用于稳定光学发射器的方法和设备与流程

本申请是国际申请日为2013年7月17日、名称为“用于稳定光学发射器的方法和设备”、申请号为201380048724.7(pct/us2013/050895)的发明专利申请的分案申请。

这里使用的章节标题仅用于组织目的，并且不应该被解释为以任何方式限制在本申请中描述的主题。

本公开涉及光学发射器及相关设备和方法。

背景技术：

对通过光纤的高比特率数据传输的日益增长的需求给光纤电信产业带来了很大的挑战。例如，高比特率系统非常容易受到光纤非线性的影响。另外，高比特率系统使数据的电子处理变得非常困难。

面对这些挑战的一个选择是以双极化正交相移键控(dp-qpsk)格式传输数据。正交相移键控包括在复平面中表示数据，以使得每个码元包括实(同相)部和虚(正交相位)部。在dp-qpsk调制格式中，独立数据传输发生在两个正交极化上。在水平极化中传输一个信号，并且在垂直极化中传输另一信号。然而，两个信号都具有相同的光学频率，并且它们相对于彼此极化90°，因此它们不干扰。与信号在每个时隙处于“1”或“0”电平一次的传统调制格式不同，qpsk能够在每个时隙实现两个比特的调制，因为信号能够处于四个不同相位状态之一。也就是说，信号可以是(0，0)；(1，1)；(0，1)；或(1，0)。

通过在每个光学码元传输四个比特，双极化qpsk调制有效地降低了系统的波特率，这使光学频谱比未降低波特率的情况窄四倍。从而，理论上，dp-qpsk数据速率是qpsk数据速率的两倍，这等于如接收器所见仅在四分之一的接收器带宽中在每个时隙传输四个比特。从而，与传统开关键控调制格式相比，双极化在每个时隙提供两倍的信息并且qpsk信号在每个时隙提供两倍那么多的比特。结果，每个双极化数据调制信号仅需要以四分之一的预期比特率与数据进行调制。这意味着波特率或每秒传输的码元的数量实际上可以是比特率的一半。当还使用极化复用时，系统实现它的波特率的四倍的比特率。减小的数据速率使发送信号所需的光学带宽变窄，在相同谱带中允许更多光学信道。因此，电子设备以比实际数据速率慢四倍的速率处理信号。信息可以随后由通常可用的数字信号处理(dsp)硬件和软件处理，这显著减少对光学交互工作硬件的需要。

dp-qpsk接收基于信号的光学相位的检测，这需要使用相干检测。在相干检测中，工作在类似波长的本地振荡器的输出在接收端与输入信号混合，这提供使用四个光电探测器的阵列恢复信号的光学相位的能力。相干接收器被设计为锁定到输入信号的频率和相位上并且从而能够合适地恢复输入双极化qpsk比特。在检测之后，真实电压被重新分派给它们各自的类型(同相或正交相位)，以使得能够恢复数据。数字后处理技术经常被用于补偿由传输过程引入的失真和错误。

技术实现要素：

根据本公开的一个方面，提供了一种双极化光学调制器，包括：a)第一mach-zehnder调制器上层结构，包括两个并行的子mach-zehnder光学调制器，第一mach-zehnder调制器上层结构调制第一极化的第一光学信号；b)第二mach-zehnder调制器上层结构，包括两个并行的子mach-zehnder光学调制器，第二mach-zehnder调制器上层结构与第一mach-zehnder调制器上层结构以光学方式并行耦合以形成双极化光学调制器，所述双极化光学调制器具有接收来自激光源的光束的光学输入，第二mach-zehnder调制器上层结构调制第二极化的第二光学信号，并且所述双极化光学调制器复用第一极化的第一光学信号和第二极化的第二光学信号以形成双极化光学信号；c)第一光学检测器，耦合到第一mach-zehnder调制器上层结构的输出；d)第二光学检测器，耦合到第二mach-zehnder调制器上层结构的输出；e)第三光学检测器，耦合到所述双极化光学调制器的输出；以及f)偏置控制电路，具有第一、第二和第三输入、第一输出和第二输出，第一、第二和第三输入以电气方式连接到第一、第二和第三光学检测器中的相应光学检测器的输出，第一输出以电气方式连接到第一mach-zehnder调制器上层结构的偏置输入，第二输出以电气方式连接到第二mach-zehnder调制器上层结构的偏置输入，偏置控制电路响应于由第一、第二和第三光学检测器中的至少一个检测到的dc和ac信号两者在第一和第二输出中的至少一个上产生稳定所述双极化信号的偏置信号，其中，偏置控制电路在第一和第二输出中的至少一个上产生使由第一、第二和第三光学检测器中的至少一个产生的平均dc光电流最大化的电信号。

附图说明

在下面结合附图进行的详细描述中更具体地描述根据优选示例性实施例的本教导以及它的进一步的优点。本领域技术人员将会理解，以下描述的附图仅用于说明目的。附图不必符合比例，而是重点在于一般地表示教导的原理。在附图中，相同附图标记通常在各附图中始终表示相同特征和结构元件。附图并不是要以任何方式限制申请人的教导的范围。

图1表示根据本教导的dp-qpsk光学发射器的一个实施例的方框图。

图2表示在结合图1描述的根据本教导的dp-qpsk发射器的偏置控制电路中使用的模拟信号处理器的一个实施例。

图3表示以dbm为单位的ac光电探测器输出功率和以毫安为单位的dc光电探测器输出电流的曲线图，这两者都是施加于子mach-zehnder调制器之一的dc电压的函数。

图4表示以dbm为单位的包络检测器的ac输出功率和以伏特为单位的包络检测器的dc输出电压的曲线图，这两者都是施加于父mach-zehnder调制器之一的dc偏置电压的函数。

图5表示稳定执行切换以及实现数字闭环控制器的根据本教导的dp-qpsk发射器以偏置稳定高数据速率光学调制器(诸如100gb/sdp-qpsk光学调制器)的方法的一个实施例的流程图。

图6表示根据本教导的偏置稳定dp-qpsk调制器的方法。

图7a表示根据本教导的用于dp-qpsk发射器的实验测试设备。

图7b表示作为使用图7a中示出的用于dp-qpsk发射器的实验测试设置设备产生的x和y极化qpsk信号和组合dp-qpsk信号的眼图的实验结果。

具体实施方式

在说明书中对“一个实施例”或“实施例”的提及意味着结合该实施例描述的特定特征、结构或特性被包括在教导的至少一个实施例中。短语“在一个实施例中”在说明书的各种地方的出现不必全部表示相同的实施例。

应该理解，本教导的方法的各步骤可按照任何次序并且/或者同时执行，只要本教导仍然可操作即可。另外，应该理解，本教导的设备和方法可以包括任何数量的描述的实施例或全部的描述的实施例，只要本教导仍然可操作即可。

现在将参照如附图中所示的本教导的示例性实施例更详细地描述本教导。虽然结合各种实施例和例子描述本教导，但本教导不应该局限于这种实施例。相反地，本领域技术人员将理解，本教导包括各种替代物、变型和等同物。本领域普通技术人员在这里的教导下将会意识到如这里所述的本公开的范围内的另外的实现方式、变型和实施例以及其它使用的领域。

本教导涉及用于实现用于在长距离光纤网络上传输高数据速率dp-qpsk信号的数字时分复用光学发射器的方法和设备。根据本教导的一些方法和设备将基于铌酸锂的时分复用光学发射器的锁定稳定用于高数据速率传输。例如，根据本教导的发射器可以产生100gb/s的dp-qpsk信号以在长距离光纤网络上传输。对于城域网以及长距离光纤网络中的高数据速率光学传输(100gb/s以上)，dp-qpsk调制格式尤其有吸引力。

根据本教导的高数据速率dp-qpsk光学发射器被描述为具有mach-zehnder类型光学调制器，该mach-zehnder类型光学调制器具有两个并行的mach-zehnder类型上层结构。第一mach-zehnder类型上层结构被用于第一极化。第二mach-zehnder类型上层结构被用于第二极化。两个并行的mach-zehnder上层结构中的每一个包括两个并行的子mach-zehnder光学调制器。本领域技术人员将会理解，可以使用许多类型的mach-zehnder调制器，诸如由铌酸锂形成的mach-zehnder调制器、由iii-v化合物半导体(诸如gaas上gaalas)形成的mach-zehnder调制器和由ii-vi半导体(诸如inp)形成的mach-zehnder调制器。

图1表示根据本教导的dp-qpsk光学发射器100的一个实施例的方框图。dp-qpsk光学发射器100包括dp-qpsk调制器102和在微处理器控制下以差分方式驱动调制器102部件的关联硬件。结合d-qpsk调制格式描述本教导的光学发射器的许多方面。然而，本领域技术人员将会理解，根据本教导的发射器和发送的方法可以与许多其它类型的调制器格式(诸如bpsk、m-aryqam、m-arypsk、ofdm和这些调制形式的任何双极化变型)一起使用。另外，结合mach-zehnder调制器(mzm)描述dp-qpsk光学发射器100的一些方面，并且更具体地讲，结合基于铌酸锂的mach-zehnder调制器描述dp-qpsk光学发射器100的一些方面。然而，本领域技术人员将会理解，其它类型的调制器(诸如电吸收调制器)可以与根据本教导的发射器一起使用。

基于铌酸锂的mach-zehnder调制器具有用于高数据速率发射器的某些期望特征，诸如针对许多类型的环境变化稳定，以使得它们能够产生非常可靠的并且可重复的100gb/s以上的高数据速率传输。特别地，基于铌酸锂的mach-zehnder调制器可以在大工作温度变化下具有非常稳定的操作。在本教导的光学发射器的一个方面中，使用可以在微处理器控制下自动地执行的各种锁定技术来稳定dp-qpsk铌酸锂光学调制器。模拟信号处理器104、104′和微处理器106、106′被用于确定父mach-zehnder调制器和子mach-zehnder调制器的各种工作点。

dp-qpsk光学发射器100包括外mach-zehnder调制器108，外mach-zehnder调制器108包括从激光源接收光束的光学输入110。在许多实施例中，激光源是可调谐激光源。外mach-zehnder调制器的第一臂112包括第一父mach-zehnder调制器114。第一父mach-zehnder调制器114包括第一子mach-zehnder调制器116，第一子mach-zehnder调制器116以光学方式耦合到第一臂118。第二子mach-zehnder调制器120以光学方式耦合到π/2光学移相器122并且以光学方式耦合到第二臂124。第一父mach-zehnder调制器114利用第一极化调制qpsk信号。

外mach-zehnder调制器108的第二臂126包括第二父mach-zehnder调制器128，第二父mach-zehnder调制器128包括第一子mach-zehnder调制器130，第一子mach-zehnder调制器130以光学方式耦合到第一臂132。第二子mach-zehnder调制器134以光学方式耦合到π/2光学移相器136并且以光学方式耦合到第二臂138。光学极化旋转器140也以光学方式耦合到外mach-zehnder调制器108的第二臂126。在某些实施例中，光学极化旋转器140是固定π/2极化旋转器。在其它实施例中，光学极化旋转器140是可变极化旋转器。第二父mach-zehnder调制器128利用第二极化调制qpsk信号。外mach-zehnder调制器108复用在双极化qpsk信号产生中嵌入的第一和第二极化。

在一个特定实施例中，第一和第二父mach-zehnder调制器114、128以及第一和第二子mach-zehnder调制器116、120、130和134中的每一个全都是基于铌酸锂的mach-zehnder调制器。在这个实施例中，四个个体子mach-zehender调制器116、120、130和134由具有2vπ的峰峰电压摆幅的电nrz信号驱动并且在最小传输点被偏置以产生四个psk信号。在其它实施例中，这些调制器中的某些调制器是其它类型的mach-zehnder调制器，诸如iii-v或ii-v半导体machzehnder调制器。在其它实施例中，可以使用电吸收调制器替代mach-zehnder调制器。在这些实施例中，第一和第二父mach-zehnder调制器114、128在正交点被偏置以产生第一和第二极化的qpsk信号。

第一光学检测器142以光学方式耦合到第一父mach-zehnder调制器114的输出。第一光学检测器142检测由第一父mach-zehnder调制器114利用第一极化产生的qpsk信号。第二光学检测器144以光学方式耦合到第二父mach-zehnder调制器128的输出。第二光学检测器144检测由第二父mach-zehnder调制器128利用第二极化产生的qpsk信号。第一和第二光学检测器142、144可以是任何类型的光学检测器，只要该检测器具有希望的光电转换带宽即可。例如，第一和第二光学检测器142、144可以是具有至少1ghz的光电带宽并且具有至少0.05％的光电耦合效率的pin光电探测器。在某些实施例中，第三光电探测器146能够以光学方式耦合到dp-qpsk光学调制器102的输出。所述另外的第三光电探测器146可被用于锁定稳定用于产生双极化信号的可变极化旋转器140。从而，本教导的光学发射器的一个特征是使用可被内置到光学调制器中的光电探测器来直接/间接检测ac项。

本教导的一个方面是实现用于稳定和跟踪dp-qpsk光学调制器102的各种工作点的各种模拟处理器和数字控制器的硬件和软件。各种模拟和数字控制器可以是纯积分控制器或者可以是比例积分控制器。这些控制器是计算作为测量的过程变量和希望的设置点之差的“误差”值的反馈控制器。这些控制器尝试通过调整过程控制输入来使误差最小化。比例积分控制器可以工作在比例模式、积分模式或比例积分模式。

偏置控制电路包括用于每个极化的模拟信号处理器104、104′和微处理器106、106′。在这个实施例中，两个微处理器106、106′被用于控制。然而，在其它实施例中，可以仅使用一个微处理器。模拟信号处理器104包括以电气方式连接到第一光电探测器142的输出的模拟输入。类似地，模拟信号处理器104′包括以电气方式连接到第二光电探测器142的输出的模拟输入。模数转换器105、105′将来自模拟处理器104、104′的输出信号转换成能够由微处理器106、106′处理的数字信号。微处理器106、106′均具有以电气方式连接到数模转换器148、148′、150、150′、152、152′的三个数字输出。

数模转换器148、148′、150、150′、152、152′的输出耦接到相应的加法器电路156、156′、158、158′、160、160′的输入。产生导频音信号的导频音产生器154、154′的输出以电气方式连接到加法器电路156、156′、158、158′、160、160′的另一输入。加法器电路156、156′、158、158′、160、160′的输出以电气方式连接到差分放大器162、162′、164、164′、166、166′的各自的输入。每个差分放大器162、162′、164、164′、166、166′包括以电气方式连接到相应的子或父mach-zehnder调制器的偏置输入的输出和反相输出，如图1中所示。也就是说，每个子和父mach-zehnder调制器由相应的差分放大器的输出和反相输出偏置以增加输出电压摆幅，以便满足寿命终期(end-of-life)的驱动电压要求。

更一般地讲，包括模拟信号处理器104、104′和微处理器106、106′的偏置控制电路具有以电气方式连接到第一和第二光学检测器142、144的各自的输出的第一和第二输入。第一和第二输出以电气方式耦接到第一父mach-zehnder调制器114的第一和第二子mach-zehnder调制器116、120各自的偏置输入。第三输出以电气方式耦接到第一父mach-zehnder调制器114的相位偏置输入。第四和第五输出以电气方式耦接到第二父mach-zehnder调制器128的第一和第二子mach-zehnder调制器130、134各自的偏置输入。第六输出以电气方式耦接到第二父mach-zehnder调制器128的相位偏置输入。在包括以光学方式耦合到外mach-zehnder调制器108的输出的第三光电探测器146的实施例中，第三光学检测器146的输出以电气方式连接到偏置控制电路149的输入，偏置控制电路149进而连接到模数转换器107。

本教导的偏置控制电路可以包括许多不同部件，诸如产生与由第一、第二和第三光学检测器142、144和146产生的dc光电流对应的电压的模拟处理器104、104′。偏置控制电路可以包括将由第一、第二和第三光学检测器142、144和146响应于调制的数据产生的ac电信号转换成数字数据的模数转换器。微处理器106、106′或其它数字处理器获取信号以确定稳定光学发射器的偏置信号。在某些实施例中，根据本教导的偏置控制电路响应于由第一、第二和第三光学检测器142、144和146检测到的dc和ac信号两者而产生电信号。偏置控制电路监测由第一、第二和第三光学检测器142、144和146接收的由导频音产生器154、154′产生的导频音信号，然后响应于监测的导频音在至少一个输出上产生顺序地稳定至少一些mach-zehnder调制器的偏置控制信号。

对于dp-qpsk操作，第一和第二父mach-zehnder调制器114、128被正交地偏置以在由对应子mach-zehnder调制器116和120、130和134产生的信号之间建立π/2相移，以使得第一父mach-zehnder调制器114利用第一极化产生qpsk信号并且第二父mach-zehnder调制器128利用第二极化产生qpsk信号。

偏置控制信号还响应于由第一、第二和第三光学检测器142、144和146产生的信号来稳定产生的dp-qpsk信号。在各种工作模式下，偏置控制电路产生将第一和第二父mach-zehnder调制器114、128稳定于正交点或使由第一、第二和第三光学检测器142、144和146检测到的dc和ac信号最小化的最小传输点的电信号。在其它实施例中，偏置控制电路产生抑制施加于偏置信号的导频音的基波或使施加于偏置信号的导频音的基谐波最小化的电信号。此外，偏置控制电路在至少一个输出上产生使由第一、第二和第三光学检测器142、144和146中的至少一个产生的平均dc光电流最大化的电信号。

图1的发射器100中的光学调制器结构对两个父mach-zehnder调制器114、128和四个子mach-zehnder调制器116、120、130、134的各种工作偏置点非常敏感，并且这些工作偏置点对环境变化(诸如温度)敏感。为了建立对于温度稳定的在100gb/s以上的数据速率工作的可靠光学发射器，将会通常需要如这里所述由微处理器控制的自动调制器偏置控制电路。本教导的一个方面在于：本教导的光学发射器包括执行两个父mach-zehnder调制器114、128和四个子mach-zehnder调制器116、120、130、134的各种偏置点的自动锁定稳定的模拟和数字信号处理。

为了实现dp-qpsk调制器的时分复用(tdm)锁定稳定，使用高速模数转换器以导频音的基频的至少20倍的速率直接对同步乘法器的输出进行采样。这个采样的信号在微处理器106、106′中被以数字方式处理以实现数字控制器，该数字控制器是积分、比例或比例积分控制器。数字环路控制器的输出随后被引导至相应的数模转换器，数模转换器的输出由驱动嵌入在使用高速数模转换器的dp-qpsk调制器中的相应的子或父mzm的差分驱动放大器放大。

图2表示在结合图1描述的根据本教导的dp-qpsk发射器100的偏置控制电路中使用的模拟信号处理器200的一个实施例。参照图1和2，在根据本教导的dp-qpsk发射器100中使用两个模拟信号处理器。第一模拟信号处理器104具有以电气方式连接到第一光电探测器142的输出的输入，并且第二模拟信号处理器104′具有以电气方式连接到第二光电探测器144的输出的输入。从而，第一光电探测器142检测x极化qpsk信号，并且第二光电探测器144检测y极化qpsk信号。下面对硬件和操作的方法的描述是针对模拟信号处理器104、104′之一。然而，应该理解，对于另一模拟信号处理器，硬件和操作的方法是相同的。

光电探测器142结束于50欧姆阻抗202。本教导的一个方面是使用电流镜204，电流镜204反映用于检测每个极化的qpsk调制信号的光电探测器的dc光电流。电流镜电路204以电气方式与光电探测器142串联连接。电流镜电路204产生反映流经光电探测器142的dc光电流的dc电流。电流镜电路204准确地监测每个极化的光电探测器的平均dc光电流。然后，从参考电压减去与这个光电流对应的电压，并且所获得的电压差被反馈回至具有直接检测的ac项的同步乘法器以用于锁定稳定四个子mach-zehnder调制器116、120、130和134。电流镜204的输出是作为每个极化的两个调制的dpsk信号之间的干扰的x或y极化qpsk信号的误差信号的dc部分。

本教导的另一方面是通过在光电探测器142后面跟随用于每个极化的高速电子放大器206和包络检测器208来使用ac误差项的间接检测。每当父mach-zehnder调制器114、128被锁定稳定于它们的对应正交点时，包络检测器208被接通和断开。包络检测器208的dc输出电压以及它的ac对应部分被反馈回至同步乘法器。更具体地讲，光电探测器142的输出以电气方式连接到高速放大器206，高速放大器206放大误差信号的ac部分。高速放大器206具有足够高的带宽以使ac误差信号信息通过。例如，对于100ghz数据传输，高速放大器206的带宽应该是至少一个1ghz。另外，高速放大器208的耦合效率应该足够高以使足够的信号通过，以使得该信号能够由模拟信号处理硬件处理。

高速放大器206的输出以电气方式连接到开关210，开关210选择包络检测器208或低通滤波器212以用于进一步处理。开关210由微处理器106控制。在第一开关位置，开关210选择通过包络检测器208的第一信号路径214以处理检测到的x或y极化qpsk信号从而稳定相位。在第一开关位置，开关210选择通过低通滤波器212的第二信号路径216以稳定子mach-zehnder调制器116、120、130和134中的每一个。

在第一信号路径214中，检测到的x、y极化qpsk信号经过包络检测器208。包络检测器208是检测由输入信号携带的dc和ac功率的rf峰值检测器，诸如二极管峰值检测器。包络检测器208使误差信号的dc和ac部分都通过。包络检测器208的带宽被选择为足够高以使包括导频音的误差信号的ac部分通过。例如，在以100gb/s传输数据的某些系统中，包络检测器208的带宽是至少一个1mhz。

误差信号的dc和ac部分随后经过第二低通滤波器218，第二低通滤波器218被选择为仅使该信号的dc部分通过。例如，第二低通滤波器218可以是基本上仅使dc误差信号通过的100hz低通滤波器。另外，第二开关220在位于第一位置时将10khz带通滤波器222耦接到包络检测器208的输出，以使得它仅使包括导频音信号的10khz频带中的ac误差信号通过。第二开关220也由微处理器106控制。

在第二信号路径216中，检测到的x、y极化qpsk信号经过低通滤波器212。在一个实施例中，低通滤波器212是使误差信号的dc部分和1mhz以下的误差信号的ac部分通过的1mhz低通滤波器。第二开关220在位于第二位置时以电气方式连接第二信号路径216中的10khz带通滤波器222。10khz带通滤波器222仅使包括导频音信号的10khz频带中的误差信号通过。

加法器电路224被用于根据开关配置以各种方式组合来自电流镜204、包络检测器208和低通滤波器212的信号。加法器电路224包括以电气方式连接到第三开关226的输出的第一输入，第三开关226在100hz低通滤波器218和电流镜204的输出之间进行选择。加法器电路224的第二输入以电气方式连接到10khz带通滤波器222的输出，10khz带通滤波器222以电气方式连接到第二开关220的输出。

加法器电路224的输出以电气方式连接到乘法器228的第一输入。导频音产生器154的输出以电气方式连接到在时间上延迟导频音信号的延迟网络232。延迟网络232的输出以电气方式连接到乘法器228的第二输入。调整由延迟网络232产生的延迟，以使得在导频音频率处仅检测误差。乘法器228的输出以电气方式连接到结合图1的光学发射器描述的模数转换器105。

为了稳定发射器100的相位，第一开关210选择第一信号路径214，其中第二开关220以电气方式将10khz带通滤波器222连接到包络检测器208的输出并且第三开关226以电气方式将100hz低通滤波器218连接到加法器电路224的第一输入。加法器电路224组合利用100hz低通滤波器218滤波的由包络检测器208检测到的信号的dc部分与利用10khz带通滤波器222滤波的由包络检测器208检测到的信号的ac部分。乘法器228将宽带干扰噪声与延迟的参考导频音信号相乘以使检测到的导频音与宽带干扰噪声的其余部分分离。模数转换器105将相乘的信号转换成数字信号，以使得它能够由微处理器106处理。在一些操作方法中，每当从第一信号路径214切换到第二信号路径216时，模数转换器105的输出由微处理器106处理。

图3表示以dbm为单位的ac光电探测器输出功率302和以毫安为单位的dc光电探测器输出电流304的曲线图300，这两者均作为施加于子mach-zehnder调制器的dc电压的函数。这些曲线图300表示本教导的dp-qpsk发射器的子mach-zehnder调制器的希望的偏置条件。当施加于mach-zehnder调制器的偏置电压从零增加至20伏特时出现ac光电探测器输出功率的三个ac最小值。当出现最大传输并且光电探测器的dc输出电流处于最大值时，出现第一和第三ac最小值。当mach-zehnder调制器偏置电压处于2和15伏特时，出现光电探测器的输出电流是最大值的最大传输的偏置条件。当出现最小传输并且光电探测器的输出电流处于最小值时，第二ac最小值出现在大约7伏特。对于最小传输，调制器的输出功率为大约-30db。每个mach-zehnder调制器在它们的最小传输点被偏置，在最小传输点处它们处于dc截止状况。也就是说，调制器被偏置，以使得不存在驱动调制器的nrz信号。

作为施加于子mach-zehnder调制器的dc电压的函数的以dbm为单位的ac光电探测器输出功率302和以毫安为单位的dc光电探测器输出电流304的曲线图300显示：如果发射器仅监测ac导频音，则发射器可以锁定在第一或第三ac最小值上，而非第二ac最小值。因此，必须针对每个极化同时监测ac导频音和dc光电流以确定四个子mach-zehnder调制器中的每个子mach-zehnder调制器的正确偏置点稳定。

从而，图3中示出的曲线图300的特性表示：为了将子mach-zehnder调制器偏置稳定于最小传输，需要既抑制导频音的基谐波(ac)又确保当nrz信号利用2vπ的峰峰电压摆幅驱动相应的子mach-zehnder调制器时光电探测器的平均dc光电流处于它的最大值(dc)以用于合适的锁定稳定。在理论上，可以仅使用ac项，但随后dc电压范围必须被限制，否则偏置稳定方案将使调制器处于其中ac项再一次经过它的最小值的最大传输的点。然而，为了满足100gb/sdp-qpsk调制器的寿命终期dc偏置电压要求，工作的dc偏置电压范围不能被限制。因此，需要在执行子mach-zehnder调制器116、120、130和134的锁定稳定的同时既监测ac项又监测dc项。

图4表示以dbm为单位的包络检测器208的ac输出功率402和以伏特为单位的包络检测器的dc输出电压404的曲线图400，这两者均作为施加于父mach-zehnder调制器的dc偏置电压的函数。这些曲线图402、404表示本教导的dp-qpsk发射器的父mach-zehnder调制器的希望的偏置条件。包络检测器的ac输出功率的曲线图402是针对导频音信号的。为了稳定父mach-zehnder调制器的相位，包络检测器208的ac和dc输出必须都处于最小值。从而，根据曲线图402、404，为了稳定父mach-zehnder调制器的相位，dc偏置电压应该被锁定在4、11或17伏特。

作为施加于父mach-zehnder调制器的dc电压的函数的以dbm为单位的包络检测器208的ac输出功率402和以伏特为单位的包络检测器的dc输出404的曲线图400显示：如果发射器仅监测ac导频音，则发射器会锁定在错误的正交点上，并且因此锁定在在100gb/s光学发射器的输出的调制的数据的极性上。也就是说，必须同时监测包络检测器208的dc和ac输出以确定正确偏置稳定点，以使得父mach-zehnder调制器被稳定于它们各自的正交点。

从而，两个父mach-zehnder调制器114、128在正交点被偏置以在由对应的两个子mach-zehnder调制器116和120、130和134产生的两个psk信号之间获得合适的90度光学相移从而产生x和y极化中的每个极化的qpsk信号。为了将两个父mach-zehnder调制器114、128偏置稳定于正交点，需要使由包络检测器208产生的测量两个调制的psk信号之间的干扰的dc信号最小化。当这两个psk信号按照每个极化以相位正交被组合(希望的qpsk信号)时，干扰处于最小值。此外，需要抑制由包络检测器间接地检测的导频音的基谐波(ac)。原则上，可以仅监测由包络检测器产生的dc电压以偏置稳定父mach-zehnder调制器114、128，但随后工作的dc电压范围必须被限制，这是不希望的，因为装置将会不满足100gb/s光学调制器的寿命终期要求。因此，需要在执行父mach-zehnder调制器的锁定稳定的同时既监测dc项又监测ac项。

图5表示稳定执行切换以及实现数字环路控制器的根据本教导的dp-qpsk发射器以偏置稳定高数据速率光学调制器(诸如100gb/sdp-qpsk光学调制器)的方法的一个实施例的流程图500。在许多工作模式下，四个个体子mach-zehnder调制器116、120、130和134分别被锁定稳定在产生四个psk信号的偏置点。此外，两个父mach-zehnder调制器114、128被锁定稳定在产生用于传输的双极化qpsk(pd-qpsk)信号的偏置点。使用六个不同比例积分环路控制器切换时分复用被用于偏置稳定。

参照图1、2、5和6，在根据本教导的方法的第一步骤502中，模拟信号处理器104被初始化，其中配置模拟和数字输入和输出。在第二步骤504中，启动偏置稳定算法以获取dp-qpsk调制器的相关稳定偏置点。在初始获取循环中，dp-qpsk调制器被使用时分复用数字环路控制器锁定稳定达至少十次循环。也就是说，确定接下来应该根据图6的偏置稳定dp-qpsk调制器的方法600稳定什么子或父mach-zehnder调制器。例如，该方法可以首先稳定x极化中的第一(i)子mach-zehnder调制器，然后稳定x极化中的第二(q)子mach-zehnder调制器，然后稳定x极化中的父mach-zehnder调制器，然后稳定y极化中的第一(i)子mach-zehnder调制器，然后稳定y极化中的第二(q)子mach-zehnder调制器，然后稳定y极化中的父mach-zehnder调制器。在这里描述的某些实施例中，顺序地稳定子mach-zehnder调制器116、120、130、134以及父mach-zehnder调制器114和128中的每一个。然而，在根据本教导的其它设备和方法中，同时稳定x极化和y极化中的子mach-zehnder调制器116、120、130、134以及父mach-zehnder调制器114和128中的至少一些。

现在参照图6，图6是根据本教导的偏置稳定dp-qpsk调制器的方法。第一步骤601将极化开关设置为“1”(“1”用于x极化并且“2”用于y极化)。第二步骤602将信道开关设置为待稳定的用于i子mzm的“1”、用于q子mzm的“2”和用于父mzm的“3”。第三步骤603确定x极化或y极化qpsk中的哪个mach-zehnder调制器需要被稳定。x极化的第一(i)子mach-zehnder调制器604在模拟信号处理器104中被使用第二信号路径216稳定。第四步骤606在模拟信号处理器104中使用第二信号路径216稳定x极化的第二(q)子mach-zehnder调制器。第五步骤608在模拟信号处理器104中使用第一信号路径214稳定x极化的父mach-zehnder调制器114。随后针对y极化重复这种方法。

第六步骤610在模拟信号处理器104′中使用第二信号路径216稳定y极化的第一(i)子mach-zehnder调制器130。第七步骤612在模拟信号处理器104′中使用第二信号路径216稳定y极化的第二(q)子mach-zehnder调制器134。第八步骤614在模拟信号处理器104′中使用第一信号路径214稳定y极化的父mach-zehnder调制器128。

在每个步骤之后，在步骤616中切换模数信号处理器104、200以及控制用于父和子mach-zehnder调制器的偏置控制电路的微处理器106的状态。在获取操作模式下，利用偏置稳定用于x和y极化中的每个极化的三个mach-zehnder调制器(两个子和一个父mach-zehnder调制器)的dp-qpsk调制器的方法600来执行稳定。随后针对所有子和父mach-zehnder调制器稳定，将该处理重复10次(图5中的步骤506)。

第四步骤508是用于确定是否所有mach-zehnder调制器被使用偏置稳定dp-qpsk调制器的方法600进行了稳定的判定步骤。如果任何mach-zehnder调制器由于某种原因而不能被稳定，则在步骤510中发出获取错误。如果所有子和父mach-zehnder调制器被稳定于它们各自的点，则在跟踪操作模式下重复该方法。在跟踪操作模式下，如结合偏置稳定dp-qpsk调制器的方法600所述，基于时分复用连续地稳定子和父mach-zehnder调制器的各偏置点。

在跟踪操作模式的第一步骤512中，执行结合图6描述的偏置稳定dp-qpsk调制器的方法600。确定接下来应该跟踪什么子或父mach-zehnder调制器。例如，该方法可以首先跟踪x极化中的第一(i)子mach-zehnder调制器，然后跟踪x极化中的第二(q)子mach-zehnder调制器，然后跟踪x极化中的父mach-zehnder调制器，然后跟踪y极化中的第一(i)子mach-zehnder调制器，然后跟踪y极化中的第二(q)子mach-zehnder调制器，然后跟踪y极化中的父mach-zehnder调制器。在这里描述的某些实施例中，顺序地跟踪子mach-zehnder调制器116、120、130、134以及父mach-zehnder调制器114和128中的每一个。然而，在根据本教导的其它设备和方法中，同时在x极化和y极化中跟踪子mach-zehnder调制器116、120、130、134以及父mach-zehnder调制器114和128中的至少一些。

在跟踪操作模式的第二步骤514中，执行判定步骤以确定是否所有四个子和两个父mach-zehnder调制器都是稳定的。如果不能针对任何一个或多个mach-zehnder调制器各自的偏置点来跟踪所述任何一个或多个mach-zehnder调制器，则在步骤516中发出跟踪错误。

在跟踪操作模式下，每当集成可调谐激光器组件的工作波长由网络改变时，父mach-zehnder调制器的光学相位需要被重置。为了方便实现这一点，调制器偏置稳定算法在第三步骤518中读取调制器偏置重置输入一次。在第四步骤520中，根据调制器偏置重置输入的逻辑状态做出判定。如果调制器偏置重置输入处于逻辑“0”，则按照跟踪操作模式执行在步骤512中执行的偏置稳定dp-qpsk调制器的方法600。如果调制器偏置重置输入处于逻辑“1”，则光学发射器的偏置控制电路自动地重置在第一和第二极化中产生qpsk信号的第一和第二父mach-zehnder调制器的对应相位，以响应于可调谐dp-qpsk光学发射器的工作波长的变化正确地设置λ/4相差。此外，子mach-zehnder调制器116、120、130、134对dc偏置具有小的波长依赖性。每次波长改变时，子mach-zehnder调制器116、120、130、134的偏置信号也可以被重置。另外，微处理器可以被编程为补偿这种波长依赖性。一旦数字环路控制器被重置，则调制器偏置稳定算法自动地切换到获取操作模式。

图7a表示根据本教导的用于dp-qpsk发射器的实验测试设备700。实验测试设置设备700被设计为表示利用根据本教导的dp-qpsk发射器和偏置控制电路产生的100gb/sdp-qpsk信号的特征。实验测试设备700包括集成可调谐激光源702，集成可调谐激光源702在它的输出产生cw光功率。可调谐激光源702的输出以光学方式耦合到根据本教导的dp-qpsk调制器704(诸如结合图1描述的dp-qpsk调制器108)的输入。

625mhz参考时钟706被用于驱动复用器708，复用器708产生四个25gb/s信号，所述四个25gb/s信号驱动四个单端调制器驱动放大器710，所述四个单端调制器驱动放大器710进而驱动如结合图1的光学发射器所述的四个子mach-zehnder调制器116、120、130和134的rf输入。参考时钟706具有数据速率的1/40的时钟速率。dp-qpsk调制器704的输出以光学方式连接到放大调制的pd-qpsk光学信号的edfa712。edfa712的输出以光学方式连接到可变光学衰减器714，可变光学衰减器714将调制的光学信号衰减至适合由示波器716监测的水平。可变光学衰减器714的输出以光学方式耦合到示波器716，示波器716显示x、y极化qpsk调制光学信号和组合dp-qpsk光学信号的眼图。

图7b表示作为使用在图7a中示出的用于dp-qpsk发射器的实验测试设置设备产生的x和y极化qpsk信号和组合dp-qpsk信号的眼图的实验结果。第一眼图750显示y极化的25gb/sqpsk信号。第二眼图752显示x极化的25gb/sqpsk信号。第三眼图754显示具有四个水平的复用dp-qpsk信号。

等同物

尽管结合各种实施例描述了申请人的教导，但申请人的教导不应该局限于这些实施例。相反地，本领域技术人员将理解，申请人的教导包括可在不脱离本教导的精神和范围的情况下对其做出的各种替代物、变型和等同物。