(8)表示参考电压va。

接下来，当参考电压vb是通过温度t求一阶微分、二阶微分和三阶微分时，微分运算的结果可以表示为以下表达式(9)、(10)和(11)。

此外，当参考电压va是通过温度t求一阶微分、二阶微分和三阶微分时，微分运算的结果可以表示为以下表达式(12)、(13)和(14)。

接下来，通过对表达式(9)、(10)和(11)执行泰勒展开，参考电压vb的一阶温度系数λb、二阶温度系数ξb和三阶温度系数ηb可以如下面的表达式(15)、(16)和(17)所示。另外，vbe0表示电压vbe的参考值(例如室温下的电压值)，vb0表示参考电压vb的参考值(例如室温下的电压值)，λbe、ξbe和ηbe分别表示电压vbe的一阶温度系数、二阶温度系数和三阶温度系数。

此外，通过对表达式(12)、(13)和(14)执行泰勒展开，参考电压va的一阶温度系数λa、二阶温度系数ξa和三阶温度系数ηa可以表示为以下表达式(18)、(19)和(20)。另外，va0表示参考电压va的参考值(例如室温下的电压值)。

从表达式(15)和(18)可以理解，由于参考电压va和vb的一阶温度系数λa和λb都包括-λbe，所以参考电压va和vb具有正温度特性。因此，通过使用开关元件sw1和sw2调节β和γ的值，可以自由地配置参考电压va和vb的一阶温度系数λa和λb。

接下来，通过使用表达式(15)、(16)和(17)，参考电压vb的一阶温度系数λb、二阶温度系数ξb和三阶温度系数ηb之间的关系可以表示为以下表达式(21)和(22)。

ξb＝λb(ξbe/λbe)…(21)

ηb＝λb(ηbe/λbe)…(22)

此外，通过使用表达式(18)、(19)和(20)，参考电压va的一阶温度系数λa、二阶温度系数ξa和三阶温度系数ηa之间的关系可以表示为以下表达式(23)和(24)。

ξa＝λa(ξbe/λbe)…(23)

ηa＝λa(ηbe/λbe)…(24)

从表达式(21)至(24)可以理解，参考电压va的二阶温度系数ξa和三阶温度系数ηa与一阶温度系数λa成正比，参考电压vb的二阶温度系数ξb和三阶温度系数ηb与一阶温度系数λb成正比。

振荡频率fo可以如以下表达式(25)表示。在表达式(25)中，考虑了振荡频率fo的温度系数中的一阶温度系数λf、二阶温度系数ξf和三阶温度系数ηf。此外，fo0表示振荡频率fo的参考值(例如室温下的频率)。

fo＝fo0(1+λfδt+ξfδt²+ηfδt³)…(25)

以类似的方式，表达式(1)中的振荡频率fo可以如以下表达式(26)所示地表达。需要注意的是，ra0表示电阻元件ra的参考值(例如，室温下的电阻值)，并且λr、ξr、和ηr分别表示电阻元件ra的一阶温度系数、二阶温度系数和三阶温度系数。

根据表达式(25)和(26)，建立以下表达式(27)。

表达式(27)的左侧的展开产生以下表达式(28)。

此外，表达式(28)可以如以下表达式(29)所示表达。

根据表达式(1)和(29)，可以导出以下表达式(30)。

根据表达式(30)，建立以下表达式(31)。

根据表达式(31)，建立以下表达式(32)。

根据表达式(32)，可以导出以下表达式(33)、(34)和(35)。

根据表达式(33)，振荡频率fo的一阶温度系数λf可以如以下表达式(36)表示。

如果振荡频率fo的一阶温度系数λf已经被校正为0，则根据表达式(36)建立以下表达式(37)。

在这种情况下，根据表达式(34)，振荡频率fo的二阶温度系数ξf可以如下面的表达式(38)表示。

如果不仅振荡频率fo的一阶温度系数λf而且振荡频率fo的二阶温度系数ξf已被校正为0，则根据表达式(38)建立以下表达式(39)。

根据以上表达式，参考电压vb的一阶温度系数λb可以如以下表达式(40)表示，并且参考电压va的一阶温度系数λa可以如以下表达式(41)。

也就是说，通过使用开关元件sw1和sw2调节β和γ的值，参考电压va和vb的一阶温度系数λa和λb被设定为满足表达式(41)和(40)的值，由此可以抑制振荡频率fo的一阶温度系数λf和二阶温度系数ξf(理想地，它们可以基本上被校正为0)。

当λf＝0且ξf＝0时，根据表达式(35)，振荡频率fo的三阶温度系数ηf可以如下面的表达式(42)表示。

通过将表达式(21)、(22)、(24)和(37)代入表达式(42)，振荡频率fo的三阶温度系数ηf可以如以下表达式(43)表示。

在该实施例中，振荡频率fo的三阶温度系数ηf是误差分量。然而，如从表达式(43)中所理解的，当电阻元件ra是由具有小的一阶温度系数λr的氮化钛(tin)电阻等构成时，抑制了由于振荡频率fo的三阶温度系数ηf造成的误差。此外，当流过双极晶体管tr1的电流减小并且同时双极晶体管tr1的尺寸增加时，电压vbe的一阶温度系数λbe增加，由此抑制了由于振荡频率fo的三阶温度系数ηf造成的误差。

图6是示出校正二阶温度系数前后的振荡频率的温度依赖性的图。参照图6，在校正二阶温度系数之前(即，仅校正了一阶温度系数)，在低温和高温下，振荡频率fo波动大于-0.2％。另一方面，在二阶温度系数已被校正之后，振荡频率fo相对于温度变化的波动量被抑制为等于或小于±0.03％。

如上所述，通过使用参考电压va和vb调节其一阶温度特性，根据该实施例的半导体器件1不仅能够抑制(抵消)电阻元件ra的一阶温度特性的振荡频率fo的影响，而且还能够抑制(抵消)二阶温度特性的振荡频率fo的影响。因此，根据该实施例的半导体器件1能够输出具有与温度无关的稳定振荡频率的振荡信号。

当使用在pct国际专利申请公开no.2006-519433的日文公布中公开的参考电压生成电路来实现与半导体器件1的功能类似的功能时，需要使用两个参考电压生成电路来生成参考电压va和vb，这导致电路的尺寸增大。

尽管在实施例中已经描述了参考电压生成电路11具有图2所示的配置的情况作为示例，但是该配置仅仅是示例。参考电压生成电路11具有生成能够调节一阶温度特性的参考电压va、vb的配置就足够了。以下，参照图7简单说明参考电压生成电路11的变形例子。

(参考电压生成电路11的变形例子)

图7是示出作为参考电压生成电路11的变形例子的参考电压生成电路11a的图。参考电压生成电路11a与参考电压生成电路11的不同之处在于它还包括开关元件sw3和sw4。

开关元件sw3选择设置在电阻元件r1上的多个节点n3中的一个节点，并将选择的节点连接到电阻元件r2的一端。开关元件sw4选择设置在电阻元件r2上的多个节点n6中的一个节点，并将选择的节点连接到外部输出端子outb。由开关元件sw4选择的节点n6的电压经由外部输出端子outb输出到参考电压生成电路11a的外部作为参考电压vb。

由于参考电压生成电路11a的其他配置与参考电压生成电路11的配置类似，因此将省略其描述。

参考电压生成电路11a能够获得与参考电压生成电路11相同的效果。具体而言，参考电压生成电路11a能够通过使用开关元件sw3和sw4更精细地设定参考电压va和vb的一阶温度特性。

(半导体器件1的布局配置例子)

图8是示出半导体器件1的一部分的布局配置例子的图。

如图8所示，电阻元件r1被布置在作为下层的m1层中。电阻元件r1由多个矩形单元电阻r11和耦合所述单元电阻r11的多个耦合单元r12组成。

连接半导体器件1的组件的布线w1被布置在m2层中，m2层是叠置在m1层(在本例中为上层)上的层。在图8所示的例子中，在平面图中看布线w1时，布线w1布置为覆盖电阻元件r1的一部分。由于电阻元件r1的被布线w1覆盖的部分被布线w1压住，所以该部分可以具有与电阻元件r1的未被布线w1覆盖的部分的电阻值不同的电阻值。在这种情况下，参考电压va和vb的分辨率的微分非线性误差(dnl：微分非线性)可能会恶化。

为了解决上述问题，在本实施例中，虚设布线wd以这样的方式布置在m2层中，即，当从平面图中看虚设布线wd时，其覆盖电阻元件r1的未被布线w1覆盖的部分。因此，由于所有电阻元件r1具有相同的电阻值，所以可以防止参考电压va和vb的分辨率的微分非线性误差恶化。

(半导体器件1的另一布局配置例子)

图9是示出半导体器件1的一部分的另一布局配置例子的图。

由多个单元电阻r11和耦合所述单元电阻r11的多个耦合单元r12构成的电阻元件r1以这样的方式布置，使得它沿着x轴方向延伸，同时沿着y轴方向重复往复运动。

在多个耦合单元r12中，设置在沿y轴方向重复往复运动的转折点处的耦合单元r12a比其他耦合单元r12b长。因此，耦合单元r12a具有大于耦合单元r12b的寄生电阻。因此，参考电压va和vb的分辨率的微分非线性误差可能会恶化。

在该实施例中，布置在转折点(沿着y轴方向布置的)之间的单位电阻r11的数量被限制为例如16或更大。因此，可以减少耦合单元r12a相对于多个耦合单元r12的比例，并且可以减小耦合单元r12a的寄生电容的影响，由此可以防止参考电压va和vb的分辨率的微分非线性误差恶化。

<第二实施例>

图10是示出根据第二实施例的半导体器件2的配置示例的图。

如图10所示，半导体器件2包括参考电压生成电路21和振荡电路22。参考电压生成电路21对应于参考电压生成电路11，振荡电路22对应于振荡电路12。在图10所示的示例中，示出了参考电压生成电路21的具体配置示例。

参考电压生成电路21包括运算放大器a21、mos晶体管mp21-mp23、双极晶体管tr21-tr23、电阻元件r21、电阻元件r22、可变电阻r23和开关元件sw21。在本实施例中，将解释所有mos晶体管mp21-mp23是p沟道mos晶体管并且所有双极晶体管tr21-tr23都是pnp双极晶体管的例子。

mos晶体管mp21具有连接到电源电压端子vdd的源极、连接到双极晶体管tr21的发射极的漏极以及连接到运算放大器a21的输出端子的栅极。双极晶体管tr21的基极和集电极都连接到接地电压端子gnd。

mos晶体管mp22具有连接到电源电压端子vdd的源极、经由可变电阻r23电连接到双极晶体管tr22的发射极的漏极以及连接到运算放大器a21的输出端子的栅极。双极晶体管tr22的基极和集电极都连接到接地电压端子gnd。

运算放大器a21根据mos晶体管mp21的漏极电压和mos晶体管mp22的漏极电压之间的电势差产生电压，并将产生的电压输出到mos晶体管mp21-mp23的栅极。

mos晶体管mp23具有与电源电压端子vdd连接的源极、与电阻元件r21的一端(节点n21)连接的漏极以及与运算放大器a21的输出端子连接的栅极。

电阻元件r21的另一端(节点n22)连接到双极晶体管tr23的发射极。双极晶体管tr23的基极和集电极都连接到接地电压端子gnd。

开关元件sw21选择设置在电阻元件r21上的多个节点n23中的一个节点，并将选择的节点连接到外部输出端子outa。由开关元件sw21选择的节点n23的电压经由外部输出端子outa输出到参考电压生成电路21的外部作为参考电压va。

电阻元件r22设置在电阻元件r21上的节点n24与接地电压端子gnd之间。此外，设置在电阻元件r22上的节点n25和外部输出端子outb彼此连接。电阻元件r22上的节点n25的电压作为参考电压vb经由外部输出端子outb输出到参考电压生成电路21的外部。

参考电压生成电路21能够通过调节可变电阻r23的电阻值来调节在mos晶体管mp22的源极和漏极之间流动的电流ip的电流值。据此，可以调节在mos晶体管mp23的源极和漏极之间流动的电流ipm的电流值。换句话说，参考电压生成电路21能够通过调节可变电阻r23的电阻值来调节流过电阻元件r21的电流ipm的电流值。

在这个例子中，mos晶体管mp23的尺寸是mos晶体管mp22的尺寸的m倍。因此，是流过源极和漏极之间的mos晶体管mp22的电流ip的m倍的电流ipm在mos晶体管mp23的源极和漏极之间(换句话说，电阻元件r21)流动。

每个双极晶体管tr21-tr23中的基极与发射极之间的电压具有与温度升高成比例地降低的特性，即负的一阶温度特性。因此，参考电压生成电路21能够通过调节可变电阻r23的电阻值和切换通过开关元件sw21的连接来自由地配置参考电压va和vb的一阶温度特性。

振荡电路22利用参考电压va和vb输出具有稳定振荡频率fo的振荡信号clk，该振荡频率fo具有由于温度变化造成的较小波动。由于振荡电路22的具体配置与振荡电路12的具体配置相同，所以省略其说明。

如上所述，根据该实施例的半导体器件2能够提供与半导体器件1相似的效果。与半导体器件1中的情况不同，由于根据该实施例的半导体器件2不包括运算放大器a21的输出端子和反相输入端子之间的电阻元件，因此可以容易地保证运算放大器a21的足够的相位裕度。

虽然在该实施例中已经描述了参考电压生成电路21具有图10所示的配置的情况，但是该配置仅仅是示例。参考电压生成电路21具有生成能够调节一阶温度特性的参考电压va、vb的配置就足够了。在以下的说明中，参照图11简单说明参考电压生成电路21的变形例子。

(参考电压生成电路21的变形例子)

图11是表示作为参考电压生成电路21a的参考电压生成电路21的变形例子的图。参考电压生成电路21a与参考电压生成电路21的不同之处在于其包括电阻元件r24来代替可变电阻r23，并且它还包括开关元件sw22和sw23。

开关元件sw22选择设置在电阻元件r21上的多个节点n24中的一个节点，并将选择的节点连接到电阻元件r22的一端。开关元件sw23选择设置在电阻元件r22上的多个节点n25中的一个节点，并将选择的节点连接到外部输出端子outb。由开关元件sw23选择的节点n25的电压经由外部输出端子outb输出到参考电压生成电路21a的外部作为参考电压vb。

由于参考电压生成电路21a的其他配置与参考电压生成电路21的配置类似，因此将省略其描述。

参考电压生成电路21a通过切换通过开关元件sw21-sw23的连接，能够自由地配置参考电压va和vb的一阶温度特性。

<第三实施例>

图12是示出根据第三实施例的半导体器件3的配置示例的图。

如图12所示，半导体器件3包括参考电压生成电路31和振荡电路32。参考电压生成电路31对应于参考电压生成电路11，振荡电路32对应于振荡电路12。在图12所示的示例中，示出了参考电压生成电路31的具体配置示例。

参考电压生成电路31包括可变电阻r31-r36。可变电阻r31-r33串联设置在电源电压端子vdd和接地电压端子gnd之间。可变电阻r34-r36独立于可变电阻r31-r33而串联设置在电源电压端子vdd和接地电压端子gnd之间。可变电阻r31和r32之间的节点的电压经由外部输出端子outa输出到参考电压生成电路31的外部作为参考电压va。可变电阻r34和r35之间的节点的电压经由外部输出端子outb输出到参考电压生成电路31的外部作为参考电压vb。

可变电阻r31、r33、r34和r36以及可变电阻r32和r35具有彼此不同的温度特性。因此，可以通过调节可变电阻r31-r36的电阻值来自由地配置参考电压va和vb的一阶温度特性。

具体而言，参考电压va和vb可以分别由以下表达式(44)和(45)表示。注意，r31_0至r36_0表示可变电阻r31至r36的参考值(例如室温下的电阻值)，λp表示可变电阻r31、r33、r34、r36的一阶温度系数，λq表示可变电阻r32和r35的一阶温度系数。

从表达式(44)可以理解，可以通过调节可变电阻r31、r32和r33的电阻值来调节参考电压va的一阶温度系数。此外，从表达式(45)将理解，可以通过调节可变电阻r34、r35和r36的电阻值来调节参考电压vb的一阶温度系数。

通过使用参考电压va和vb，振荡电路32能够输出具有稳定振荡频率fo的振荡信号clk，该振荡频率fo具有由于温度变化而引起的较小波动。由于振荡电路32的具体配置与振荡电路12的具体配置类似，因此将省略其描述。

如上所述，根据该实施例的半导体器件3能够获得与半导体器件1相似的效果。此外，根据该实施例的半导体器件3能够以简单的电路配置来提供参考电压生成电路。

尽管在本实施例中已经描述了参考电压生成电路31具有图12所示的配置的情况，但是该配置仅仅是示例。参考电压生成电路31具有生成能够调节一阶温度特性的参考电压va和vb的配置就足够了。

<第四实施例>

图13是示出根据第四实施例的半导体器件4的配置示例的图。

如图13所示，半导体器件4包括参考电流生成电路41和42以及振荡电路43。

参考电流生成电路41生成能够调节温度特性的参考电流ia。参考电流生成电路42生成能够调节温度特性的参考电流ib。振荡电路43通过使用参考电流ia和ib输出具有振荡频率fo的振荡信号clk。

(参考电流生成电路41的具体配置示例)

图14是参考电流生成电路41的具体配置示例。

如图14所示，参考电流生成电路41包括运算放大器a43、mos晶体管mp41-mp43、双极晶体管tr41和tr42、可变电阻r42和电阻元件r43。在本实施例中，作为例子将说明其中所有mos晶体管mp41-mp43是p沟道mos晶体管并且双极晶体管tr41和tr42都是pnp双极晶体管的例子。

mos晶体管mp41具有连接到电源电压端子vdd的源极、连接到双极晶体管tr41的发射极的漏极以及连接到运算放大器a43的输出端子的栅极。双极晶体管tr41的基极和集电极均连接到接地电压端子gnd。

mos晶体管mp42具有连接到电源电压端子vdd的源极、经由可变电阻r42电连接到双极晶体管tr42的发射极的漏极以及连接到运算放大器a43的输出端子的栅极。双极晶体管tr42的基极和集电极都连接到接地电压端子gnd。

运算放大器a43根据mos晶体管mp41的漏极电压和mos晶体管mp42的漏极电压之间的电势差生成电压，并将生成的电压输出到mos晶体管mp41至mp43的栅极。

电阻元件r43设置在mos晶体管mp42的漏极和接地电压端子gnd之间。mos晶体管mp43具有连接到电源电压端子vdd的源极、连接到外部输出端子outa的漏极以及连接到运算放大器a43的输出端子的栅极。在mos晶体管mp43的源极和漏极之间流动的电流经由外部输出端子outa输出到参考电流生成电路41的外部作为参考电流ia。在这个例子中，mos晶体管mp43的尺寸是mos晶体管mp42的尺寸的一倍。因此，在mos晶体管mp43的源极和漏极之间流动的电流的值与在mos晶体管mp42的源极和漏极之间流动的电流的值相同。

参考电流生成电路41能够通过调节可变电阻r42的电阻值来调节在mos晶体管mp42的源极和漏极之间流动的电流的值。据此，参考电流生成电路41能够调节在mos晶体管mp43的源极和漏极之间流动的电流的值。换句话说，参考电流生成电路41能够通过调节可变电阻r42的电阻值来调节参考电流ia的电流值。

双极晶体管tr41和tr42的基极和发射极之间的电压vbe1和vbe2具有与温度升高成比例地降低的特性，即负的一阶温度特性。因此，参考电流生成电路41能够通过调节可变电阻r42的电阻值来自由地配置参考电流ia的一阶温度特性。

(参考电流生成电路42的具体配置示例)

图15是示出参考电流生成电路42的具体配置示例的图。

如图15所示，参考电流生成电路42包括运算放大器a44、mos晶体管mp44至mp46、双极晶体管tr43和tr44以及可变电阻r44。运算放大器a44、mos晶体管mp44至mp46、双极晶体管tr43和tr44以及可变电阻r44分别对应于运算放大器a43、mos晶体管mp41至mp43、双极晶体管tr41和tr42以及可变电阻r42。

即，参考电流生成电路42与参考电流生成电路41的不同之处在于它不包括电阻元件r43。由于参考电流生成电路42的其他配置与参考电流生成电路41的配置类似，因此将省略其描述。

参考电流生成电路42能够通过调节可变电阻r44的电阻值来调节在mos晶体管mp45的源极和漏极之间流动的电流的值。据此，参考电流生成电路42能够调节在mos晶体管mp46的源极和漏极之间流动的电流的值。在mos晶体管mp46的源极和漏极之间流动的电流经由外部输出端子outb输出到参考电流生成电路42的外部作为参考电流ib。换句话说，参考电流生成电路42能够通过调节可变电阻r44的电阻值来调节参考电流ib的电流值。

双极晶体管tr43和tr44的基极和发射极之间的电压vbe3和vbe4具有与温度升高成比例地降低的特性，即负的一阶温度特性。因此，参考电流生成电路42能够通过调节可变电阻r44的电阻值来自由地配置参考电流ib的一阶温度特性。

再参照图13，继续说明。

振荡电路43包括电阻元件r41、电容元件c41、开关元件sw41至sw44、比较器a41和a42、sr锁存电路l41以及反相器inv41至inv44。

电阻元件r41设置在外部输入端子ina与接地电压端子gnd之间，该外部输入端子ina被从外部供给参考电流ia。外部输入端子ina和接地电压端子gnd之间的节点的电压vr是通过将参考电流ia的电流值乘以电阻元件r41的电阻值而获得的，并且被输入到比较器a41和a42的反相输入端子。

开关元件sw41设置在外部输入端子inb与节点n41之间，该外部输入端子inb被从外部供给参考电流ib，并且开关元件sw41被信号控制为接通或关断。电容元件c41设置在节点n41和接地电压端子gnd之间。开关元件sw43被设置为与电容元件c41并联，并且开关元件sw43被信号的反相信号控制为接通或关断。根据在电容元件c41中累积的电荷的节点n41的电压vc1被输入到比较器a41的非反相输入端子。

开关元件sw42设置在外部输入端子inb和节点n42之间，并且开关元件sw42被信号控制为接通或关断。电容元件c42设置在节点n42与接地电压端子gnd之间。开关元件sw44被设置为与电容元件c42并联，并且开关元件sw44被信号的反相信号控制为接通或关断。根据电容元件c42中累积的电荷的节点n42的电压vc2被输入到比较器a42的非反相输入端子。

比较器a41将电压vc1与电压vr进行比较并输出比较结果vcmp1。比较器a42将电压vc2与电压vr进行比较并输出比较结果vcmp2。

图16是示出振荡电路43的一些操作的时序图。

如图16的时序图所示，当例如信号处于h电平并且信号处于l电平时，开关元件sw41接通并且开关元件sw43关断。因此，参考电流ib的电荷被累积在电容元件c41中。因此，节点n41的电压vc1逐渐增加。当电压vc1小于电压vr时，比较器a41将比较结果vcmp1保持为l电平。当电压vc1增加并且变得等于或大于电压vr时，比较器a41将比较结果vcmp1从l电平切换到h电平。之后，当信号变为l电平并且信号变为h电平时，开关元件sw41关断并且开关元件sw43接通。因此，电容元件c41中累积的电荷经由开关元件sw43向接地电压端子gnd释放。因此，节点n41的电压vc1突然降低。因此，比较器a41将比较结果vcmp1从h电平切换到l电平。

以类似的方式，例如，当信号处于h电平并且信号处于l电平时，开关元件sw42接通并且开关元件sw44关断。因此，参考电流ib的电荷被累积在电容元件c42中。因此，节点n42的电压vc2逐渐增加。当电压vc2小于电压vr时，比较器a42将比较结果vcmp2保持为l电平。当电压vc2增加并且变得等于或大于电压vr时，比较器a42将比较结果vcmp2从l电平切换到h电平。此后，当信号变为l电平并且信号变为h电平时，开关元件sw4关断并且开关元件sw44接通。因此，电容元件c42中累积的电荷经由开关元件sw44朝向接地电压端子gnd释放。因此，节点n42的电压vc2突然降低。因此，比较器a42将比较结果vcmp2从h电平切换到l电平。

sr锁存电路l41通过使用比较结果vcmp1作为设置信号并使用比较结果vcmp2作为重置信号来输出振荡信号及其反相信号。在从sr锁存电路l41输出的振荡信号通过反相器inv41和inv42之后，振荡信号输出到振荡电路43的外部作为振荡信号clk。从反相器inv41和inv42输出的信号也被用作信号和以分别控制开关元件sw41和sw42的接通和关断。从sr锁存电路l41输出的振荡信号的反相信号穿过反相器inv43和inv44，然后作为振荡信号clkb向外输出。从反相器inv43和inv44输出的信号也被用作信号和以分别控制开关元件sw43和sw44的接通和关断。

(用于使振荡信号clk稳定化的机制)

接下来，将使用计算表达式来说明用于使振荡信号clk稳定化的机制。

参考电流ia和ib可以分别由以下表达式(46)和(47)表示。注意，δvbe12表示电压vbe1与电压vbe2之间的电势差，δvbe34表示电压vbe3与电压vbe4之间的电势差。

例如，从电容元件c41开始充电到电压vc1达到电压vr的时间大约为信号和的半个周期(即，振荡信号clk)。因此，电压vc1可以如以下表达式(48)表示。注意，c表示电容元件c41的电容值，f表示振荡信号clk的频率。

根据表达式(48)，电压vr可以如以下表达式(49)表示。

由于vr＝ia×r41，可以从表达式(49)导出以下表达式(50)。

根据表达式(50)，振荡频率f可以如以下表达式(51)表示。

如从表达式(51)将理解到的，振荡频率f取决于ib/ia的温度特性。表达式(51)中的符号ib/ia与表达式(1)中的(va-vb)/vb的关系类似。因此，通过调节参考电流ia的一阶温度系数和参考电流ib的一阶温度系数，不仅可以抑制(消除)对电阻元件r41的一阶温度特性的振荡频率f的影响，而且还可以抑制(消除)对电阻元件r41的二阶温度特性的振荡频率f的影响。

如上所述，根据本实施例的半导体器件4通过调节参考电流ia和ib的一阶温度系数来使用参考电流ia和ib，由此可以抑制(消除)对电阻元件r41的一阶温度特性的振荡频率f的影响，而且还可以抑制(消除)对电阻元件r41的二阶温度特性的振荡频率f的影响。因此，根据该实施例的半导体器件4能够输出具有与温度无关的稳定振荡频率的振荡信号。

如上所述，根据第一至第四实施例的半导体器件通过调节其一阶温度系数来使用参考电压va和vb或参考电流ia和ib，由此不仅可以抑制(消除)对设置在振荡电路中的电阻元件的一阶温度特性的振荡频率的影响，还可以抑制(消除)对其二阶温度特性的振荡频率的影响。

尽管已经基于实施例具体描述了由本发明人作出的公开内容，但不用说，本公开内容不限于上述实施例，并且可以在不脱离本公开的精神的情况下以各种方式进行改变。

例如，在根据上述实施例的半导体器件中，可以反转半导体衬底、半导体层或扩散层(扩散区域)中的每一个的导电类型(p型或n型)。因此，当n型和p型中的一种导电类型是第一导电类型并且n型和p型中的另一种是第二导电类型时，第一导电类型可以是p型并且第二导电类型可以是n型，反之亦然。

本领域的普通技术人员可以根据需要组合第一至第四实施例。

尽管已经根据若干实施例描述了本公开，但是本领域技术人员将认识到，本公开可以在所附权利要求的精神和范围内以各种修改来实践，并且本公开不限于上述示例。

此外，权利要求的范围不受上述实施例的限制。

此外，注意到，申请人的意图是涵盖所有权利要求要素的等同物，即使稍后在申请期间修改。