)信号的任一个。作为响应，电荷累176可W输出与在参考信 号和反馈信号之间的相位差有关的电流。
[0065] 前述的电荷累电流可W被提供到包括电容器C1-C3和电阻器R2、R3的环路滤波器 180。环路滤波器180可被配置为将电荷累电流转换为适合于驱动压控振荡器(VC0H84的电 压。环路滤波器180还可W被配置为控制化L 400的环路动态（例如，频带宽度、稳定时间 等)。
[0066] VCO 184可被配置为输出具有与来自环路滤波器180的驱动电压有关的频率的信 号。在一些实施例中，VCO 184的输出由缓冲器182缓冲。
[0067] 缓冲的VCO输出被馈送到分频器电路192(1/N)。分频器电路192可被配置为将缓冲 的VCO输出频率向下分频回到参考频率。来自分频器电路192的反馈信号可W通过路径196 被反馈回到P抑172中，W从而完成化L环路。
[0068] 前述的反馈机制允许化L 400的输出频率锁定到作为参考信号频率的倍数的频率 上。如果所述倍数是整数(N)，化L 400被认为是整数-N化L。如果所述倍数包含分数分量 (1/M)，如由分频器电路188指示的，贝化化400被认为是分数N化L。
[0069] 图4进一步示出了与反馈环通信的增量累加调制器(DSM)500。如运里所述，运样的 DSM可W被配置为具有分频器电路192的额外的反馈环，W允许化L 400作为基于增量累加 的分数N频率合成器操作。
[0070] 在一些实施例中，DSM 500可被配置为产生指示分频器电路192利用哪个整数值来 将VCO输出信号的频率分频的信号。W示例的方式，假设化L具有40MHz的参考信号频率，并 且所期望的是输出具有2.41G化的频率的信号。运样的配置产生60又1/4的分频比。化L可W 实现该分频比的一个方式是实现对于=个参考周期除W60,然后对于一个周期除W61。然 后可W重复该模式。通过每一个重复，平均分频值Navg为如期望的60又1/4。
[0071] 在前述的示例的上下文中，DSM 500可W指示分频器电路192除W60或61。运样的 两个整数分频比之间的抖动可W允许实现分频器电路192,即便电路192仅能够整数分频 (division)。相应地，运样的分数N P化频率合成器400的输出频率可W是多个整数分频值 的平均的结果。
[0072] 分数N P化频率合成器被用于合成高于信道间隔的参考(reference)。运在信道间 隔在标准之间不相同的多频带和多标准应用中是重要的。等式1示出了参考频率(fREF)和在 分频器188的输出处的合成的VCO频率(fveo)的关系。
(1)
[0074] 其中，fvco是合成的VCO频率，fW是参考频率，财日是分频值的整数和分数部分。
[0075] 一些分数N P化频率合成器400的实施例使用更高阶多级噪声成形结构(MASH)和 单环路增量累加调制器，诸如图5中所示的S阶误差反馈调制器化FM3)500, W产生平均生 成如上讨论的所需的分频比的分频器值序列。EFM3 500包括产生分频比的循环串的有限状 态机。运些由于所述循环输出码而引入分数杂散音调。
[0076] 在图5的示出的实施例中，第一求和电路502接收输入信号和来自抖动组件504的 抖动信号。第二求和电路514接收抖动的输入信号和反馈信号。量化器506接收求和后的信 号并且输出量化的输出信号。=阶反馈环508包括第=求和电路510和=阶滤波器512。第= 求和电路510接收求和后的信号和输出信号并且产生误差信号。滤波器512接收误差信号并 且输出反馈信号。
[OOW]通常，抖动和或播种被用于减轻增量累加分数杂波的出现。抖动通过将码序列随 机化来扰乱音调行为，但是固有地增加显著的带内噪声。播种或初始条件设置可W帮助有 限数量的分数信道。由于该技术导致的随机化是输入相关的，并且在大多数频率信道中不 能移除所有的分数杂波。播种的另外的问题是其产生不需要的静态频率误差。因此，在高性 能的应用中，抖动和播种技术可能不是有用的，因为它们显著地增大带内噪声并且引入大 频率误差。
[0078] 图6示出了具有和不具有抖动的典型的=阶增量累加调制器的输出码序列的快速 傅里叶变换(FFT)600。对于频率合成器，曲线610示出了不具有抖动的调制器输出，并且曲 线620示出了具有抖动的调制器输出。如在图6中所示，曲线620(具有抖动）具有比曲线610 (不具有抖动）更少的杂散频率，但是曲线620(具有抖动）的带内噪声显著地高于曲线610 (不具有抖动）。
[0079] 基于增量累加的分数N频率合成器
[0080] 图7示出了可W是频率合成器122的一部分的无抖动的无播种的基于EFM的分数N 频率合成器700的实施例。频率合成器700包括如关于图4在上文描述的晶体振荡器170、1/R 分频器174、相位检测器172、电荷累176、环路滤波器180、VC0 184、缓冲器182和分频器188、 192。频率合成器700还包括无抖动的无播种的误差反馈调制器(DS-EFM)800。在示出的实施 例中，DS-EFM 800包括S阶无抖动的无播种的误差反馈调制器(DS-EFM3)800dDS-EFM3 800 不使用抖动移除分数N杂散音调。
[0081 ] 图8示出了包括S阶单环路EFM的DS-ESM3 800的实施例，DS-ESM3 800具有额外的 反馈环，该额外的反馈环包括被加到反馈滤波网络中的输出序列的缩放的版本。
[0082] 在图8示出的实施例中，第一求和电路802接收输入信号和反馈信号并且将它们组 合W产生求和后的信号。量化器806接收求和后的信号并且输出量化的输出信号。=阶反馈 环808包括第二求和电路810和包括额外的反馈环的=阶滤波器812。额外的反馈环包括增 益组件820和第=求和电路822。
[0083] 第二求和电路810接收求和后的信号和量化的输出信号并且产生误差信号。增益 组件820接收量化的输出信号并且缩放量化的输出信号W产生输出信号/输出序列的缩放 的版本。滤波器812接收所述误差信号和所述输出信号/输出序列的缩放的版本。所述输出 序列的该缩放的版本在第=求和电路822处被加到滤波器812的反馈网络上。基于所述输出 信号/输出序列的缩放的版本的额外的反馈将少量的误差加到所述反馈信号上，使得所述 分数杂散音调被破坏。
[0084] 不具有额外的反馈的DS-EFM3 800的实施例将遭受分数杂散音调，除非使用抖动 或播种。诸如图5中的EFM3 500的信号和噪声传递函数在等式2中给出。
(2)
[0086] DS-EFM3 800的信号传递函数(SFT)和噪声传递函数(NTF)的数学推导为：
[0087] V[n]=-E[n-3]+g ? Y[n-l]+3E[n-2]-3E[n-l]巧[n] (3)
[0088] -E[n]=V[n]-M ? Y[n] (4)
[0089] 在(3)中代入(4)
[0090] M ? Y[n]-g ? Y[n-l]=X[n]-E[n-3]+3E[n-2]-3E[n-l]+E[n] (5)
[0091] 使用Z变换：
[009引 M ? Y(z)-g ? Z-1 ? Y(z)=X(z)-Z_3 ? Eq(z)+3Z_2 ? Eq(z)-3Z_i ? Eq(z)+Eq(z) (6) [009引 Y(Z) ? (M-g ? Z_i)=X(z)巧q(z) ? (1-3Z-1+3Z-2-Z-3) (7)
巧 饼
(10) (11) (12)
[0100] 从等式11和12,非常容易注意到：引入到系统中的额外的误差非常小W至于它不 会改变调制器的噪声成形特性，然而其足够大W不断地破坏传统高阶调制器500的音调行 为。
[0101] 图9是包括抖动的图5的EFM3 500的实施例和图8的DS-EFM3 800的实施例的输出 码序列的FFT的图。曲线910示出了用于DS-EFM3 800的FFT并且曲线920示出了用于抖动的 EFM3 500的FFT。参考等式巧日12,用于DS-EFM3 800和抖动的邸M3 500的信号和噪声传递函 数大致是相同的。如图9所示，类似于抖动的EFM3 500的输出信号，DS-EFM3 800的输出信号 没有带外杂散音调，而没有对带内噪声本底的任何影响。
[010引图10是示出了包括图5的抖动的EFM3(曲线1002)并且包括图8的DS-EFM3 800(曲 线1004)的化L频率合成器的示例性的合成的输出频率的图1000。用于DS-EFM3的曲线1004 示出了在IOOIfflz偏移频率W下的优越的带内噪声性能。
[0103] 无抖动的和无播种的EFM的实施例可W实现在其它高阶单环路调制器上，并且因 此不限于S阶调制器。
[0104] 图11示出了示例性一阶误差反馈调制器化FMIHIOO。在示出的实施例中，第一求 和电路1102接收输入信号和反馈信号并且输出求和后的信号。量化器或量化电路1104接收 求和后的信号并且将量化的输出信号输出到放大器1106。第二求和电路1108接收求和后的 信号和来自放大器1106的放大的输出信号并且产生误差信号。在实施例中，第二求和电路 1108通过从所述求和后的信号减去所述放大的输出信号而产生所述误差信号。一阶滤波器 1110接收所述误差信号，滤波所述误差信号并且输出所述反馈信号。
[010引无抖动的无播种的MASH架构误差反馈调制器
[0106] 图12示出了包括图11的EFMl 1100的示例性无抖动的无播种的一阶误差反馈调制 器化S-EFMl) 1200，DS-EFMl 1200具有额外的反馈环，该额外的反馈环包括被加到反馈滤波 环路中的所述输出序列的缩放的版本。该额外的反馈环包括增益组件1220。增益组件1220 从在图11中被指示为1104的量化电路接收输出序列，并且输出所述输出序列的缩放的版 本。增益组件1220的输出在求和电路1222处被加到反馈滤波环路中。
[0107] 图13示出了调制器1300的实施例，调制器1300具有包括S个DS-EFMl级1200曰、 120化、1200c和求和电路1302的多级噪声成形(M甜)架构。该新的架构被称为DS-MA甜111。 每个级 1200a、1200b、1200c类似于图 12 的DS-EFMl 1200操作。S 个DS-EFMl 级 1200a、1200b、 1200c被级联，使得第一 DS-EFMl级1200a接收输入信号和第一级反馈信号并且输出第一级 求和后的信号。第一级量化器或量化电路接收第一级求和后的信号并且将第一级量化的输 出信号输出到第一级放大器。第一级第二求和电路接收第一级求和后的信号和来自第一级 放大器的第一级放大的输出信号并且产生第一级误差信号。第一级增益组件从第一级量化 电路接收第一级输出序列并且输出第一级输出序列的第一级缩放的版本。第一级增益组件 1220的输出与第一级误差信号组合并且输入到第一级滤波器。来自第一级滤波器的滤波的 输出信号包括用于DS-MAS化11调制器1300的第一级的反馈信号。
[0108] 第二级1200b接收来自第一级1200a的误差信号和第二级反馈信号并且类似于第 一级1200a操作。同样地，第=级1200c接收来自第二级1200b的误差信号和第=级反馈信号 并且类似于第一级1200a操作。
[0109] 求和电路1302包括第一求和电路1304、第二求和电路1306、第=求和电路1308、第 一滤波器1310和第二滤波器1312。第二滤波器1312滤波第=级量化的输出。第=求和电路 1308组合第=级量化的输出信号、第=级量化的输出信号的滤波的版本和第二级量化的输 出信号W生产第一组合信号。第一滤波器1310滤波第一组合信号。第二求和电路1306组合 第一组合信号、第一组合信号的滤波的版本和第一级量化的输出信号W生产第二组合信 号。第一求和电路1304组合第二组合信号和来自包括DS-MAS化11调制器1300的化L反馈环 的分频器电路的输出。
[0110] W来自图12的一阶DS-EFMl 1200开始，DS-MA細111 1300的信号和噪声传递函数 的数学推导为：
[0111] V[n]=X[n]+S〇[n-l] (13)
[0112] S〇[n] =-E[n]+g.Y[n] (14)
[0113] M.Y[n]=V[n