联的时间样本（T1，T2，...，Tn)诸 如-π/2到+π/2。在图3D中示出了数字相位数据φ〇￡]的一部分的放大或分解图，其中每 个相位采样170对应于固定时钟174的边沿172。注意到，由于在载波相位的顶部的基带相 位数据，与-Jr/2交叉相关联的时间样本（Τ3) 180不对应于固定时钟174的上升沿和下降 沿的任一个，而是介于下降沿182和上升沿184之间，其中该下降沿182和上升沿184与已 知的时间样本相关联。
[0038] 在一个示例中，计算块114通过求解线性方程计算零交叉时间样本（Tl，Τ2,...， Τη) 180 (例如，teross)。如果与下降沿182相关联的时间样本为t0 = 22. 5625nS，并且已知 相位振幅为ArgO= -1. 835409 (其小于-π/2)，并且如果与上升沿相关联的时间样本184 为tl= 22. 625nS，并且已知相位振幅Argl= -1. 429997 (其大于-π/2)，则我们可以通过 下式计算时间样本180 :
[0039] (-jt/2-ArgO) /(Argl-ArgO)X(tl-tO)+tO= 22. 6033nS〇
[0040] 根据这些确定的时间样本191，可以容易地计算的时间样本差，例如，其中，ΔΤ2 =T2-T1。同样地，相对于3T/2的预定相位交叉（时间样本181)，tO= 23. 0625nS并且 ArgO= 1. 4145112(小于π/2)并且tl= 23. 125nS并且Argl= 1. 821834(大于π/2)。 使用该公式，可以得到：
[0041] (π/2 -ArgO)/(Argl-ArgO)X(tl-tO)+t0 = 23. 0865nS〇
[0042] 例如，这种相位交叉的180°的其他整数倍可以通过计算块114以类似的方式来 计算。因此，在一个示例中，计算块114识别跨越预定相位交叉或界限（以及其180°的整 数倍）的两个相位的样本。在一个示例中，180°相位的倍数对应于零交叉π/2和3π/2， 然而，如图3A所示，相位交叉可以对应于-π/2和+π/2。任何其他预定相位关系可以被采 用并且预期落入本公开的范围内。例如，如图3C所示，相位交叉可以分别是π/4和3π/4。 任何这种预定相位交叉和其180°整数倍通过本公开内容预期。此外，虽然本文的示例采用 180°的整数倍，但是本公开并不受此限制。
[0043]因此如在图1和图3B中可以看出，计算块114在时间样本Tl，T2,...，Τη的情况 下输出所计算的差190,其中该差ΔΤ1 =Τ2-Τ1，ΔΤ2 =Τ3-Τ2等与加上其180°整数倍的 跨越预定相位交叉或界限的组合的基带和载波相位信号112相关联。可选地，计算块114 可以求解二次方程，诸如：
[0044][a-c± [ (c_a)2 - 8b(a_2b+c) ]1/2] /4 (a_2b+c)，
[0045] 其中"b"为最接近相位交叉的采样时间样本，"a"是先前采样时间样本，并且"c" 是连续的采样时间样本。其他计算方案可以进一步通过计算块114用来计算时间样本，并 且所有这样的替换都认为落入本公开的范围内。
[0046] 回到图1，虽然计算块114输出在时间样本190中的所确定的差，但是计算块114 将实际时间样本191(Τ1，T2, ...，Τη)提供给可变延迟块192以操作内插器。可变延迟块 192接收数字振幅值R[k] 110，并且使用所确定的时间样本191，以获得与确定的时间样本 191同步的内插数字振幅值Rl，R2...Rn194。例如，如图4A所示，多个振幅采样R[k]110 输入到可变延迟块192,其中每个采样与固定时钟（CLKflxJ的边沿重合。如图3B所示，在 时间样本T3落在固定时钟的边沿182和184之间，并且图4A示出在同一边沿的两个振幅 值R[3a]和R[3b]。为了确定在时钟的边沿之间182和184之间发生的时间样本T3相关联 的振幅值，内插例如线性内插可以如图4B中更加详细示出的执行。在这种情况下，时间样 本191是已知的并且振幅值是已知的，因而由于时间样本T3已计算，因此内插振幅R[3]可 以容易地确定。
[0047] 内插振幅值R1，R2. ..Rn194接着转发到的第一处理电路196,接着使用该内插值 以产生对于每个180相位周期的单个振幅值。注意到，在图3A中，例如，对于每个180相位 周期的振幅是单一值，然而内插值194表不在多个时间样本191处的相位的值，其中第一时 间样本与180°相位周期的开始相关联（参见图3A中的标号198)，而下一个内插值194表 不在与180°相位部分的端部相关联的下一个时间样本的相位的值（参见图3A中的标号 200)。由于在180°相位持续期间的振幅将是单一值，因此第一处理电路196使用两个内 插值（例如，R1和R2,或R2和R3等）来计算单个振幅值。在图5所示的一个示例中，第一 处理电路196包括环形缓冲器197a，其中内插振幅值根据第一域输入（例如，根据固定时 钟），并且该值根据第二时钟域（例如，数据相关时钟域）由此检索。振幅值离开环形缓冲 器197a并且进入运算电路197b，其中两个连续的振幅值相加，之后移位1，其对应于由两个 操作的划分。因此，来自第一处理电路196的输出值等于：（Rl+R2)/2,（R2+R3)/2,...。因 此，第一处理电路196使用内插或其他类型的处理产生用于给定的180°相位持续时间的 单个振幅值。第一处理电路196重复对于每对内插振幅值的该操作，以产生形成到图1所 示的数字模拟转换器（DAC) 204的数字数据输入的一系列振幅值202。
[0048] 返回到图1，从计算块114输出的计算的时间样本差190(例如，ΔΤ2 =T2 -T1) 输入于第二处理电路206,这需要耗费时间样本差并且产生其在一个示例中具有整数部 分208a和分数部分208b的控制信号208。由于时钟212具有对应于从计算块114输出 的190输出的确定时间样本的边沿过渡，因此，控制信号208随后提供给数字时间转换器 (DTC) 210,其产生作为数据相关时钟信号的时钟信号212。
[0049] 参考图6,在一个示例中，第二处理电路206包括随后是积分电路209的环形缓冲 器207。所确定的时间样本差根据第一时钟域输入到环形缓冲器207并且根据第二时钟域 离开，并且积分器209反馈最低有效位（LSB)，使得分数采样用LSB溢值累积。因此，在一 个示例中，DTC可以选择5整数采样和1/3分数的采样，并且接着下一次选择5整数采样和 2/3分数采样，接着选择6整数采样和零分数采样。这是无需任何复杂的相位数据产生的时 钟的示例。复杂的相位数据将引起整数采样、分数采样或两者的数量改变。
[0050] 在一个示例中，图7的DTC210从振荡器电路216例如数字控制振荡器（DC0)接 收高频时钟214。在一个示例中，高频时钟为足够高的频率使得其选定边沿可以被DTC210 选择并且前行作为用于由DAC204后续使用的所构造的数据相关时钟212。例如，如果信 道频率为1GHz，则固定时钟的周期将是为Ins。如果第一时间样本T1在1.InS下降，例如， 由于复杂的基带相位信息，则控制信号208的整数部分208a可通知DTC210采取DC0时钟 214的每10个周期中的一个（如果DC0时钟是10X的信道频率），同时控制信号208的分 数部分208b将通知的DTC接着再移动DC0时钟214的1个时钟周期（0.InS)，并且选择用 于传递的边沿作为数据相关时钟212的边沿。类似地，如果例如由于复杂的基带相位信息 下一个定时样本T2之后在0. 9nS下降，则控制信号208a的整数部分可以保持不变并且分 数部分208b可以表示负0.InS。这些仅仅是实施方式，其帮助理解计算块114的时间样本 差190用来产生控制信号208,其由DTC210使用以选择高频DC0时钟214的特定边沿以便 构建数据相关而不是固定时钟的时钟213。也就是说，数据相关时钟212具有实时对应于从 计算块114输出的时间样本的边沿，其对应于180°相位周期。任何可选的控制和数据相关 时钟电路还