专利名称：开关电源电路的制作方法
技术领域：
该发明涉及这样一种开关电源电路，该开关电源电路是作为各种电子设备块中的电源而提供的。
同时，该专利申请的受让人已提出了各种电源电路，其中谐振型转换器提供于初级侧上。
背景技术：
图14给出了下述开关电源电路一示例的电路图，所述开关电源电路包括一谐振型转换器并且其是根据本申请受让人所预先申请的专利发明而形成的。
参考图14，所示的电源电路包括这样的一开关转换器，该开关转换器被配置成将其仅在开关期间断开时执行电压谐振操作的偏电压谐振电路与其使用半桥耦合方法的一他励(separately excited)电流谐振转换器组合在一起。
首先，在图14所示的电源电路中，其是由两个滤波电容器CL和一共模扼流圈CMC所组成的共模噪声过滤器与工业AC电源AC相连。
此外，作为用于从工业AC电源AC中产生一DC输入电压的整流平滑电路，在共模噪声过滤器的随后阶段提供了其是由一桥整流电路Di和一平滑电容器Ci所组成的全波整流电路。
桥整流电路Di的整流输出向平滑电容器Ci充电。因此，获得了平滑电容器Ci两端之间的其与交流输入电压VAC相等的一整流平滑电压Ei(DC输入电压)。
其接收DC输入电压以作为其输入以执行开关的电流谐振电容器包括这样的一开关电路系统，所述开关电路系统是由其是通过如图14所示的半桥耦合而相耦合的且其每一个均是MOS-FET形式的两个开关设备Q1和Q2组成的。其是由体二极管(body diode)所组成的阻尼二极管DD1和DD2在图14所示的方向分别并联连接在开关设备Q1和Q2的漏极-源极之间。
部分谐振电容器Cp并联连接在开关设备Q2的漏极与源极之间。并联谐振电路(部分电压谐振电路)是由部分谐振电容器Cp和初级绕组N1的漏电感LI组成的。通过部分电压谐振电路，可获得这样的部分电压谐振操作，即在该操作中只有当开关设备Q1和Q2断开时才出现电压谐振。
在该电源电路中，为了对开关设备Q1和Q2进行开关驱动，提供了例如其是由通用1C所组成的一振荡和驱动电路2。该振荡和驱动电路2包括一振荡电路和一驱动电路，并且可将其具有预定频率的一驱动信号(栅极电压)提供给开关设备Q1和Q2的栅极。因此，开关设备Q1和Q2执行开关操作以便其以预定转换频率而在接通状态与断开状态之间交替转换。
隔离换流变压器PIT(电源隔离变压器)将开关设备Q1和Q2的开关输出传送到次级侧。
隔离换流变压器PIT的初级绕组N1的一端通过初级侧串联谐振电容器C1而与位于开关设备Q1源极与开关设备Q2漏极之间的一节点(开关输出点)相连。因此，可获得开关输出。
如图14所示，初级绕组N1的另一端与初级侧地相连。
串联谐振电容器C1与初级绕组N1彼此串联连接。尤其是，其可使开关转换器进行电流谐振型操作的初级侧串联谐振电路是由串联谐振电容器C1的电容和隔离换流变压器PIT的初级绕组N1(串联谐振绕组)的漏电感LI组成的。
根据上述说明，如上所述，图14所示的初级侧开关转换器通过初级侧串联谐振电路(L1-C1)来执行电流谐振型的操作并且通过部分电压谐振电路(Cp//L1)来执行部分电压谐振操作。
尤其是，将图14所示的电源电路构造成将用于形成谐振型的初级侧开关转换器的谐振电路与不同谐振电路彼此组合在一起。在这里，在下文中将刚才所描述的开关转换器称为“合成谐振型转换器”。
虽然省略了参考附图所给出的说明，但是隔离换流变压器PIT包括一EE型铁芯，该EE型铁芯是通过对其例如是由铁氧体材料所组成的E型铁芯进行组合而形成的。将EE型铁芯的绕组部分划分成初级侧部分和次级侧部分，并且初级绕组N1和次级绕组N2旋绕在EE型铁芯的内磁柱上。
此外，在隔离换流变压器的EE型铁芯的内磁柱上形成了1.0mm或更小的间隙，以便可在初级和次级绕组N1与N2之间获得0.80或更大的耦合系数。
实际上，将间隙G设置为G＝1.0mm，并且将初级绕组N1的匝数设置为N1＝35T(匝数)且将次级绕组N2的匝数设置为N2＝8T以便可获得耦合系数K＝大约0.80。
为隔离换流变压器PIT的次级绕组N2提供了一中间抽头并且如图14所示该中间抽头与次级侧地相连。此外，为隔离换流变压器PIT的次级绕组N2提供了一全波整流电路并且该全波整流电路是由一整流二极管Do1、另一整流二极管Do2、以及一平滑电容器Co组成的。
因此，作为平滑电容器Co两端之间的电压，可获得这样的次级侧DC输出电压Eo，该输出电压Eo是其电平与次级绕组N2所激励的AC电压相等的一DC电压。将次级侧DC输出电压Eo作为主DC电源而提供给所未示出的主负载，并对其进行分流且还作为用于恒压控制的检测电压而输入到控制电路1。
应当注意的是，在这种情况下，其形成了全波整流电路的整流二极管Do1和Do2实际上是由其是以图14中的虚线框所示的成对肖特基势垒二极管TSD形式的单个元件构成的。
控制电路1将其作为下述电压或电流的一控制信号输出到振荡和驱动电路2，所述电压或电流的电平是为响应次级侧DC输出电压Eo的电平而被调节的。
在振荡和驱动电路2中，施加到开关设备Q1和Q2栅极上的开关驱动信号的频率根据从控制电路1所输入的控制信号而变化，以便对振荡和驱动电路2中的振荡电路所产生的振荡信号频率进行调节。因此，可对转换频率进行调节。按照这种方式，因为可对开关设备Q1和Q2的转换频率进行可调控制以响应次级侧DC输出电压Eo的电平，因此可改变初级端DC谐振电路的谐振阻抗并且可对从其形成了初级端串联谐振电路的初级绕组传送到次级侧的能量进行调节。因此，还可对次级侧DC输出电压Eo的电平进行可调控制。其结果是，可实现次级侧DC输出电压Eo的恒压控制。
应当注意的是用于按照这种方式来对转换频率进行可调控制以实现稳定性的恒压控制方法在下文中被称为“转换频率控制方法”。
图15给出了图14所示电源电路的若干部件的操作波形示意图。在图15中，位于左侧的波形表示在负载功率Po＝150W时的操作，但是位于右侧的波形表示在负载功率Po＝25W时的操作。将输入电压状态设置为固定的AC输入电压VAC＝100V。
应当注意的是，在这种情况下，产生了次级侧DC输出电压Eo以使其具有25V的电压。
此外，在图14所示的电路中，为响应如上所述的负载状态和输入电压状态，有选择的将若干部件设置如下·隔离换流变压器PIT间隔G＝1.0mm，啮合系数k＝0.80·初级绕组N1＝35T·次级绕组N2＝8T(中间抽头两端之间4T+4T)·初级侧串联谐振电容器C1＝0.047uF·部分谐振电容器Cp＝330pF首先，图15中的矩形波形所示的电压V1是开关设备Q2两端之间的电压，并且表示开关设备Q2的开/断定时。
电压V1的电平是0的时间段是开关设备Q2的接通时期。在该接通时期之内，图15中的波形所示的开关电流IQ2流向其是由开关设备Q2和箝位二极管DD2所组成的开关电路系统。此外，电压V1被钳位到整流平滑电压Ei的电平的时间段是开关设备断开的时间段，并且如图15所示开关电流IQ2的电平是0。
此外，虽然在附图中未示出，但是可得到其具有下述波形的开关设备Q1两端的电压以及将要提供给开关电路(Q1，DD1)的开关电流，在所述波形中其相位相对于电压V1和开关电流IQ2的相位而言转换了180度。尤其是，如上所述，开关设备Q1和Q2在其交替在接通与断开之间转换时执行开关操作。
此外，通过将其流入开关电路(Q1，DD1)的开关电流与其流入开关电路(Q2，DD2)的开关电流组合在一起而产生了流向初级侧串联谐振电路(C1-N1(L1))的初级侧串联谐振电流Io，并且最终的电流根据图15所示的波形而流动。
此外，例如，如果对图15所示的当负载功率Po＝150W与当负载功率Po＝25W时的电压V1的波形彼此进行比较，那么可得知要对当次级侧DC输出电压Eo处于高负载状态(Po＝150W)时的初级侧上的转换频率进行控制以便其降低到比当次级侧DC输出电压Eo处于轻负载状态(Po＝25W)时的转换频率要小。尤其是，当进入高负载状态时，为响应次级侧DC输出电压Eo的电平下降而对转换频率进行控制以便使其降低，但是当进入了轻负载状态时，为响应次级侧DC输出电压Eo的电平增加而使其变高。这表示这样的事实，即通过上侧控制的恒压控制操作是作为转换频率控制方法而执行的。
此外，通过执行如上所述的初级侧上的操作，可在隔离换流变压器PIT的次级绕组N2上感生出其具有图15所示波形的AC电压V2。此后，在AC电压V2的波形表示正极性的一个半周期的时间段之内，次级侧上的整流二极管Do1进行操作以使整流电流ID1以该波形并在图15所示的时间上流动。此外，在AC电压V2的波形表示负极性的另一个半周期的时间段之内，次级侧上的整流二极管Do2进行操作以使整流电流ID2以该波形并且在图15所示的时间流动。此外，在次级侧上的全波整流电路中，如图15所示通过将整流电流ID1与整流电流ID2组合在一起而产生了其在次级绕组N2的中间抽头与次级侧地之间流动的整流输出电流I2。
图16给出了这样的一图示，该图示说明了在AC输入电压VAC＝100V的输入电压状态之下其相对于负载变化的AC至DC功率转换效率以及图14所示电源电路的转换频率的特征。
首先，为响应恒压控制操作的性能，当负载变大时，转换频率fs降低了。然而，这并不是转换频率fs随负载变化而线性改变这样的特征，而是转换频率fs倾向于例如在从负载功率Po＝大约25W至Po＝0W这样的一范围之内急剧增加。
此外，AC DC功率转换效率(AC DC)倾向于随着负载功率Po的增加而增加，并且尤其是当负载功率Po＝150W时，可获得AC至DC功率转换效率AC DC是90％或更大这样的结果。
发明内容
顺便说一下，在将其用作下述谐振型转换器的结构应用到图14所示电源电路中的情况下，用于稳定作用的转换频率的可变控制范围倾向于相对宽的范围，所述谐振型转换器通过转换频率控制方法可使次级侧DC输出电压稳定。
参考图17对其进行描述。图17给出了图14所示电源电路的其作为转换频率fs与次级侧DC输出电压Eo电平之间的关系的恒压控制特征。
应当注意的是参考图17所给出的说明预先假定采用上侧控制以作为图14所示电源电路的转换频率控制方法。在这里，上侧控制是这样的控制方法，即转换频率在其比初级侧串联谐振电路的谐振频率fo要高的一频率范围之内是可变地受控的以便通过利用由于转换频率的可变控制所造成的谐振阻抗的变化来对次级侧DC输出电压Eo的电平进行控制。
通常，串联谐振电路呈现出谐振频率f0处的谐振阻抗最低。因此，作为上侧控制中的次级侧DC输出电压Eo与转换频率fs之间的关系，次级侧DC输出电压Eo的电平随着转换频率fs靠近谐振频率fo1而增加，但是随着转换频率fs远离谐振频率fo1而降低。
因此，如图17所示，在负载功率Po固定的状态下，相对于转换频率fs的次级侧DC输出电压Eo的电平表示这样的二次曲线变化，即当转换频率fs等于初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1时该电平呈现出一峰值，但是其随着转换频率fs远离谐振频率fo1而降低。
此外，在相应于相同转换频率fs来对处于最小负载功率Pomin的次级侧DC输出电压Eo的电平与处于最大负载功率Pomax的次级侧DC输出电压Eo的电平彼此进行比较的情况下，在最大负载功率Pomax而不是最低负载功率Pomin处可获得这样的特征，即次级侧DC输出电压Eo的电平被移动以使其降低预定数量。尤其是，在认为转换频率fs是固定的情况下，次级侧DC输出电压Eo的电平随着负载变大而降低。
此后，如果企图在如上所述的特性之下来稳定次级侧DC输出电压Eo以便通过上侧控制而使Eo＝tg，那么图14所示电源电路所必需的转换频率的可变范围(必要控制范围)是由图17中的参考符号fs所示的一范围。
实际上，图14所示电源电路执行恒压控制，以便通过使转换频率控制方法用于其即就是主DC电源的次级侧DC输出电压Eo上而使次级侧DC输出电压Eo稳定在例如次级侧DC输出电压Eo＝25V，所述转换频率控制方法基于AC 100V系统的AC输入电压VAC＝85V至120V这样的输入变化范围以及最大负载功率Pomax＝150W和最小负载功率Pomin＝0W(空载)的负载状态。
在这种情况下，为了执行恒压控制而通过图14所示电源电路所改变的转换频率fs的可变范围是从fs＝80kHz至200kHz或更大的一范围，并且可变范围fs是120kHz或更大且按照自己的方式其是一较宽范围。
下述电源电路已为大家所熟知，所述电源电路被构造成其可为响应例如大约AC 85V至288V这样的AC输入电压范围而进行操作以便使该电源电路可准备用于诸如日本、U.S.A等等这样的AC输入电压AC 100V系统的区域以及诸如欧洲等等这样的AC 200V系统的区域，也就是说可准备用于较宽范围的电源电路已为大家所熟知。
由此，已研究出形成图14所示的电源电路以作为如上所述的可准备用于较宽范围的电源电路。
准备用于较宽范围的电源电路例如可准备用于上述AC 85V至288V这样的AC输入电压范围。因此，当与下述另一情况相比，次级侧DC输出电压Eo的电平的变化范围也变大了，所述情况即就是电源电路仅准备用于例如AC 100V系统或者AC 200V系统这样的单个范围。为了对下述次级侧DC输出电压Eo执行恒压控制，需要增大的转换频率控制范围，所述次级侧DC输出电压Eo具有其与刚才所描述的较宽AC输入电压范围相应增加的一电平变化范围。例如，在图14所示的电路中，必须使转换频率fs的控制范围扩大到大约80kHz至500kHz这样的范围。
然而，在用于驱动开关设备的现有1C(振荡和驱动电路2)中，其所准备用于的驱动频率的上限大约是200kHz。此外，即使在以上述高频所驱动的开关设备中形成并安装了以上述高频来进行驱动的开关驱动IC，功率转换效率也显著降低了。因此，开关驱动IC事实上不能用作实际电源电路。应当注意的是，例如是通过图14所示电源电路所稳定的AC输入电压VAC的电平上限大约是100V。
因此，众所周知的是如果试图使其使用转换频率控制方法以进行稳定的转换电源电路实际上准备用于较宽范围，那么例如采用紧接着在下面所描述的这种对策。
作为对策之一，用于接收工业AC电源以作为其输入以产生DC输入电压(Ei)的整流电路系统具有这样的功能，即可执行倍压器整流电路与全波整流电路之间的转换以响应AC 100V系统或AC 200V系统这样的工业AC电源的输入。
在这种情况下，将该电路构造成对该工业AC电源电平进行检测并且为响应所检测到的电平而通过其使用电磁继电器的开关来转换整流电路系统中的电路连接以便形成倍压器整流电路或全波整流电路。
然而，在刚才所描述的其涉及整流电路转换的结构中，如上所述需要所需数目的电磁继电器。此外必须提供至少两个平滑电容器以便形成倍压器整流电路。因此，成本随着部件数目的增加而增大，并且电源电路的电路板的安装区也增大了，这使电源电路的大小增大了。特别是，因为在其形成了电源电路的各种部件当中平滑电容器和电磁继电器很大，因此电路板变得相当大。
在这里假定使用对全波整流操作和倍压器整流操作进行转换这样的结构。如果因为出现了瞬时中断或者因为AC输入电压跌至其比额定电压还要低的一电平，因此当输入了AC 200V系统的工业AC电源时AC输入电压的电平变得比准备用于AC 200V系统的AC输入电压电平还要低，那么出现了执行转换为倍压器整流电路这样的误操作，这是因为检测到已输入了AC 100V系统的AC输入电压这样的错误。如果出现了刚才所描述的误操作，那么对AC 200V系统的实际AC输入电压电平执行倍压器整流。因此，最终的电压超过了例如开关设备Q1和Q2的耐电压，并且其结果是，存在会损坏开关设备Q1和Q2的可能性。
因此，为了避免出现上述误操作，将实际电路配置成不但对其即就是主开关转换器的开关转换器的DC输入电压进行检测，而且还对备用电源侧上的转换器电路的DC输入电压进行检测。因此，还另外提供了用于对备用电源电路侧上的转换器电路进行检测的部件，并且其结果是，进一步促使上述成本增加了并且电路板尺寸增加了。
此外，对备用电源侧上的转换器的DC输入电压进行检测以便防止出现误操作这意味着实际上只有其不但包括有主电源而且还包括有备用电源的电子设备可使用这样的电源电路，该电源电路包括有用于对整流操作进行转换的一电路并且其可准备用于较宽范围。尤其是，其可并入到电源中的这类电子设备不局限于其包括有备用电源的电子设备，并且其结果是，利用范围大大降低了。
此外，作为其可准备用于较宽范围的结构之一，这样一种结构也为大家所熟知，在该结构中初级侧上的这类电流谐振转换器在半桥耦合型与全桥耦合型之间转换以响应AC 100V系统/AC 200V系统的工业AC电源的一输入。
在所述结构中，即使例如由于上述瞬时中断等而使AC 200V系统的AC输入电压电平降低到AC 100V系统的AC输入电压电平并且引起了误操作，开关操作也仅从半桥操作转换为全桥操作，但是不会超过开关设备等等的耐电压。因此，不必对备用电源侧上的DC输入电压进行检测，并且该结构可应用于其不包括有备用电源的电子设备。此外，因为该结构中的转换不是工业电源线上的转换并且可以通过半导体开关来改变电路形式，因此不必提供诸如电磁继电器这样的大型开关元件。
然而，根据上述结构，为了形成全桥耦合以便实现其可准备用于AC 100V系统的输入的结构，则必须提供至少四个开关设备。换句话说，当与由两个开关设备组成的并且仅可将半桥耦合方法应用到其上的转换器的结构相比较，必须提供两个附加的开关设备。
此外，根据该结构，四个开关设备执行全桥操作中的开关操作，并且在半桥操作中，三个开关设备执行开关操作。虽然进行操作的谐振转换器具有低转换噪音，但是由于按照这种方式执行开关的开关设备数目增加了，因此就开关噪声而言缺陷是增大了。
此外在采用上述任何一个结构以作为可准备用于较宽范围的结构的情况下，当与可准备用于单个范围的结构相比较，不可避免的是由于部件数目的增加而造成了成本增加了并且电路尺寸增大了。此外，使用准备用于单个范围的结构而没有出现的问题诸如在前者结构的情况下对装备的使用范围的限制和在后者结构的情况下的增大了开关噪声等的新问题出现了。
此外，在如图14所示的电源电路中转换频率的控制范围具有适当宽度的情况下，还出现了这样的问题，即用于稳定次级侧DC输出电压Eo的高速响应特征降低了。
根据一电子设备，存在这样的可能性，即负载状态通过例如在最大负载状态与实质上的无负载状态之间即刻转换这样的方式而改变。其呈现出刚才所描述的负载变化的一负载有时被称为开关负载。将其并入到用作如刚才所描述的一开关负载的装置中的电源电路配置成使次级侧DC输出电压最佳的稳定以便还准备好上述开关负载的负载变化。
然而，在如参考图17所描述的转换频率的控制范围很宽的情况下，为了将该转换频率调节为下述转换频率，则需要相对长的时间，利用所述转换频率可将次级侧DC输出电压调节为所需电平以响应诸如上述开关负载这样的一负载的负载变化。总之，可获得其作为恒压控制的响应特性这样的不利结果。
尤其是，如图16所示，作为通过图14所示电源电路的恒压控制的转换频率特征，转换频率在从Po＝大约25W至Po＝0W的负载功率Po的负载范围内改变了很大的量。因此，可以得知在对上述开关负载进行恒压控制的职责能力方面该电源电路是不利的。
希望提供这样一种电源电路，该电源电路通过转换频率控制来执行恒压控制并且其可准备用于较宽范围，同时转换频率控制的必要控制范围降低了。
根据本发明的目的，希望提供这样一种开关电源电路，该开关电源电路包括开关装置，该开关装置包括有用于接收DC输入电压以作为其输入而来执行开关的一开关元件；开关驱动装置，该开关驱动装置用于对开关元件操作进行开关驱动；一隔离换流变压器，该隔离换流变压器是通过对一初级绕组和多个次级绕组进行旋绕而形成的，所述初级绕组提供有通过开关装置的开关操作所获得的一开关输出，并且在所述多个次级绕组的每一个中通过初级绕组而感生出交流电压；一初级侧串联谐振电路，该初级侧串联谐振电路至少是由隔离换流变压器的初级绕组的漏电感部件以及其与初级绕组串联连接的初级侧串联谐振电容器的电容组成的以便对第一谐振频率进行设置以可使开关装置的操作为电流谐振型；多个次级侧串联谐振电路，这多个次级侧串联谐振电路的每一个至少是由隔离换流变压器的多个次级绕组之一的漏电感部件以及其与多个次级绕组串联连接的次级侧串联谐振电容器的电容组成的以便对第二谐振频率进行设置；次级侧DC输出电压产生装置，该次级侧DC输出电压产生装置用于对次级绕组所获得的AC电压执行整流操作并且借助于公共次级侧平滑电容器而使多个次级绕组的整流输出平滑以产生一次级侧DC输出电压；以及恒压控制装置，该恒压控制装置为响应次级侧DC输出电压电平而对开关驱动装置进行控制以对开关装置的转换频率进行调节以对次级侧DC输出电压执行恒压控制。隔离换流变压器进一步包括一铁芯，该铁芯具有形成于其预定位置上的一间隙，该间隙具有所设置的间隙长度，以便当将其具有转换频率的频率信号输入到电磁耦合型谐振电路上时其是由初级侧和次级侧串联谐振电路所组成的电磁耦合型谐振电路的输出特性变成单峰值(single-humped)特性。
每个开关电源电路采用开关转换器的结构，在该结构中形成可使初级侧的开关操作为电流谐振型的一初级侧串联谐振电路并且包括其也形成于次级侧上的一串联谐振电路。在开关电源电路具有刚才所描述的结构的情况下，如果将形成于其可被用来形成耦合型谐振电路的隔离换流变压器铁芯上的间隙的间隙长度设置为预定长度以获得预定耦合系数，那么可获得陡峭的单峰特性以作为其是输入到耦合型谐振电路的转换频率的交流电压的一输出特性。其结果是，当与串联谐振电路仅形成于初级侧上的另一结构相比较，可降低要稳定所必需的转换频率的可变范围(必要控制范围)。
此外，在该开关电源电路中，将多个次级绕组旋绕在次级侧上，并且通过共用次级侧平滑电容器来使从次级绕组中所获得的交流电压的整流输出平滑以产生一次级侧DC输出电压。利用刚才所描述的结构，根据其彼此相平行的多个次级绕组的输出可产生次级侧DC输出电压。
对于处理相同的负载状况，当与其仅使用一个次级绕组的另一情况相比较，这可降低次级侧上的整流电流的电平。
利用该开关电源电路，因为当与现有技术的开关电源电路相比较，恒压控制所必需的转换频率的可变控制范围(必要控制范围)降低了，因此仅借助于转换频率控制即可使开关电源电路很容易的准备用于较宽范围。
在按照这种方式实现了通过转换频率控制而可使该结构准备用于较宽范围的情况下，消除了采用下述结构的必要性，所述结构用于执行整流电路系统之间的转换或者例如半桥耦合与全桥耦合之间的电路转换以响应工业AC电源的额定电平。
因此，可实现电路部件数目大大降低了并且电路板区域大大减小了。此外，可实现这样的优点，即开关电源电路应用到电子设备上的范围扩大了并且开关噪声预期减小了。
作为用于实现本发明上述结构的基本结构，仅仅是必须为其包括有仅位于初级侧上的一串联谐振电路的结构至少提供一次级侧串联谐振电容器。因此，通过添加极少数目的部件即可实现可准备用于较宽范围的开关电源电路。
此外，在按照上述方式而降低了转换频率的必要控制范围的情况下，例如，如果负载功率以高速而在最大负载状态与空载状态之间变化，那么还可提高恒压控制的职责能力。就这点而言，可实现高度的可靠性。
此外，利用该开关电源电路，因为当对相同负载状态进行处理时根据多个次级绕组的输出可产生次级侧DC输出电压，因此可降低次级侧上的整流电流的电平。因此，例如，可降低次级侧上的整流元件的传导损耗，并且还在对高负载状态进行处理的情况，可抑制功率转换效率降低。总之，可使开关电源电路准备用于更大的负载状态。
此外，如果可降低流入次级绕组的电流电平，那么还可降低次级侧上的整流元件的耐流特性，并且因此，通过利用尺寸减小的整流元件可降低电路板区域。
结合由相同参考符号来表示相同部件或元件的附图，从下述说明以及随后权利要求中可显而易见的得知本发明的上述及其他目的、特征、以及优点。
图1给出了根据本发明第一实施例的电源电路结构的一示例的电路图；图2给出了位于图1开关电源电路中的隔离换流变压器的结构的一示例的剖面图；图3给出了在其被认为是电磁耦合谐振电路的情况下图1的电源电路的等效电路图；图4给出了图1的电源电路的恒压控制特征曲线的示意图；图5给出了在图1电源电路的恒压控制操作过程中关于AC输入电压状态和负载变化的一转换频率控制范围(必要控制范围)的示意图；图6A至6C给出了初级侧串联谐振电路的谐振频率、次级侧串联谐振电路的谐振频率的设定值、以及图1电源电路中的开关电流之间的关系的波形示意图；图7给出了图1电源电路在AC 100V时各个部件的操作波形的波形示意图；图8给出了图1电源电路在AC 230V时各个部件的操作波形的波形示意图；图9给出了其作为图1电源电路修改的电源电路结构的电路图；图10给出了其作为图1电源电路另一修改的电源电路结构的电路图；图11给出了根据本发明第二实施例的电源电路结构的一示例的电路图；图12给出了其作为图11电源电路修改的电源电路结构的电路图；图13给出了其作为图11电源电路另一修改的电源电路结构的电路图；图14给出了传统电源电路结构一示例的电路图；图15给出了图14的电源电路的各个部件的操作的波形示意图；图16给出了转换频率的特征以及其与负载变化有关的图14电源电路的AC→DC功率转换效率的示意图；以及图17给出了图14的电源电路的恒压控制特征的示意图；具体实施方式
图1给出了本发明所应用的开关电源电路结构的一示例。参考图1，所示的电源电路包括部分电压谐振电路与半桥耦合型的电流谐振型转换器的组合以作为其初级侧的基本结构。
该第一实施例的电源电路具有准备用于较宽范围的一结构，通过该结构可使其利用AC 100V型和AC 200型的工业AC电源输入进行操作。此外，就适当的负载功率而言，该电源电路可准备用于例如从Po＝大约150W至0W(空载)的负载功率Po的变化范围。此外在这种情况下，与上文参考图14所描述的电路的情况相同，同样可获得例如大约25V的次级侧DC输出电压Eo。
尤其是，在图1所示的电源电路中，共模噪声过滤器是由用于工业AC电源AC的一对滤波电容器CL以及共模扼流圈CMC组成的。
全波整流平滑电路与其位于噪声滤波器下一级上的工业交流电源AC相连。全波整流平滑电路是由一桥整流电路Di和一平滑电容器Ci组成的。
全波整流平滑电路接收作为其输入的工业交流电源AC并且执行全波整流操作，并且因此，可获得平滑电容器Ci两端之间的整流平滑电压Ei(DC输入电压)。在这种情况下整流平滑电压Ei具有其与工业交流电源AC的AC输入电压VAC相等的一电平。
电流谐振型转换器接收作为其输入的DC输入电压以执行转换(接通和断开)。电流谐振型转换器包括其每一个均是MOS-FET形式的以图1所示方式而连接在半桥接中的开关元件Q1和Q2。阻尼器二极管DD1和DD2分别并联连接在开关元件Q1和Q2的漏极-源极之间。阻尼二极管DD1的阳极和阴极分别与开关元件Q1的源极和漏极相连。类似的，阻尼二极管DD2的阳极和阴极分别与开关元件Q2的源极和漏极相连。阻尼二极管DD1和DD2分别用作为开关元件Q1和Q2所提供的体二极管。
初级侧部分谐振电容器Cp并联连接在开关元件Q2的漏极-漏极之间。初级侧部分偏谐振电容器Cp的电容和初级绕组M1的漏电感LI协同形成了并联谐振电路(部分电压谐振电路)。由此，可获得并联谐振电路的部分电压谐振操作，其中只有当断开开关元件Q1和Q2时才出现电压谐振。
提供了振荡和驱动电路2以便对开关元件Q1和Q2进行开关驱动。振荡和驱动电路2包括一振荡电路和一驱动电路并且其可以是由例如通用IC形成的。振荡和驱动电路2的振荡电路产生了所需频率的一振荡信号。同时，振荡和驱动电路2的驱动电路利用该振荡信号以产生下述开关驱动信号并且将该开关驱动信号施加到开关元件Q1和Q2的栅极，所述开关驱动信号是用于对MOS-FET进行开关驱动的一栅极电压。因此，开关元件Q1和Q2执行开关操作以便其根据该开关驱动信号的周期所定义的转换频率而连续交替的闭合/断开。
提供了隔离换流变压器PIT以将开关元件Q1和Q2的开关输出传送到次级侧。
隔离换流变压器PIT的初级绕组N1的一端通过初级侧串联谐振电容器C1的串联连接而与位于开关元件Q1源极与开关元件Q2漏极之间的一节点(开关输出点)相连以便对该开关输出进行传送。初级绕组N1的另一端与初级侧地相连。
隔离换流变压器PIT具有如图2的剖面图所示的一结构。
参考图2，隔离换流变压器PIT包括一EE型铁芯(EE形铁芯)，该EE型铁芯是由其是由铁氧体材料组成的并且其具有彼此相对的磁柱的E型铁芯CR1和CR2的组合构成的。
隔离换流变压器PIT进一步包括一绕线管B，该绕线管B例如是由树脂材料制成的并且具有所提供的彼此无关的初级端绕阻接收部分以及次级侧绕阻接收部分这样的分离形状。初级绕组N1旋绕在绕线管B的绕阻接收部分之一上。同时，将次级绕组N2(在这种情况下，次级绕组N2A和另一次级绕组N2B)旋绕在另一绕阻接收部分上。将其具有按照这种方式而旋绕在其上的初级绕组N1和次级绕组N2的绕线管B附加在EE型铁芯(E型铁芯CR1和CR2)上，以便可将初级端绕阻和次级侧绕阻旋绕在EE型铁芯内磁柱上的彼此不同的绕阻接收区域上。按照这种方式可获得隔离换流变压器PIT的通用结构。
此外，按照图2所示的方式而在EE型铁芯的内磁柱上形成了间隙G。在这种情况下将间隙G设置为例如大约1.6mm的间隙长度以便可获得这样的松耦合状态，即在该状态中初级端与次级侧之间的耦合系数例如是k＝0.65或者更小。通过形成其比每个E型铁芯CR1和CR2的其他两个外磁柱更短的E型铁芯CR1和CR2的内磁柱而形成了间隙G。
顺便说一下，在将下述传统的电源电路配置成可获得例如大约25V的相对低的电平以作为次级侧DC输出电压Eo的电平的情况下，对初级绕组N1和次级绕组N2的旋绕比进行设置以便次级绕组N2的匝数显著的要小一些，所述传统的电源电路包括有其从在上文参考图14所描述的电源电路起的一电流谐振型转换器。在按照这种方式而将次级绕组N2的匝数设置成比初级绕组N1的匝数要显著小的传统结构中，将形成于隔离换流变压器PIT铁芯之中的间隙设置成例如1.0mm或者更小以便可获得k＝0.75或者更大的耦合系数k。
换句话说，在该实施例中，作为用于获得相对低的电平以作为次级侧DC输出电压Eo的电平的结构，将隔离换流变压器PIT的初级侧与次级侧之间的耦合度设置成比传统电源电路要低。
回头参考图1，在隔离换流变压器PIT中，上面参考图2所描述的结构可使初级绕组N1具有预定漏电感LI。此外，如上文所描述的，初级绕组N1与初级侧串联谐振电容器C1串联连接。因此，串联谐振电路(初级侧串联谐振电路)是由初级绕组N1的漏电感LI和初级侧串联谐振电容器C1的电容组成的。
此外，初级侧串联谐振电路与开关元件Q1和Q2的开关输出点相连，并且因此，将开关元件Q1和Q2的开关输出传送到初级侧串联谐振电路。初级侧串联谐振电路利用由此传送到其上的开关输出来执行谐振操作以可使电流谐振型的初级侧开关转换器进行操作。
顺便说一下，根据上面的描述，利用图1所示的初级侧开关转换器可得到在上文中所描述的通过初级侧串联谐振电路(L1-C1)的电流谐振型的操作以及通过初级侧部分电压谐振电路(Cp//L1)的部分电压谐振操作。
换句话说，将图1所示的电源电路的初级侧配置成使其使初级侧开关转换器为谐振型的的谐振电路与另一谐振电路组合在一起。在下文中将其是按照这种方式而由两个谐振电路的组合所组成的开关转换器简称为“合成谐振型转换器”。
在隔离换流变压器PIT的次级绕组N2中激励出(感生出)一交流电压以响应传送到初级绕组N1上的开关输出。
在这种情况下，次级绕组N2是由其包括有图1所示的次级绕组N2A以及另一次级绕组N2B的两个绕阻组成的。次级侧串联谐振电容器C2A和另一次级侧串联谐振电容器C2B的一端分别与次级绕组N2A和次级绕组N2B串联连接。
因此，次级侧串联谐振电路是由次级侧串联谐振电容器C2A的电容和次级绕组N2A的漏电感L2A组成的或者是由次级侧串联谐振电容器C2B的电容和次级绕组N2B的漏电感L2B组成的。换句话说，在该实施例中，串联谐振电路形成于隔离换流变压器PIT的初级侧和次级侧的每一个之上。
应当注意的是在这种情况下将相等的匝数旋绕在次级绕组N2A和次级绕组N2B上。此外，并且次级侧串联谐振电容器C2A和次级侧串联谐振电容器C2B具有相等的电容。
全波整流电路与每个次级侧串联谐振电路(L2A-C2A、L2B-C2B)相连。全波整流电路是由按照图1所示方式而连接的整流二极管Do1A至Do4A或者整流二极管Do1B至Do4B组成的。通常按照图1所示方式而为两个桥整流电路提供了单个平滑电容器Co。因此，全波整流平滑电路是由次级绕组N2A侧的桥整流电路和平滑电容器Co组成的，并且另一全波整流平滑电路是由次级绕组N2B侧的桥整流电路和平滑电容器Co组成的。
在全波整流电路中，在次级绕组N2A和次级绕组N2B中所激励的交流电压的两个半周期之一内，每个桥整流电路的整流二极管组[Do1，Do4]通常使整流电流对平滑电容器Co进行充电。在次级绕组N2A和次级绕组N2B中所激励的交流电压的另一半周期之内，整流二极管组[Do2，Do3]通常使整流电流对平滑电容器Co进行充电。
因此，可获得其与在次级绕组N2A和次级绕组N2B中所激励的交流电压电平相对应的一电平以作为平滑电容器Co两端的电压(次级侧DC输出电压Eo)。
应当注意的是在该实施例中形成有其每个全波整流电路的桥整流电路中，成对的肖特基势垒二极管(TSD)有选择的用于例如下述整流二极管Do1至Do4当中的整流二极管组[Do1，Do3]和[Do2，Do4]的每一个，所述整流二极管Do1至Do4在彼此不同的半周期之内执行整流操作。尤其是，从图1中的虚线所表示的每个框可以得知，在其与次级绕组N2A侧相连的桥整流电路中，成对的肖特基势垒二极管TSD1A有选择的用于整流二极管Do1A和整流二极管Do3A。同时，成对的肖特基势垒二极管TSD2A有选择的用于整流二极管Do2A和整流二极管Do4A。
类似的，同样在次级绕组N2B侧上，成对的肖特基势垒二极管TSD1B有选择的用于整流二极管Do1B和Do3B，同时另一成对的肖特基势垒二极管TSD2B有选择的用于整流二极管Do2B和Do4B。
应当注意的是自然地整流二极管Do1至Do4可以单独地由分离的部件组成。
将按照上述方式所获得的次级侧DC输出电压Eo提供给未示出的负载并且进一步对其进行分流且作为下文中所描述的控制电路1的检测电压而输入。
此外，因为每个全波整流电路对各个次级侧串联谐振电路的谐振输出执行整流平滑操作，并且次级侧整流操作是电流谐振型的操作。具体地说，整流电流波形包括其具有次级侧串联谐振电路的谐振频率的一正弦波。
根据上面的描述，该实施例的开关电源电路包括位于初级侧上的初级侧串联谐振电路(L1-C1)以及初级侧部分电压谐振电路(L1//Cp)并且包括位于次级侧上的次级侧串联谐振电路(L2-C2)。
如上文中所描述的，虽然其是由下述两个谐振电路组成的开关转换器被称为合成谐振型转换器，所述这两个谐振电路包括有诸如位于初级侧上的一串联谐振电路以及一部分电压谐振电路，但是与该实施例的情况相同，其是由三个或更多谐振电路所组成的开关转换器在下文中被称为复谐振型转换器。
提供了控制电路1以根据转换频率控制方法而使次级侧DC输出电压Eo稳定。
在这种情况下控制电路1将其表示次级侧DC输出电压Eo的电平变化的一检测输出提供给振荡和驱动电路2，该检测输出作为检测输入而输入到其上。振荡和驱动电路2驱动开关元件Q1和Q2以便为响应输入到其上的控制电路1的检测输出而改变转换频率。为此，内部振荡电路所产生的振荡信号的频率改变了。
因为开关元件Q1和Q2的转换频率改变了，因此初级侧串联谐振电路的谐振阻抗改变了，并且从隔离换流变压器PIT的初级绕组N1传送到次级绕组N2侧的电能因此改变了以使次级侧DC输出电压Eo的电平稳定。
虽然在下文中对附图进行了描述，但是根据在该实施例的电源电路中所使用的转换频率控制方法，将其比下述中间谐振频率更高的一频率范围设置为转换频率的变化范围，所述中间谐振频率取决于初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2。换句话说，采用上侧控制方法。
作为一般情况，串联谐振电路在其谐振频率表现出最小谐振阻抗。由此，在该实施例中采用其基于串联谐振电路的谐振频率的上侧控制方法的情况下，因为转换频率fs变得更高，因此将谐振阻抗设置成更高。
因此，当负载变重并且次级侧DC输出电压Eo下降时，对转换频率进行控制以便使其变低。这可使谐振阻抗降低并且使从初级侧传送到次级侧的功率量增加，并且因此，次级侧DC输出电压Eo升高了。
另一方面，当负载变重并且次级侧DC输出电压Eo升高时，对转换频率进行控制以便使其变高。这可使谐振阻抗增加并且使功率传送量降低，并且因此，次级侧DC输出电压Eo降低了。转换频率按照这种方式而改变以使次级侧DC输出电压Eo稳定。
在其具有上述结构的图1的电源电路中，串联谐振电路(初级侧串联谐振电路(L1-C1)和次级侧串联谐振电路(L2-C2))位于初级侧和次级侧上。此外，如上文参考图2所描述的，将隔离换流变压器的初级侧与次级侧之间的耦合系数设置成等于预定值或者比其更小。
在该实施例中，因为采用上述结构，因此其基于电流谐振型转换器的电源电路实际上用作可准备用于较宽范围的一电源电路，该电源电路为响应AC 100V型和AC 200V型的工业AC电源输入而进行操作。下面对其进行详细的描述。
图3给出了图1所示实施例的电源电路的等效电路，其中根据初级侧串联谐振电路与次级侧串联谐振电路之间的关系来对该电源电路进行研究。
参考图3，示出了这样一种隔离换流变压器，即在该隔离换流变压器中旋绕有具有预定匝数的其旋绕比为1∶n的初级绕组N1和次级绕组N2。此外，在图3中，由耦合系数k来表示隔离换流变压器PIT的初级侧与次级侧之间的耦合度。
隔离换流变压器PIT的初级侧包括有初级绕组N1的漏电感L11和初级绕组N1的激励电感L1e。同时，隔离换流变压器PIT的次级侧包括有次级绕组N2的漏电感L21和次级绕组N2的激励电感L2e。
在图3所示的等效电路图中，将转换频率fs的AC信号(频率信号)输入到隔离换流变压器PIT的初级侧。换句话说，输入了初级侧开关转换器(开关元件Q1和Q2)的开关输出。
此外，在隔离换流变压器PIT的初级侧上，将转换频率fs的AC输入提供给初级侧串联谐振电路。初级侧串联谐振电路被认为是这样的一电路，即在该电路中初级侧串联谐振电容器C1和漏电感L1与初级绕组N1串联连接并且激励电感L1e与图3所示的初级绕组N1并联连接。
并且隔离换流变压器PIT的次级侧串联谐振电路被认为是这样的一电路，即在该电路中次级侧串联谐振电容器C2和漏电感L21与次级绕组N2串联连接并且类似的激励电感L2e与次级绕组N2并联连接。此外，在图3中，将按照这种方式所形成的次级侧串联谐振电路的一输出输出到负载RL。在这里负载RL是次级侧全波整流电路之后的电路和负载。
在其具有上述连接方案的图3的等效电路中，在k表示隔离换流变压器PIT的耦合系数并且L1表示初级绕组N1的自感的情况下，可通过下式来表示初级绕组N1的漏电感L11L11＝(1-k2)L1...(1)同时，通过下式来表示初级绕组N1的激励电感L1eL1e＝k2×L1 ...(2)类似的，在L2表示次级绕组N2自感的情况下，可通过下式来表示次级绕组N2的漏电感L21以及激励电感L2eL21＝(1-k2)L2...(3)L2e＝k2×L2 ...(4)在图3所示的等效电路中，初级侧串联谐振电路位于初级侧上并且次级侧串联谐振电路通过隔离换流变压器PIT的电磁感应而位于次级侧上。因此，可考虑图3所示的电路以便形成通过电磁耦合的耦合型谐振电路。因此，次级侧DC输出电压Eo的恒压控制特征根据隔离换流变压器PIT的耦合度(啮合系数k)而不同。参考图4对其进行描述。
图4给出了相对于一输入(转换频率信号)而言的在上文参考图3所描述的等效电路的输出特性。换句话说，图4给出了其作为与开关频率fs关系的次级侧DC输出电压Eo的控制特性。在图4中，横坐标轴表示转换频率并且纵座标轴表示次级侧DC输出电压Eo的电平。
应当注意的是，虽然在图4中示出了彼此重叠关系的初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2，但是这表示可获得类似特性曲线而与谐振频率fo1和谐振频率fo2的设定值无关。
在这里，假定将隔离换流变压器PIT的耦合度设置成由耦合系数k＝1所表示的紧耦合状态的耦合度。由此，通过将k＝1代入上文所给出的表达式(1)和(3)来表示这种情况下的初级绕组N1的漏电感L11以及次级绕组N2的漏电感L21L11＝L21＝0...(5)换句话说，因为隔离换流变压器PIT具有紧耦合状态，因此表达式(5)表示初级绕组N1和次级绕组N2不具有漏电感。
处于隔离换流变压器PIT的初级侧和次级侧具有紧耦合这种状态下的恒压控制特性是双峰特性。在双峰特性中，次级侧DC输出电压Eo呈现出峰值处于其与初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2不同的不同频率f1和f2的每一个上。在这里，通过下式来表示频率f1f1=f0/1+k···(6)]]>同时通过下式来表示频率f2f2=f0/1-k···(7)]]>其中fo是初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2之间的一中间频率。频率fo取决于初级侧的阻抗和次级侧的阻抗以及初级侧与次级侧之间的共用阻抗(互耦电感M)。
通过下式来表示互耦电感MM=kL1×L2···(8)]]>另一方面，如果上文中所描述的耦合系数k随着k＝1的状态而逐渐减小，也就是说如果松耦合度随着紧耦合状态而逐渐增加，那么图4所示的特性曲线1呈现出这样的变化，即逐渐失去了双峰特性的趋向并且在中间谐振频率fo附近变平。此后，当耦合系数k降低到某个电平时，到达临界耦合状态。在该临界耦合状态中，如其表示中间共振频率fo周围的形状变平的特性曲线2所示，双峰特性曲线的趋向完全消失了。
如果耦合系数k进一步从临界耦合状态而降低以使松耦合度加强，那么可获得如图4的特性曲线3所示的其呈现出峰值仅处于中间谐振频率fo处的单峰特性，在对特性曲线3与特性曲线1和2进行比较的情况下，可以得知虽然特性曲线3的峰值电平比特性曲线1和2的峰值电平要低，但是该特性曲线具有与其与二次函数曲线相类似的一曲线形状相同的陡峭倾斜。
将该实施例中的隔离换流变压器PIT设置成耦合系数k是k≤0.65这样的松耦合状态。对耦合系数k的设置提供了特性曲线3所示的单峰特性的操作。
在这里，如果实际上对图4中所示的单峰特性与上文参考图17所描述的现有技术的电源电路(图14)的合成谐振型转换器的恒压控制特性彼此进行比较，那么图17中所示的特性具有其比图4中所示的特性更加缓和的二次函数倾斜。
在图14所示的电源电路中，因为在上述曲线中图17所示的特性缓和，因此即使在电源电路准备用于单范围的状态下，用于执行次级侧DC输出电压Eo的恒压控制的转换频率的必要控制范围例如是转换频率fs是fs＝80kHz至200kHz或更大并且转换频率fs的变化率Δfs是Δfs＝120kHz或更大。因此，如上文中所描述的，很难仅借助于转换频率控制的恒压控制来使电源电路准备用于较宽的范围。
相反，根据该实施例中的恒压控制特性，因为其是图4的特性曲线3所示的单峰特性，因此可获得图5中所示的恒压控制操作。
参考图5，分别给出了在AC输入电压VAC是VAC＝100V(AC 100V型)的情况下当负载功率是最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin时的图1所示实施例的电源电路的特性曲线A和B以及在AC输入电压VAC是VAC＝230V(AC 200V型)的情况下当负载功率是最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin时的特性曲线C和D。
从图5中可以得知，当AC输入电压VAC是其与AC 100V型的输入相对应的VAC＝100V时，由？Δfs1来表示要将次级侧DC输出电压Eo固定为所需额定电平所必需的转换频率的变化控制范围(必要控制范围)。换句话说，变化控制范围(必要控制范围)？Δfs1的范围是从特性曲线A可呈现出额定电平tg的转换频率fs至特性曲线B可呈现出额定电平tg的转换频率fs。
另一方面，当AC输入电压VAC是其与AC 200V型的输入相对应的VAC＝230V时，由？Δfs2来表示要将次级侧DC输出电压Eo固定为所需额定电平所必需的转换频率的变化控制范围(必要控制范围)。换句话说，变化控制范围(必要控制范围)？Δfs2的范围是从特性曲线C可呈现出额定电平tg的转换频率fs至特性曲线D可呈现出额定电平tg的转换频率fs。
如上文中所描述的，与二次函数的曲线相同的其即就是该实施例中的次级侧DC输出电压Eo的控制特性的单峰特性要比上文参考图17所描述的控制特性更加陡峭。
因此，当与图17中所示的变化控制范围(必要控制范围)？Δfs相比较时，当AC输入电压VAC是VAC＝100V并且VAC＝230V时的变化控制范围(必要控制范围)？Δfs1和？Δfs2显著的降低了。例如，可获得这样的结果，即相对于实际上所获得的图17的变化控制范围(必要控制范围)Δfs而言实际上所测定的变化控制范围(必要控制范围)Δfs1和Δfs2降低为大约1/10或者更低。
此外，并且当与图17中所示的变化控制范围(必要控制范围)Δfs相比较，从必要控制范围？Δfs1的最低转换频率(特性曲线A呈现出电平tg的转换频率fs)至变化控制范围？Δfs2的最高转换频率(特性曲线D呈现出电平tg的转换频率fs)的频率变化范围(ΔfsA)显著的降低了。
在这里，图1所示实施例的电源电路中的实际频率变化范围ΔfsA充分的包括在该情况下的开关驱动1C(振荡和驱动电路2)所准备用于的转换频率的变化范围之内。尤其是，根据图1所示的电源电路，实际上很容易将转换频率控制在频率变化范围？ΔfsA之内。这意味着就AC 100V型和AC 200V型的工业AC电源输入而言图1所示的电源电路还可使次级侧DC输出电压Eo稳定。换句话说，仅通过开关频率控制即可使图1所示的电源电路准备用于较宽范围。
顺便说一下，通过电磁耦合的耦合型谐振电路即就是这样的技术，该技术用于在通信技术中扩大其是由晶体管所组成的诸如中频变压器放大器这样的放大电路的放大带宽。然而，虽然在刚才所描述的领域中使用了通过松耦合的双峰特性或者通过临界耦合的平特性，但是未使用通过松耦合的单峰特性。在该实施例中，人们认为在通过电磁耦合的耦合型谐振电路的技术中，在谐振型开关转换器的领域中肯定地使用在通信技术领域中所未采用的通过松耦合的单峰特性。因此，可降低要使次级侧DC输出电压Eo稳定所必需的转换频率的变化范围(必要控制范围)并且在转换频率控制中仅利用恒压控制以使电源电路准备用于较宽范围。
应当注意的是，当隔离换流变压器PIT的初级侧与次级侧之间的松耦合度逐渐增加时，通过隔离换流变压器PIT的功率损耗通常增加了，并且功率转换效率显著下降了。然而，在该实施例中，可获得在下文中所描述的充分用于实际用途的功率转换效率的特性。这会引起还在次级侧上形成了串联谐振电路(次级侧串联谐振电路)这样的事实。
尤其是，在提供了次级侧串联谐振电路的情况下，可提供下述次级侧DC输出电压Eo的功率并且对通过松耦合的效率降低进行补偿，该功率包括通过次级侧串联谐振电路的谐振操作所获得的能量的增加量。
顺便说一下，在该实施例，如上文所描述的在初级侧和次级侧上形成了串联谐振电路并且将初级侧与次级侧之间的耦合系数设置为预制电平或者更小以实现其准备用于较宽范围的一结构。
然而，为大家所熟知的是在这种情况下如果就对初级侧和次级侧上的谐振电路的谐振频率进行设置而言未考虑到任何事情，那么不会实现使必要控制范围？Δfs有利的减小或者不会获得足够的功率转换效率。
因此，在该实施例中，从就谐振频率的设置所进行的实验的结果中，可以确定出按照下面的方式而相对于初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1来设置次级侧串联谐振电路的谐振频率。
尤其是，将谐振频率fo2设置为谐振频率fo1的大约0.9至1.1倍。
在这里，对谐振频率fo1与谐振频率fo2的设置之间的关系以及必要控制范围fs和功率转换效率进行描述。
首先，在将谐振频率fo1和谐振频率fo2设置在某个频率范围之内的条件下，众所周知的是流向初级侧串联谐振电路的初级侧串联谐振电流1o的波形呈现出基本上的M形状位于在每半周期所出现的其峰值附近。
此外众所周知的是刚才所描述的初级侧串联谐振电流1o的M状峰值波形的电平随谐振频率(fo1，fo2)的设置值而变。
在这里，在图6A图6A至6C中示出了对于谐振频率不同设置值而言的开关元件Q2的开关电流IQ2的波形，所述波形是在初级侧串联谐振电流1o具有基本上的M状波形的情况下所获得的。
尤其是，图6A给出了在对谐振频率进行设置以便具有fo1＞fo2的关系的情况下开关电流IQ2的波形。同时，图6B给出了在将谐振频率fo2设置成是谐振频率fo1的约0.9至1.1倍即fo1≈fo2时开关电流IQ2的波形。此外，图6C给出了在将谐振频率fo1和fo2设置成fo1＜fo2的情况下开关电流IQ2的波形。
在这里对其进行描述以证实图6A中的fo1＞fo2的设置是在fo2＜fo1×0.9的条件下所给出的。同时，图6C中的fo1＜fo2的设置是在fo2＞fo1×1.1的条件下给出的。
从图6A至6C中可以得知这样的情况，即初级侧串联谐振电流1o的峰值波形具有基本上的M状，并且开关电流IQ2的波形具有位于其峰值周围的基本上的M状。这可以从初级侧串联谐振电流1o是开关元件Q1和Q2的开关电流的综合因素这样的事实中得到确认。
此外，从图6A中可以看出基本上M状波形的前半部分具有较高的电平。另一方面，在图6C的波形中，后半部分具有较高的电平。换句话说，在对谐振频率fo1和谐振频率fo2进行设置以便满足fo1＞fo2或fo1＜fo2的情况下，开关电流IQ2的基本上M状波形的峰值电平(即初级侧串联谐振电流1o)具有某个旁带性(sidedness)。
另一方面，从图6B的波形中可看出在对谐振频率f01和f02进行设置以便使其满足fo1≈fo2的情况下，基本上M状波形的峰值电平具有基本上相等的电平并且不具有旁带性。换句话说，在这种情况下，根据图6A或6C的设置，虽然如上所述由于一个旁带而使峰值电平之一较高，但是抑制了根据图6B设置的峰值电平，因为它们基本上是彼此相等的。从此还可表示出虽然由于上述一个旁带而使图6A和6C中的开关电流IQ2的峰值电平在上升位置是4.0，但是图6B中的开关电流IQ2的峰值电平是3.4并且彼此相等。
在这里，在开关电流IQ2的峰值电平(也就是说，开关电流IQ2的峰值电平)增加的情况下，开关元件Q1和Q2的开关损耗增加了，这会导致功率转换效率的降低。此外，因为上述初级侧串联谐振电流Io的M状峰值例如作为次级侧DC输出电压Eo的变化部分，因此其增加则构成了要使转换频率控制中的必要控制范围(Δfs)提高的一因数。
由此，根据将谐振频率fo1和fo2设置成fo1≈fo2的实施例，利用此如图6B所示初级侧串联谐振电流1o的峰值电平最低，可有效的实现必要控制范围fs的降低以及功率转换效率的提高。
应当注意的是，虽然将上述谐振频率fo2设置为fo2＝fo1×大约0.9至1.1以作为当试图实现上述效果时谐振频率fo1与谐振频率fo2之间的关系，但是可将谐振频率fo1和fo2设置成这样的值，即利用该值而从其看来似乎具有初级侧串联谐振电流Io的M状峰值波形中获得相等的峰值电平。
顺便说一下，如上文参考图1所描述的，在该实施例中，对两个次级绕组N2A和N2B进行旋绕以作为次级绕组N2，并且根据次级绕组N2的两个输出而产生了共用次级侧DC输出电压Eo。
采用刚才所描述的结构的理由是想要降低次级侧上的整流电流的峰值电平以便可使电源电路准备用于重负载条件。
例如，如果假定在图1所示的电路中仅旋绕一个次级绕组N2以便将次级侧整流电流提供给相等负载，那么必须使次级侧整流电流电平要高于使用图1所示结构情况下的次级侧整流电流电平。这使整流元件的传导损耗增加了并且使功率转换效率降低了。
此外，因为次级侧整流电路的峰值电平增加了，因此必须使次级侧上的整流元件的耐流电平升高了。例如，如果省略了图1所示结构中的次级绕组N2B以及随后整流电路，那么其形成了桥整流电路的成对肖特基势垒二极管TSD1和TSD2必须是由例如40V/30A的耐高电流设备组成的。在使用刚才所描述的这种耐高电流设备的情况下，设备大小也相当大，并且这会导致电路规模增加了。
应当注意的是，根据将图1所示电路改进为省去次级绕组N2B和成对肖特基势垒二极管TSD1B和TSD2B这样的实验，在AC输入电压VAC＝100V并且负载功率Po＝150W(次级侧DC输出电压Eo＝25V并且负载电流＝6A)的条件下，次级绕组电流12的峰值电平是32Ap-p。此外还获得这样的结果，即AC DC功率转换效率ηAC DC是ηAC DC＝大约85％。
图7和8给出了图1所示电源电路的若干部分的操作波形示意图。
尤其是，图7和图8给出了当负载功率Po是Po＝150W(次级侧DC输出电压Eo＝25V并且负载电流＝6A)时的操作波形。进一步尤其是，图7给出了在AC输入电压VAC＝100V时的操作波形，同时图8给出了在AC输入电压VAC＝230V时的操作波形。
应当注意的是在图1所示的电路中，最大负载功率Pomax是上述负载功率Po＝150W。
为了获得在图7和图8中所说明的结果，按照下述方式来设置图1中所示的电源电路的附属部件。
首先，就隔离换流变压器PIT而言，将EE型铁芯的间隙G的间隙长度设置为1.6mm，并且将初级绕组N1和次级绕组N2的匝数分别设置为N1＝42T和N2A＝N2B＝4T。通过所述结构，隔离换流变压器PIT本身的耦合系数k是k＝大约0.65。
同时，按照下述方式来设置其形成了初级侧串联谐振电路、次级侧谐振电路、以及初级侧部分电压谐振电路的谐振电容器·初级侧串联谐振电容器C1＝0.033uF·次级侧谐振电路电容器C2A＝次级侧串联谐振电容器C2B＝1.0uF通过所述设置，可将谐振频率fo1设置为大约60kHz并且将谐振频率fo2设置为大约65kHz。换句话说，在如上文所规定的“fo2＝fo1×(0.9至1.1)”的范围之内，将谐振频率fo2设置为其是谐振频率fo1的大约1.1倍。
应当注意的是，虽然将这种情况下的谐振频率fo2设置为其比谐振频率fo1更高的值，但是在按照这种方式而将谐振频率fo2设置为更高的情况下，可将其用作次级侧串联谐振电容器C2的薄膜电容器的电容设置为相对低，并且可有选择的使用价格低廉很多的薄膜电容器。换句话说，可极大的降低电路的生产成本。
参考图7和8，矩形波形的电压V1表示开关元件Q2的两端电压并且表示开关元件Q2的开/断定时。
电压V1具有这样的波形，即该波形在开关元件Q2进行操行且导通的接通时期之内呈现为0电平并且在开关元件Q2不进行操作的断开时期之内箝位在整流平滑电压Ei的电平。
在开关元件Q2导通的时期之内，图7或8所示波形的开关电流IQ2流向其是由开关元件Q2和阻尼二极管DD2所组成的开关电路系统。开关电流IQ2在开关元件Q2的断开时期之内呈现出0电平。
此外，尽管图7和8的任何一个中未示出，但是其他开关元件Q1两端的电压以及流过其他开关电路(Q1，DD1)的开关电流分别具有通过使电压V1和开关电流IQ2的波形移动180°而获得的波形。换句话说，开关元件Q1和开关元件Q2在相同周期时间执行开关操作以便其交替开/断。
应当注意的是流过初级侧串联谐振电路(L1-C1)的初级侧串联谐振电流Io是其流过上述开关电路(Q1，DD1)和(Q2，DD2)的开关电流的组合部分。
此外，图7还说明了在这种情况下当AC输入电压VAC是VAC＝100V时开关电流IQ2的峰值电平是3.4Ap。同时，如图8所示当AC输入电压VAC是VAC＝230V时开关电流IQ2的峰值电平是3.0Ap。
此后，响应按照这种方式而流动的初级侧串联谐振电流Io，在装配在隔离换流变压器PIT次级侧上的次级绕组N2B(还与次级绕组N2A侧相类似)上感生出了其具有如图7或8所示波形的交流电压V2。交流电压V2一个周期的长度与初级侧的开关周期相对应，并且交流电压V2的峰值电平具有其基本上与图7或图8所示次级侧DC输出电压Eo的电平相对应的被箝位在26V上的波形。
在交流电压V2的两个半周期之一内，次级侧上的整流二极管[Do1，Do4]进行操行并且如上文所描述的整流电流流过整流二极管[Do1，Do4]。在交流电压V2的另一半周期之内，次级侧上的整流二极管[Do2，Do3]进行操作并且整流电流流过整流二极管[Do2，Do3]。此外，流过次级绕组[N2A，N2B]的次级绕组电流12是在交流电压V2的每半周期流动的整流电流的合成电流并且具有如图7或8所示的波形。
如图7或8所示，可获得这样的结果，即在图7所示的VAC＝100V的AC输入电压VAC时次级绕组电流I2的峰值电平是8.0Ap，但是在图8所示的VAC＝230V的AC输入电压VAC时次级绕组电流I2的峰值电平是6.5Ap。
简而言之，利用如上所述的其包括有一个次级绕组和一个整流电路的结构，当AC输入电压VAC是VAC＝100V时整流电流的峰值电平(正负峰值之间的电平)是32Ap-p，当AC输入电压VAC是VAC＝100V时图1电路中的整流电流的峰值电平(正负峰值之间的电平)是16Ap-p。
按照这种方式，根据图1的结构，整流电流的峰值电平表示其降至当与使用单个次级绕组和单个整流电路这样的另一情况相比较时的一半，并且因此，次级侧上整流元件的传导损耗降低了。因为按照这种方式传导损耗降低了，因此功率转换效率提高了。
根据一实验，可获得这样的结果，即在负载功率Po＝150W并且AC输入电压VAC＝100V的条件下图1所示电路的功率转换效率ηAC→DC是ηAC→DC＝大约88.％。
此外，可获得这样的结果，即在负载功率Po＝150W并且AC输入电压VAC＝230V的条件下图1所示电路的功率转换效率ηAC→DC是ηAC→DC＝大约89.8％。
因为如上所述整流电流的峰值电平降低了，因此整流元件的耐压电平变低了。在图1的电路中，因为可获得上述峰值电平，因此其具有40V/10A的耐电压和电流特性的设备可有选择的用于成对肖特基势垒二极管TSD1和TSD2。简而言之，当与其具有40V/30A的耐电压和电流特性的上述设备相比较，因为可有选择的使用较小大小的设备，因此该电路的大小显著降低了。
如上所述，可将图1所示实施例的电源电路配置成仅通过转换频率控制而准备用于较宽范围。
因此，不必再采用这样的结构，该结构为响应工业AC电源的额定电平而对用于产生直流输入电压(Ei)的整流电路系统的整流操作进行转换或者使开关转换器的类型在半桥耦合型与全桥耦合型之间转换，以便可使电源电路准备用于较宽范围。
在消除了如上所述的对用于转换电路的这种结构的必要性的情况下，例如，平滑电容器Ci的数目降低为一个，并且开关元件的数目降低为半桥耦合所至少必需的仅仅两个。因此，可以预料到电路部件的数目、电路规模、以及开关噪声都显著降低了。
此外，在消除了用于对电路进行转换的结构的情况下，不必提供用于防止该转换所涉及的误操作的一特定结构。此外就这点而言，可以预料到抑制了部件数目及成本的增加。此外，因为不需要用于防止误操作的备用电源，因此可扩大电源电路所应用的装置的范围。
此外，为了实现上述实施例的优点，仅需要次级侧串联谐振电容器以作为最低程度的必要部分以将其添加到其包括有仅仅初级侧上的串联谐振电路的电流谐振型转换器的传统结构上。换句话说，通过添加其数目要比下述情况所需的数目要小很多的部件可实现准备用于较宽范围的结构，所述情况即就是采用其基于传统电路转换方法的一结构。
此外，在按照上文所述方法而使转换频率的必要控制范围fs显著降低的情况下，还可显著提高恒压控制的责任能力，而这与电源电路是准备用于较宽范围还是单个范围无关。
尤其是，一些电子设备按照下述方式而利用其为响应应用到其上的负载而变化的负载功率Po来进行操作，所述方式即就是以相对高的速度来在最大负载状态与空载状态之间进行转换(切换)。例如，其即就是个人计算机外部设备件之一的打印机是其作为刚才所描述的转换负载而进行操作的装置之一。
例如，如果将如图14所示的其具有相对宽必要控制范围fs的电源电路并入到上述其作为转换负载而进行操作的一装置中，那么如上文中所描述的执行通过负载功率急剧变化之后的相应的大变化来对转换频率fs的变化进行控制。因此，很难实现高速响应性的恒压控制。
相反，利用该实施例的电源电路，因为如下文中所描述的尤其是在每个单范围的一区域之内必要控制范围fs显著降低了，因此可以高速而使次级侧DC输出电压Eo稳定以响应最大负载状态与空载状态之间的负载功率Po的急剧变化。简而言之，可显著的提高对转换负载的恒压控制的响应性能。
顺便说一下，根据一实验，在上文中所描述的附属部件的条件下，就在AC输入电压VAC＝100V时Po＝0至150W的负载功率Po的变化而言，转换频率fs是fs＝64.9至68kHz，并且因此，可获得这样的结果，即使用100V型的电源时图1所示电路的必要控制范围fs是fs＝3.1kHz。
另一方面，当AC输入电压VAC是VAC＝230V时，就Po＝0至150W的负载功率Po的相同变化而言，转换频率fs是fs＝84.7-89.3kHz，并且因此，当使用200V型的电源时，必要控制范围fs是4.6kHz。
此外，在上述结果中，根据fs＝64.9至89.3kHz的转换频率fs，其可使电源电路准备用于较宽范围的频率变化范围fsA是fsA＝大约24.4kHz。
此外由此，可以得知与其需要数百kHz的传统电源电路相比较，该实施例中的必要控制范围显著的降低了。
现在，参考图9的电路图对上文中所描述的第一实施例的修改示例的结构进行描述。
图9所示的已修改电源电路与第一实施例的电源电路的不同之处在于初级侧上的开关转换器的结构是从半桥耦合型转换为全桥耦合型并且此外进一步又提供了一次级绕组以便电源电路可准备用于较重的负载状态。
参考图9，作为全桥耦合形式，开关元件Q3和Q4的半桥接与开关元件Q1和Q2的半桥接并联连接。
与开关元件Q1和Q2一样，开关元件Q3和Q4具有阻尼二极管DD3和DD4，该阻尼二极管DD3和DD4是分别连接在其漏极-源极之间的体二极管。
此外，在这种情况下，其是由隔离换流变压器PIT的初级绕组N1与初级侧串联谐振电容器C1的串联连接所组成的初级侧串联谐振电路按照下面的方式而连接。
首先，其即就是初级侧串联谐振电路一端的初级绕组N1的一端(绕组开始端)与位于开关元件Q1源极与开关元件Q2漏极之间的一节点相连。开关元件Q1源极与开关元件Q2漏极之间的节点用作全桥耦合的开关电路系统的开关输出点之一。
同时，就初级侧串联谐振电路的另一端部而言，初级绕组N1的另一端(绕组结束端)通过初级侧串联谐振电容器C1的串联连接而与位于开关元件Q3源极与开关元件Q4漏极之间的其用于另一开关输出点的一节点相连。
此外，在这种情况下，初级侧部分谐振电容器Cp1并联连接在开关元件Q4的源极与漏极之间。此外初级侧部分谐振电容器Cp1的电容与初级绕组N1的漏电感LI相协同以形成并联谐振电路(部分电压谐振电路)以便可获得仅在断开开关元件Q3和Q4断开时才出现电压谐振这样的部分电压谐振操作。
在这种情况下振荡和驱动电路2驱动四个开关元件，即开关元件Q1至Q4。尤其是，振荡和驱动电路2驱动开关元件组[Q1，Q4]以及驱动元件组[Q2，Q3]以使其交替的开/断转换。
在这里，例如，如果负载状态倾向于变得更大，那么流过开关转换器的电流增加了并且此外电路部分上的负荷变得更大且此外功率损耗增加了。由此，如果采用上述全桥耦合，那么因为四个开关元件提供了必要负载电流，因此与其包括有两个开关元件的半桥耦合形式相比，每个元件上的负荷降低了，并且此外功率损耗降低了。这对于重负载状态而言是有利的。
此外，图9的电路包括有三个次级绕组即次级绕组N2A、另一次级绕组N2B、以及又一次级绕组N2C以作为次级绕组N2以便准备用于重负载状态。
与其与次级绕组N2A和次级绕组N2B的连接相类似，次级侧串联谐振电容器C2C还与所最新添加的次级绕组N2C串联连接以形成相似的串联谐振电路。此外，与其与次级绕组N2A和次级绕组N2B相连的桥整流电路相类似，桥整流电路是由整流二极管Do1至Do4组成的。其与次级绕组N2C相连的桥整流电路的整流二极管Do1至Do4被分别称为整流二极管Do1C至Do4C。
此外在这种情况下，应当注意的是成对的肖特基势垒二极管TSD有选择的用于整流二极管[Do1e，Do3C]与整流二极管[Do2C，Do4C]的每一个。在这种情况下，其起整流二极管[Do1e，Do3C]作用的成对肖特基势垒二极管TSD被称为成对肖特基势垒二极管TSD1C，并且其起整流二极管[Do2C，Do4C]作用的成对肖特基势垒二极管TSD被称为成对肖特基势垒二极管TSD2C。
此外在这种情况下，通过通常为三个整流电路所提供的单个平滑电容器Co来使三个整流电路的整流输出平滑以产生次级侧DC输出电压Eo。
根据所述结构，与图1所示的情况相比较，可进一步降低流过次级侧的整流电流电平。
换句话说，可有效的抑制重负载状态下的功率转换效率的降低。因此，还就这点而言，该电源电路可准备用于较重的负载状态。
应当注意的是，特别根据图9的电路结构，相对于Po＝0至300W的负载功率Po的变化而言可保持足以用于实际用途的电源转换效率。
图10给出了对第一实施例电源电路的另一修改。
图10所示的已修改电源电路与图1所示电源电路的不同之处在于图1所示的次级侧结构中省略了其与次级绕组之一相连的整流电路。
尤其是，在这种情况下，例如，省略了其与次级绕组N2A侧相连的桥整流电路(成对肖特基势垒二极管TSD1A和TSD2A)，并且与次级侧串联谐振电容器C2A相邻的其是由次级绕组N2A和次级侧串联谐振电容器C2A所组成的次级侧串联谐振电路的端部与其与次级侧串联谐振电容器C2B相邻的由次级绕组N2B和次级侧串联谐振电容器C2B所组成的次级侧串联谐振电路的端部相连。
此外，其是由次级绕组N2A和次级侧串联谐振电容器C2A所组成的次级侧串联谐振电路的另一端部与其是由次级绕组N2B和次级侧串联谐振电容器C2B所组成的次级侧串联谐振电路的另一端部相连。
根据所述连接方案，其是由成对肖特基势垒二极管TSD1B和TSD2B所组成的普通桥整流电路与并联连接的次级绕组N2A和次级绕组N2B相连。
根据上述图10的结构，因为省略了两个桥整流电路之一，因此可降低元件数目以实现小型化电路。
在这种情况下，因为次级绕组N2A和次级绕组N2B并联连接，因此与使用单个次级绕组的情况相比，可降低当相同负载提供有次级绕组电流时的次级绕组电流电平，并且可显著的抑制效率的降低。
然而，在这种情况下，与图1的电路相比，因为流过整流元件的电流电平彼此相等，因此存在使这种情况下的肖特基势垒二极管TSD1B和TSD2B的耐流电平增加这样的必要性。
在这里对其进行描述以确认可将图1或者图10所示的次级侧结构与上面参考图9所描述的其是由初级侧所组成的全桥耦合结构组合在一起。
图11给出了本发明所应用的另一开关电源电路结构的一示例。
该第二实施例的电源电路具有与第一实施例的电源电路相类似的基本结构，并且包括有一倍压器整流电路以作为次级侧上的整流电路。
此外与图1所示的电路相类似，图11所示的电路可准备用于负载功率Po＝150至0W(次级侧DC输出电压Eo＝25V)的状态。
参考图11，为次级绕组N2A和次级绕组N2B的每一个提供了中间抽头以将次级绕组N2A和N2B分别划分成次级绕组部分N2A1和N2A2以及次级绕组部分N2B1和N2B2。在这种情况下，次级绕组N2A和次级绕组N2B的中间抽头与次级侧地接地。
首先，在次级绕组N2A侧，其即就是次级绕组N2A绕组开始端部的次级绕组部分N2A1侧的一端部通过次级侧串联谐振电容器C2A1的串联连接而与位于整流二极管Do1A的阳极与整流二极管Do2A的阴极之间的一节点相连。
同时，其即就是次级绕组N2A绕组结束端部的次级绕组部分N2A2侧的一端部通过次级侧串联谐振电容器C2A2的串联连接而与位于整流二极管Do3A的阳极与整流二极管Do4A的阴极之间的一节点相连。
此外，位于整流二极管Do1A与整流二极管Do3A的阴极之间的节点与平滑电容器Co的正端子相连。此外在这种情况下，位于整流二极管Do2A与Do4A之间的节点与次级侧地相连。同时，平滑电容器Co的负端子与次级侧地相连。
另一方面，在次级绕组N2B侧，图11所示的次级绕组部分N2B1、次级绕组部分N2B2、次级侧串联谐振电容器C2B1、另一次级侧串联谐振电容器C2B2、以及整流二极管Do1B至Do4B按照与次级绕组部分N2A1、次级绕组部分N2A2、次级侧串联谐振电容器C2A1、次级侧串联谐振电容器C2A2以及整流二极管Do1A至Do4A的连接方案相类似的连接方案而连接。
此外，还在这种情况下，位于整流二极管Do1B的阴极与整流二极管Do3B的阴极之间的节点与平滑电容器Co的正端子相连。
应当注意的是，还在这种情况下，对于整流二极管Do1和Do3以及整流二极管Do2和Do4而言，与图1的电源电路相类似，有选择的使用成对肖特基势垒二极管TSD(TSD1A，TSD2A，TSD1B，TSD2B)。
在上述连接方案中所构成的倍压器全波整流电路执行以下整流操作。
首先，在次级绕组N2A侧和次级绕组N2B侧，将倍压器全波整流电路划分成其是由[次级绕组部分N2A1、次级侧串联谐振电容器C2A1、整流二极管Do1A和Do2A]和[次级绕组部分N2B1、次级侧串联谐振电容器C2B1、整流二极管Do1B和Do2B]所组成的第一倍压器半波整流电路以及其是由[次级绕组部分N2A2、次级侧串联谐振电容器C2A2、整流二极管Do3A和Do4A]和[次级绕组部分N2B2、次级侧串联谐振电容器C2B2、整流二极管Do3B和Do4B]所组成的第二倍压器半波整流电路。
此外，在第一倍压器半波整流电路中，因为形成有[次级绕组部分N2A1-次级侧串联谐振电容器C2A1]和[次级绕组部分N2B1-次级侧串联谐振电容器C2B1]的串联连接电路，第一次级侧谐振电路由次级绕组部分N2A1的漏电感部件(L2A1)和次级侧串联谐振电容器C2A1的电容以及由由次级绕组部分N2B1的漏电感部件(L2B1)和次级侧串联谐振电容器C2B1的电容形成。
类似地，在第二倍压器半波整流电路中，因为形成有[次级绕组部分N2A2-次级侧串联谐振电容器C2A2]和[次级绕组部分N2B2-次级侧串联谐振电容器C2B2]的串联连接电路，第二次级侧谐振电路由第二绕组部分N2A2的漏电感部件(L2A2)和次级侧串联谐振电容器C2A2的电容以及由由第二绕组部分N2B2的漏电感部件(L2B2)和次级侧串联谐振电容器C2B2的电容形成。
因此第一倍压器半波整流电路执行以下整流操作。
首先，对次级绕组N2A侧上的整流操作进行描述。在次级绕组N2A上所感生的交流电压的两个半周期之一内，整流电流沿着次级绕组部分N2A1-整流二极管Do2A-次级侧串联谐振电容器C2A1的路线而流动以便其向次级侧串联谐振电容器C2A1充电。通过这种情况下的整流操作，可在次级侧串联谐振电容器C2A1的两端之间产生其电平与在次级绕组部分N2A1上所感生的交流电压相等的一电压。
此后，在次级绕组N2A的交流电压的另一半周期的下一时期之内，整流电流沿着次级侧串联谐振电容器C2A1-整流二极管Do1A-平滑电容器Co的路线而流动。此时，在下述状态下执行对平滑电容器Co的充电，所述状态即就是整流操作在次级绕组N2A的交流电压的前一半周期之内所获得的次级侧串联谐振电容器C2A1两端的电压叠加在次级绕组部分N2A1的感生电压上。
因此，在平滑电容器Co两端之间产生了其等于次级绕组部分N2A1的交流电压两倍的一电压。
此外次级绕组N2B侧上的第一倍压器半波整流电路按照与上述相类似的方式进行操作。
尤其是，在次级绕组N2A(次级绕组N2B)的交流电压的两个半周期之一的时期之内，产生了其电平与次级绕组部分N2A1(次级绕组部分N2B1)的交流电压相等的次级侧串联谐振电容器C2A1(C2B1)两端的电压。此后，在次级绕组N2A(次级绕组N2B)的交流电压的另一半周期的时期之内，由次级绕组部分N2A1(次级绕组部分N2B1)的交流电压的叠加电平和次级侧串联谐振电容器C2A1(C2B1)两端的电压来对平滑电容器Co进行充电。因此，在平滑电容器Co两端之间产生了其等于次级绕组N2A(N2B)的交流电压两倍的一电压，按照这种方式，次级绕组N2B侧上的第一倍压器半波整流电路还执行电压倍加器半波整流操作。
应当注意的是，在上述倍压器半波整流操作中，电流在每半周期在正负方向上流动。第一次级侧串联谐振电路为响应该电流而执行一谐振操作。
同时，第二倍压器半波整流电路包括[次级绕组部分N2A2、次级侧串联谐振电容器C2A2、整流二极管Do3A和Do4A]与[次级绕组部分N2B2、次级侧串联谐振电容器C2B2、整流二极管Do3B和Do4B]的串联连接电路并且与第一倍压器半波整流电路相类似，在其移动了从第一倍压器半波整流电路的整流操作起的半周期的循环时间执行倍压器半波整流操作。此外，通过刚才所描述的整流操作，第二次级侧串联谐振电路执行一谐振操作。
因为执行这种整流操作，因此在次级绕组N2A和次级绕组N2B的交流电压的每半周期内第一电压倍加器半波整流电路反复执行对平滑电容器Co进行充电并且第二倍压器半波整流电路反复执行对平滑电容器Co进行充电。
简而言之，其与次级绕组N2A相连的整个整流电路执行在下述一个半波的时期之内执行对平滑电容器Co进行充电的倍压器全波整流操作，在所述时期之内次级绕组N2A的交流电压是正的/负的并且其充电电势等于在次级绕组部分N2A1和N2A2上所感生的交流电压的两倍。此外其与次级绕组N2B相连的整个整流电路执行在下述一个半周期的时期之内执行对平滑电容器Co进行充电的倍压器全波整流操作，在所述时期之内次级绕组N2B的交流电压是正的/负的并且其充电电势等于在次级绕组部分N2B1和N2B2上所感生的交流电压的两倍。
通过所述整流操作，在平滑电容器Co两端之间可获得其即就是下述已整流平滑电压的次级侧DC输出电压Eo，所述已整流平滑电压等于在次级绕组部分N2A1和N2A2以及N2B1和N2B2上所感生的交流电压的两倍。
应当注意的是按照下述方式而有选择的对图11所示第二实施例的电源电路的附属元件进行设置·隔离换流变压器PIT间隙G＝1.6mm，耦合系数＝0.65·初级绕组N1＝42T·次级绕组N2A＝N2A1+N2A2＝2T+2T＝4T·次级绕组N2B＝N2B1+N2B2＝2T+2T＝4T·初级侧串联谐振电容器C1＝0.033uF·次级侧串联谐振电容器C2A1＝C2A2＝C2B1＝C2B2＝1.0pF简而言之，此外在第二实施例中，例如为了将耦合系数k设置为k＝大约0.65mm，则与图1所示第一实施例的电源电路相类似，将形成于图2所示结构的隔离换流变压器PIT的铁芯的内磁柱之中的间隙G的间隙长度设置为大约1.6mm，这可实现准备用于较宽范围的结构。
此外，通过如上文中所描述的对初级侧串联谐振电容器C1和次级侧串联谐振电容器C2的设置，同样在这种情况下，将谐振频率fo1设置为fo1＝大约60kHz并且将谐振频率fo2设置为fo2＝大约65kHz。换句话说，将谐振频率fo1和fo2设置成谐振频率fo2保持在fo2＝fo1x大约0.9至1.1的范围之内以便初级侧串联谐振电流1o的基本上M状波形的峰值电平彼此相等。因此，可以预料到功率转换效率进一步提高了并且必要控制范围有效的降低了。
并且在这种情况下，因为两个次级绕组旋绕在隔离换流变压器PIT上以便由两个次级绕组的输出而产生次级侧DC输出电压Eo，因此可使次级侧上的整流电流电平显著的降低，这对于重负载状态是非常有利的。
此外，还在这种情况下，因为抑制了次级侧上的整流电流的电平，因此可有选择的使40V/10A的小型封装部件用于成对肖特基势垒二极管TSD。
顺便说一下，在上述附属元件的所选状态下进行试验，并且从第二实施例的电路中得到了就功率转换效率和转换频率fs而言的随后结果。
首先，在负载功率Po＝150W的最大负载时AC输入电压VAC＝100V的状态下，ηAC→DC功率转换效率ηAC→DC是ηAC→DC＝88.0％。
同时，在负载功率Po＝150W时AC输入电压VAC＝230V的状态下，ηAC→DC功率转换效率ηAC→DC是ηAC→DC＝89.5％。
另一方面，就负载功率Po＝0至150W的变化而言，在AC输入电压VAC＝100V时转换频率fs是fs＝63.5至66.9kHz，并且当使用AC 100V型的工业电源时必要控制范围fs是大约3.4kHz。
同时，就相同负载变化而言在AC输入电压VAC＝230V时转换频率fs是fs＝83.6至88.5kHz，并且当使用200V型的工业电源时必要控制范围fs是大约4.9kHz。
由此结果可知，根据上面所指定的切换频率63.5至88.5，当图11的电路准备用于较宽范围时的必要控制范围fsA是fsA＝大约25kHz。
从上述结果中可知，同样在第二实施例中，当电源电路准备用于较宽范围时的必要控制范围fs充分的包括在现有开关驱动1C的频率变化范围之内，并且在实际用途的电平可实现其通过转换频率变化控制而可准备用于较宽范围的一结构。
此外，同样在这种情况下，在使用AC 100V型和AC 200V型的工业电源情况下的必要控制范围fs低于5kHz，并且可以认识到可显著的提高对开关负载的高速转换响应性。
图12给出了作为第二实施例的电源电路的修改的一电源电路的结构。
通常将已修改的电源电路配置成使用次级侧上的整流电路是图11所示的倍压器半波整流电路这样的结构以作为基本结构。此外，将已修改电源电路配置成与第一实施例的修改相类似将初级侧上的开关转换器的结构设置为整桥耦合型的结构，并且类似的将次级绕组N2C添加到次级侧上以便由总共三个初级绕组的输出产生了次级侧DC输出电压Eo。
尤其是，在这种情况下的次级侧上，如图12所示将次级绕组N2C(次级绕组部分N2C1和次级绕组部分N2C2)添加到隔离换流变压器PIT上，并且次级侧串联谐振电容器C2C1、另一次级侧串联谐振电容器C2C2、以及整流二极管Do1C至Do4C按照其与图11所示次级绕组相连的整流电路相类似的一连接方案而与次级绕组N2C相连以形成倍压器半波整流电路。
同样利用对上述第二实施例的修改结构，与图9所示的电路相类似，电源电路可准备用于较重的负载状态。例如，同样在这种情况下，可使实际上的有用功率转换效率保持在负载功率Po＝0至300W的范围之内。
图13给出了对第二实施例的另一修改的结构。
通常将图13的修改电源电路配置成图11所示的电路结构用作其基本结构并且与图10的所示的对第一实施例的修改相同，省略其是由整流二极管Do1A至Do4A所组成的桥整流电路，同时仅仅由其是由整流二极管Do1B至Do4B所组成的桥整流电路来对次级绕组N2A和次级绕组N2B所获得的交流电压进行整流。
尤其是，在图11所示的电路中省略了其是由整流二极管Do1A至Do4A所组成的桥整流电路，并且次级绕组N2A的绕组开始端部(次级绕组部分N2A1侧上的端部)通过次级侧串联谐振电容器C2A1而与位于整流二极管D01B和D02B之间的一节点相连。此外，次级绕组N2A的绕组结束端部(次级绕组部分N2A2侧上的端部)通过次级侧串联谐振电容器C2A2的串联连接而与位于整流二极管Do3B与Do4B之间的一节点相连。
并且利用对第二实施例的改进，因为可省略一个桥整流电路，因此可以预料到电路区域减小了，并且在这种情况下，因为次级绕组N2包括关联连接的次级绕组N2A和次级绕组N2B这两个次级绕组，因此改进的电源电路更进一步的有利于重负载状态。
应当注意的是图11所示第二实施例的电源电路以及图13所示的改进的电源电路可采用图12所示的全桥耦合形式的结构。
应当注意的是本发明并不局限于上述实施例及其改进。
例如，隔离换流变压器PIT具有其从铁心式起的适当改进结构。
此外，虽然在上文结合该实施例所描述的开关转换器基于分激电流谐振型转换器，但是它们另外也可是通过利用例如自激电流谐振型转换器而形成的。此外，并且对于开关转换器中所有选择使用的开关元件而言，可以采用除MOS-FET之外的诸如双极性晶体管或IGBT(绝缘栅双极性晶体管)这样的元件。
此外，并且根据实际情况等等还可适当改变在上文中所描述的组件的常数等等。
此外，作为准备用于重负载的结构，用于接收工业AC电源AC(AC输入电压VAC)以作为其输入以产生已整流平滑电压Ei的整流电路系统是由其可产生下述已整流平滑电压Ei的一倍压器半波整流电路组成的，所述已整流的平滑电压Ei具有其与AC输入电压VAC的两倍相等的一电平。然而，仅应用下述结构以作为只准备用于AC 100V型的单个范围的一结构，在所述结构中将用于产生整流平滑电压Ei的整流平滑电路系统构造成电压倍加器整流电路。
虽然利用专用名词已对本发明的优选实施例进行了描述，但是该描述仅是示例性目的，并且应该知晓得是在不脱离下述权利要求的精神和范围的情况下可对其做出改变和变化。
权利要求
1.一种开关电源电路，包括开关装置，该开关装置包括有用于接收作为其输入的DC输入电压以执行开关的一开关元件；开关驱动装置，该开关驱动装置用于对开关元件操作进行开关驱动；一隔离换流变压器，该隔离换流变压器是通过对一初级绕组和多个次级绕组进行旋绕而形成的，所述初级绕组提供有通过所述开关装置的开关操作所获得的一开关输出，并且在所述多个次级绕组的每一个中通过所述初级绕组可感生出交流电压；一初级侧串联谐振电路，该初级侧串联谐振电路至少是由所述隔离换流变压器的所述初级绕组的漏电感部件以及其与所述初级绕组串联连接的初级侧串联谐振电容器的电容组成的以便对第一谐振频率进行设置以可使所述开关装置的操作为电流谐振型；多个次级侧串联谐振电路，这多个次级侧串联谐振电路的每一个是至少由所述隔离换流变压器的所述多个次级绕组之一的漏电感部件以及其与多个次级绕组串联连接的次级侧串联谐振电容器的电容组成的以便对第二谐振频率进行设置；次级侧DC输出电压产生装置，该次级侧DC输出电压产生装置用于对所述次级绕组所获得的AC电压执行整流操作并且借助于共用次级侧平滑电容器而使所述多个次级绕组的整流输出平滑以产生一次级侧DC输出电压；以及恒压控制装置，该恒压控制装置为响应次级侧DC输出电压电平而对所述开关驱动装置进行控制以对所述开关装置的转换频率进行调节以对次级侧DC输出电压执行恒压控制，其中所述隔离换流变压器进一步包括一铁芯，该铁芯具有形成于其预定位置上的一间隙，该间隙具有所设置的间隙长度，以便当将其具有转换频率的频率信号输入到电磁耦合型谐振电路上时其是由初级侧和次级侧串联谐振电路所组成的电磁耦合型谐振电路的输出特性变成单峰值特性。
2.根据权利要求1的开关电源电路，其中将第一和第二谐振频率设置成其看起来具有流向所述初级侧串联谐振电路的初级侧串联谐振电流的两个基本M状的峰值波形具有彼此相等的峰值电平。
3.根据权利要求1的开关电源电路，其中将所述次级侧DC输出电压产生装置构造成为每个所述次级绕组提供了一整流电路，并且由共用次级侧平滑电容器来使多个整流电路的整流输出平滑以产生次级侧DC输出电压。
4.根据权利要求3的开关电源电路，其中所述次级侧DC输出电压产生装置包括一桥整流电路以作为整流电路。
5.根据权利要求1的开关电源电路，其中所述次级侧DC输出电压产生装置包括用于对所述多个次级绕组所获得的交流电压执行整流操作的一共用整流电路，并且由所述次级侧平滑电容器来使所述共用整流电路的整流输出平滑以产生次级侧DC输出电压。
6.根据权利要求5的开关电源电路，其中所述次级侧DC输出电压产生装置包括一桥整流电路以作为整流电路。
7.根据根据权利要求1的开关电源电路，其中为所述每个次级绕组均提供了一中间抽头以将次级绕组划分成第一次级绕组部分和第二次级绕组部分，并且将所述次级侧DC输出电压产生装置构造成倍压器全波整流电路，该倍压器全波整流电路包括第一倍压器半波整流电路，其中第一次级侧串联谐振电路是由每个第一次级绕组部分的漏电感部件和第一次级侧串联谐振电容器的电容组成的并且所需整流二极管和所述次级侧平滑电容器与第一次级绕组部分和第一次级侧串联谐振电容器的每个串联连接电路相连以便执行倍压器半波整流操作；以及第二倍压器半波整流电路，其中第二次级侧串联谐振电路是由每个第二次级绕组部分的漏电感部件和第二次级侧串联谐振电容器的电容组成的并且所需整流二极管和所述次级侧平滑电容器与第二次级绕组部分和第二次级侧串联谐振电容器的每个串联连接电路相连以便执行倍压器半波整流操作，其中所述倍压器全波整流电路交替的在所述多个次级绕组上所感生的交流电压的半周期时间通过所述第一倍压器半波整流电路的整流操作来执行对所述次级侧平滑电容器进行充电并且通过所述第二倍压器半波整流电路的整流操作来执行对所述次级侧平滑电容器进行充电。
8.根据权利要求1的开关电源电路，其中所述开关装置包括其通过半桥耦合而彼此相连的两个开关元件。
9.根据权利要求1的开关电源电路，其中所述开关装置包括其通过全桥耦合而彼此相连的四个开关元件。
10.一种开关电源电路，包括开关部分，该开关部分包括有用于接收作为其输入的DC输入电压以执行开关的一开关元件；开关驱动部分，该开关驱动部分用于对开关元件操作进行开关驱动；一隔离换流变压器，该隔离换流变压器是通过对一初级绕组和多个次级绕组进行旋绕而形成的，所述初级绕组提供有通过开关部分的开关操作所获得的一开关输出，并且在所述多个次级绕组的每一个中通过初级绕组可感生出交流电压；一初级侧串联谐振电路，该初级侧串联谐振电路至少是由所述隔离换流变压器的初级绕组的漏电感部件以及其与初级绕组串联连接的初级侧串联谐振电容器的电容组成的以便对第一谐振频率进行设置以可使所述开关部分的操作为电流谐振型；多个次级侧串联谐振电路，这多个次级侧串联谐振电路的每一个是至少由所述隔离换流变压器的多个次级绕组之一的漏电感部件以及其与多个次级绕组串联连接的次级侧串联谐振电容器的电容组成的以便对第二谐振频率进行设置；一次级侧DC输出电压产生部分，该次级侧DC输出电压产生部分用于对所述次级绕组所获得的AC电压执行整流操作并且借助于共用次级侧平滑电容器而使所述多个次级绕组的整流输出平滑以产生一次级侧DC输出电压；以及一恒压控制部分，该恒压控制部分为响应次级侧DC输出电压电平而对开关驱动部分进行控制以对开关部分的转换频率进行调节以对次级侧DC输出电压执行恒压控制，其中所述隔离换流变压器进一步包括一铁芯，该铁芯具有形成于其预定位置上的一间隙，该间隙具有所设置的间隙长度，以便当将其具有转换频率的频率信号输入到电磁耦合型谐振电路上时其是由初级侧和次级侧串联谐振电路所组成的电磁耦合型谐振电路的输出特性变成单峰值特性。
11.根据权利要求10的开关电源电路，其中将第一和第二谐振频率设置成其看起来具有流向所述初级侧串联谐振电路的初级侧串联谐振电流的两个基本M状的峰值波形具有彼此相等的峰值电平。
全文摘要
公开了这样一种电源电路，该电源电路通过转换频率控制而执行恒压控制并且准备用于较宽范围，同时可降低转换频率控制的必要控制范围。该电路包括其形成了电流谐振型转换器的一初级侧串联谐振电路以及其是由次级绕组和次级侧串联谐振电容器所组成的一次级侧串联谐振电路，同时通过隔离换流变压器的电磁耦合而形成了耦合型的谐振电路。为了从耦合型谐振电路中获得单峰特性，在隔离换流变压器的铁芯中形成了其大约为1.6mm的间隙以便实现0.65或更小的啮合系数。由次级绕组的输出而产生了次级侧DC输出电压以便应对重负载状态。
文档编号H02M7/5383GK1750376SQ200510104140
公开日2006年3月22日 申请日期2005年9月16日 优先权日2004年9月17日
发明者安村昌之 申请人:索尼株式会社