高频传输线路以及光电路的制作方法

本发明涉及一种光通信用途的光发射器等在高频下进行工作的光器件的终端技术，特别是涉及一种电场吸收型调制器(eam：electro-absorptionmodulator)集成dfb(distributedfeedback：分布反馈型)激光器(eml：electroabsorptionmodulatorintegratedwithdfblaser)的50欧姆终端技术。

背景技术：

近年来，由于互联网、ip电话、视频下载等的扩大利用，所需的通信容量正在迅速提高。而且，搭载于光纤、光通信用设备的光发射器的需求正在扩大。光发射器或者构成其的零件被称为可插拔(pluggable)，为了容易进行搭载、更换，基于规范的模块化正在迅速发展。

xfp(10gigabitsmallformfactorpluggable：10千兆位小型可插拔)是10千兆位以太网(注册商标)(10gbe)的拆装模块的业界标准规格之一。基于该规格搭载于光发射器模块的光源的模块化也正在发展。其被称为tosa(transmitteropticalsub-assembly：光发射次模块)，作为代表性的模块形态，存在箱型形状的tosa模块(非专利文献1)。

近年来，光发射器的需求正在增加，但另一方面，维持光发射器的性能并且使其低成本化的要求也正在变强。每秒100千兆位传输用tosa模块的开发、面向每秒400千兆位的超高速化的标准化活动也很活跃，对tosa的高性能要求正在变高。

参照图1以及图2，对典型的箱型tosa模块的构成进行说明。图1是表示典型的箱型tosa模块100的外观的图。图2是表示图1所示的壳体的模块内部的安装构成的图。

如图1所示，模块100的壳体按照xfp标准由烧结陶瓷或者金属形成。

在模块100中，至少设有一个从壳体的平台部101朝向壳体内部侧贯通的调制电信号供电用布线端子102。在平台部101还进一步设有dc(直流)供电用布线端子。

在图1中，在模块100形成有陶瓷部103以及金属部104。

被称作副托板(subcarrier)的薄板201以与壳体分离的方式设置。通过对电介质材料进行金属电镀或者蒸镀，在副托板201形成有布线图案。而且，在副托板201搭载有光半导体器件所需的元件。作为所需的元件，例如存在激光二极管202、光调制器203、电阻204以及电容器205等。

壳体载置于被称作托板206的金属性的小板。然后，在托板206之下搭载有与壳体下部接触的热电冷却元件(tec：thermo-electriccooler)207。通过该tec207，吸收由副托板201上的元件产生的热量，并从壳体下部排出。从省电化和削减零件件数的观点考虑，也进行了不使用tec207的tosa的开发。

在壳体的侧面设有透镜218或者取光窗，光半导体器件通过电阻焊接等与顶板一起被密封于封装体内。

以往，从壳体外部向内部贯通的调制电信号供电用布线208与副托板201通过丝状金线209、带状金线210进行导通。

图3示出了tosa模块100与驱动用驱动器ic301的连接例。

一般情况下，驱动用驱动器ic301的信号或者来自dc电源的供电(未图示)使用柔性印刷基板302来进行。

柔性印刷基板302是存在柔性并能较大地变形的印刷基板，也被称作柔性板或者fpc(flexibleprintedcircuits：柔性印刷电路板)。经由柔性基板302对tosa模块100进行调制用电信号的传输或者dc供电。

调制用电信号从驱动用驱动器ic301经由柔性基板302传输至tosa模块100。在tosa模块100中，该调制用电信号经由调制电信号供电用布线端子102、传输线路208、引线(wire)209、210以及副托板上的传输线路211传输至光半导体元件203。进而，该调制用电信号被向终端电阻204传输。

驱动用驱动器ic301设计为以输出阻抗为50欧姆送出驱动波形。因此，传输线路211以及终端电阻204通常也设定为50欧姆。通过这样来取得阻抗匹配是以往技术。

xfp标准的tosa光模块的工作频率达到10ghz，电信号作为波(微波)的行为变强。即，在未进行阻抗匹配的不连续点(反射点)，产生以此处为起点的反射波，反射波朝向驱动驱动器ic301行进。根据这样的状况，以往重要的是，消除传输线路211与终端电阻204之间的不连续点(反射点)。

图4a～图4c是表示以往的eam集成dfb激光器的构成的图，图4a表示eam集成dfb激光器的安装图，图4b表示eam集成dfb激光器的立体图，图4c表示eam集成dfb激光器的俯视图(dfb激光器的电极422、eam的电极423、424)。需要说明的是，图4a示出了非专利文献2公开的构成。

在图4a所示的eam集成dfb激光器400中，以50欧姆设计的高频布线(gsg)401通过引线403连接于eml的eam402，并且经由eam402连接于50欧姆的终端电路404。

由图4b可知，在eam集成dfb激光器400a中，dfb激光器413和eam414集成于n-inp基板420上。

dfb激光器413的有源层416和ea调制器414的光吸收层417均由ingaasp/ingaasp多量子阱(mqw：multi-quantumwell)结构构成，通过对接接头418连接。

在有源层416以及光吸收层417之上存在p-inp层419。该p-inp层419在形成为台面(mesa)状之后，由半绝缘(si：semi-insulating)inp421包埋。

如图4b以及图4c所示，在dfb激光器413的电极422与eam414的电极424之间设有分离槽415。

在eam414的电极423，设有用于形成接合线(bondingwire)、或者用于倒装式接合(flipchipbonding)的焊盘电极424。dfb激光器413的长度为450μm，eam414的长度为150μm。

需要说明的是，在图4a所示的例子中，示出了连接于高频布线401的接地部(ground)g的n电极(n-inp基板420的下部)和连接于信号部(signal)s的电极424分别位于eml的不同的面的情况。

另一方面，如图5a以及图5b所示，也公知有连接于接地部g和信号部s的各电极设于相同的面的eml。

图5a以及图5b是基于倒装式接合的高频布线与eml的连接方式，并示出了连接于接地部g以及信号部s的各电极231、240设于相同的面的情况。在图5a中，在n-inp基板213之上具有n-接触层238、n-inp237、光吸收层235、p-inp234以及p接触层233，台面由半绝缘(si：semi-insulating)inp236包埋。连接于信号部s的p电极231以及连接于接地部g的n电极240形成于绝缘膜(例如sio2)232之上。即，n电极240与p电极231均设于相同的面。

需要说明的是，在各电极231、240上形成有au凸块(bump)215，eml经由au凸块215、金锡焊料(凸块)218以及电极焊盘(electrodepad)217与高频布线板201连接。

最近，每秒100千兆位、每秒400千兆位等超高速化的发射器的需求正在提高。

图6a～图6c是以往的多通道光发射器500的构成，图6a表示多通道光发射器500的整体构成，图6b表示一通道的构成，图6c表示四通道的输出的概要。需要说明的是，非专利文献3中公开了多通道光发射器500。

多通道光发射器500设有四个以25gb/s进行工作的eml，从而以100gb/s进行工作。

eml包含dfb激光器(ld)和用于以25gb/s对来自dfb激光器的输出光进行调制的ea调制器(eam)。图6b对应于图4c，在图6b中示出有dfb激光器的电极422和ea调制器的电极423、424。

来自四个eml的输出光的波长各自不同，用mmi(multi-modeinteference：多模干扰)型光耦合器对其进行合波。作为用于进行合波的光耦合器，有时也使用波长耦合器、偏振耦合器。

图7a～图7e是表示四通道的eml与高频布线的连接方式的图，图7a表示以往的由引线形成的连接方式，图7b表示图7a的等效电路，图7c表示由金凸块形成的连接方式，图7d表示图7b的等效电路，图7e表示两个连接方式的各高频特性。需要说明的是，在图7e中，t1表示图7c所示的连接方式的高频特性，t2表示图7a所示的连接方式的高频特性。

为了通过引线将图7a所示的四通道的eml与高频布线连接，例如采用图7a之类的结构。即，在图7a中，eml的ea调制器(eam)与布线板604通过接合线601连接。

在图7a中，多通道光发射器600具备信号线602、eadfb激光器阵列603、副托板605、eam焊盘607以及衬垫(spacer)606。

该图7a的多通道光发射器600的等效电路为如图7b所示的电路。布线板604经由线圈(对应于接合线)6048与eam6046连接，并且经由线圈(对应于接合线)6049与50欧姆终端6050连接。

需要说明的是，在图7b中，示出有r包层(clad)6041、c焊盘6042、c有源层(active)6043、r有源层(active)6044、rn包层(clad)6045以及有源层(activelayer)(光吸收层)6047。

上述的r包层6041对应于图4b所示的包层(cladlayer)419的电阻，c焊盘6042对应于图4b所示的焊盘424的电容，c有源层6043对应于图4b所示的光吸收层417的电容。此外，r有源层6044对应于图4b所示的光吸收层417的电阻，rn包层6045对应于图4b所示的包层419以及基板420的电阻。

需要说明的是，为了提高eml的工作频带，存在如下方法：不使用上述的接合线，而是通过图5a以及图5b所示的倒装式接合，利用金凸块(图5a以及图5b所示的例子中为au凸块215)将eam的电极607与布线板604直接连接。图7c是与图5a以及图5b相同的倒装式接合的连接方式，图7d是该连接方式的等效电路。

在图7c中，eml的ea调制器(eam)与布线板614通过金凸块613连接。

在图7c中，多通道光发射器600a具备上层信号线610、下层信号线611、rf通孔(via)612、高频电路板614以及副托板615。

在图7d中，布线板614分别连接于eam6046a以及50欧姆终端6050a。

需要说明的是，在图7d中示出了有源层(光吸收层)6047a。

上述的倒装式接合是将芯片安装于安装基板上的方法之一。在通过倒装式接合将芯片表面与基板电连接时，不像引线接合那样通过引线进行连接，而是通过呈阵列状排列的金凸块进行连接。由此，与引线接合(wirebonding)相比，下层信号线611与eam的电极607的距离非常近，因此布线变得极短。因此，如图7e所示，倒装式接合的情况下的高频特性t1优于引线接合的情况下的高频特性t2。

这是由于，在倒装式接合的情况下，随着频率增加，高频特性缓慢恶化，与之相对，在引线接合的情况下，在引线接合中频率具有峰值(peaking)，进而高频特性在高频侧具有迅速恶化的倾向。

重视的是，通过降低寄生电感来改善高频特性。

上述的布线板例如由图8a所示的微带线形成。在图8a的电介质基板中，长度为w的上表面导体701a为传输线路，下表面导体701b为gnd。在导体701a、701b之间形成有电介质702。

如图8b所示，传输线路的特性阻抗由基板的相对介电常数、厚度、导体的厚度以及宽度等决定。如果使用相对介电常数高的基板，则能使电路小型化。一般情况下，公知使用如下基板材料：玻璃环氧基板(相对介电常数εr＝4.8)、特氟隆(teflon)(注册商标)基板(相对介电常数εr＝2.6)以及陶瓷基板(相对介电常数εr＝10.0)。

布线板例如由图8c之类的共面线形成。在图8c中，将厚度＝h、相对介电常数＝εr的电介质基板的一面设为导体面，在该导体面以间隔w设有宽度＝s的两条插槽(slot)。电介质基板通常是两侧的导体面称作gnd、中央的导体称作信号部的所谓的gsg结构。图8d示出了w/h＝0的布线板的对应于s/h的值的特性阻抗。

图9a以及图9b示出了使用倒装式接合的以往的eml的终端电路图案800的概略。

在图9a所示的电路图案800中，用于向eml的ea调制器(eam)804传输信号的高频线路s(801)和终端电阻803正前方的高频线路801均为相同的50欧姆设计。图9a示出了eam的信号用电极和gnd电极g(802)均位于相同面的情况下的例子。eam的信号用电极倒装式接合于布线板的高频线路s，eam的gnd电极倒装式接合于布线板的接地线路g。

对于50欧姆的终端电阻803，既可以将芯片电阻焊接于布线板，也可以制作于布线板。在制作于布线板的情况下，终端电阻803也设定为50欧姆。为了降低寄生电容，使终端电阻803尽量变短。在终端电阻803与其右侧的接地线路g之间不设置间隙地将两者直接连结，从而使其不含有寄生成分。

需要说明的是，如图9b所示，在eam的gnd电极位于信号用电极的相反侧(背面)的情况下，仅信号用电极与布线板的高频线路801被进行倒装式接合。该情况下，背面的电极以及接地部通过接合线或者通孔等方法连接。

图10以及图11示出了eam的gnd电极位于信号用电极的相反侧(背面)情况下的eam的gnd电极与接地部的通孔连接方式。图10以及图11所示的连接方式对应于图9b的电路图案800。

在图10中，通过au凸块813连接有高频布线板830与副托板820上的eam804。此外，通过au凸块815，连接高频布线板830与布线引绕用高频布线板831。在图10的连接例中，电流通路i为如下路径：倒装式接合813→eam804的底面→副托板820→高频布线板831。

如图11所示，对eam804的单s实施倒装式接合813，在副托板820上例如通过焊接搭载有eam804。一般情况下，eam804的厚度为150μm左右，比高频布线板831薄，因此，在副托板820设有如图11所示的台阶。

需要说明的是，在图11中，两个au电极816a、816b连接。

au电极816b与高频布线板830的接地部g通过通孔833连接，两个高频布线板830、831通过倒装式接合815连接。

现有技术文献

非专利文献

非专利文献1：dongchurlkimetal.，“designandfabricationofatransmitteropticalsubassembly(tosa)in10-gb/ssmall-form-factorpluggable(xfp)transceiver”，ieeejournalofselectedtopicsinquantumelectronics，vol.12，no.4，july/august2006，pp776-782

非专利文献2：chengzhixuetal.，ieeephotonicstechnologyletters，vol.24，no.22，november15，2012

非专利文献3：shigerukanazawaetal.，journaloflightwavetechnology，vol.32，no.1，january1，2014

技术实现要素：

发明所要解决的问题

图9a以及图9b所示的结构分别将传输线路801和终端电阻803设定为50欧姆，由此能取得阻抗匹配。此外，缩短终端电阻803，由此能降低寄生电感。但是，虽然考虑到了传输线路801与终端电阻803的阻抗匹配，却未考虑到包含eam804的阻抗匹配。

eam吸收dfb激光器的光，使光损耗增大，由此进行调制。施加电压例如为-3v(low：低)～-0.5v(high：高)，流经的受光电流为15ma左右。就是说，通过电阻换算例如为200欧姆，可能会较大地偏离50欧姆线路。除此以外，eam的等效电路、高频布线等中也包含电容器等具有虚部的阻抗的寄生成分。因此，一般情况下，为了直至超过10ghz这样的高频区域对宽带取得阻抗匹配，难以仅通过只具有实部的值的电阻体进行匹配。而且，由于受光电流也根据光强度或波长、温度等发生变化，因此，理想的是取得包含eam的阻抗匹配。

用于解决问题的方案

用于解决上述问题的高频传输线路具备：第一导体线路，具有规定的特性阻抗；终端电阻，与所述第一导体线路连接；第二导体线路，与所述终端电阻连接；以及接地线路，相对于所述第一导体线路、所述终端电阻以及所述第二导体线路，隔开规定的距离对置配置，并且与所述第二导体线路连接，所述第一导体线路以及所述接地线路分别形成为线路宽度朝向所述终端电阻侧变窄。

在此，所述终端电阻以及所述第二导体线路的部分的特性阻抗也可以设定为：通过与所述接地线路的组合，高于所述第一导体线路的所述特性阻抗。

在所述第一导体线路以及所述接地线路中，所述线路宽度形成为呈锥形变窄。

用于解决上述问题的光电路包含上述高频传输线路。在此，也可以设为：所述光电路为ea调制器集成dfb激光器，ea调制器具有信号输入用电极和接地用电极，所述信号输入用电极连接于所述第一导体线路。

也可以设为：所述接地用电极连接于所述接地线路。

所述信号输入用电极与第一导体线路的连接也可以设为倒装式连接。

发明效果

根据本发明，高频特性得以提高。

附图说明

图1是表示典型的箱型tosa模块100的外观的图。

图2是表示图1所示的壳体的模块内部的安装构成的图。

图3是表示tosa模块与驱动用驱动器ic的连接方式的图。

图4a是以往的eam集成dfb激光器的安装图。

图4b是eam集成dfb激光器的立体图。

图4c是eam集成dfb激光器的俯视图。

图5a是表示基于倒装式接合的高频布线与eml的连接方式的图。

图5b是表示基于倒装式接合的高频布线与eml的连接方式的图。

图6a是表示以往的多通道光发射器的整体构成的图。

图6b是在图6a所示的多通道光发射器中表示一通道的构成的图。

图6c是在图6a所示的多通道光发射器中表示四通道的输出的概要的图。

图7a是在以往的多通道光发射器中表示eam的电极与布线板的引线连接方式的图。

图7b是表示图7a的等效电路的图。

图7c是在以往的多通道光发射器中表示eam的电极与布线板的凸块连接方式的图。

图7d是表示图7b的等效电路的图。

图7e是在以往的多通道光发射器中表示引线接合以及倒装式接合的各种情况下的高频特性的图。

图8a是表示以往的高频电介质板的构成的图。

图8b是在以往的高频电介质板中表示对应于介电常数的特性阻抗的图。

图8c是表示由共面线形成的布线板的构成的图。

图8d是表示w/h＝0的布线板的对应于s/h的值的特性阻抗的图。

图9a是表示使用了倒装式接合的以往的eml的终端电路图案的概略的图。

图9b是表示使用了倒装式接合的以往的eml的终端电路图案的概略的图。

图10是表示eam的gnd电极位于信号用电极的背面的情况下的eam的gnd电极与接地部的连接方式的立体图。

图11是表示图10的连接方式的剖面图。

图12是表示本发明的实施方式的高频传输线路的构成例的图。

图13是表示高频布线板的一例的立体图。

图14是表示与高频布线板连接的eadfb激光器芯片的一例的立体图。

图15是表示eadfb激光器芯片与高频布线板的组合例的立体图。

图16是表示图15的等效电路的一例的图。

图17是表示通过模拟得到的等效电路的一例的图。

图18是用于对改变了电阻体的长度时的频率响应特性的差异进行说明的图。

图19是用于对改变了电阻体与gnd的间隔时的频率响应特性的差异进行说明的图。

图20是用于对通过峰值改善频带时的频率响应特性的差异进行说明的图。

图21是表示实施方式的高频传输线路的变形例的图。

图22a是在图21的高频传输线路中表示通孔周边的布线图案的例子的图。

图22b是在图12的高频传输线路中表示通孔周边的布线图案的例子的图。

图23是表示dml的高频传输线路的通孔周边的布线图案的例子的图。

具体实施方式

以下，对本发明的高频传输线路1的实施方式进行说明。该高频传输线路1构成为向eml传输信号。

[高频传输线路的构成]

首先，参照图12以及图13，对高频传输线路1的构成进行说明。图12是表示高频传输线路的终端装置1的构成例的示意图。图13是表示高频传输线路1的立体图。

如图12所示，高频传输线路1具备：第一导体线路11；该第一导体线路11的终端电阻14；第二导体线路15，与终端电阻14连接；以及接地线路12，相对于第一导体线路11、终端电阻14以及第二导体线路15，隔开规定的距离对置配置，并且与第二导体线路15连接。终端电阻14的一端连接于第一导体线路11的一端，终端电阻14的另一端连接于接地线路12的一端。

需要说明的是，在本实施方式中，将终端电阻14的长度设为“l”。“l”的值设定为使寄生电感变大。

导体线路11、15例如是高频布线板。第一导体线路11的特性阻抗例如设定为50ω。

在图12中，eml的eam16连接于导体线路11与接地线路12之间。在该实施方式中，eam16的信号用电极以及接地用电极均构成于eam16的同一面，eam16的信号用电极倒装式接合于导体线路11，eam16的接地电极倒装式接合于接地线路12。倒装式接合的连接方式例如与图5a以及图5b所示的相同。

第一导体线路11在终端电阻14侧的端面具有向内侧弯曲的弯折形状13c、13d。在图12的例子中，弯折形状13c、13d例如呈线路宽度变窄的锥形。

接地线路12在与上述的各弯折形状13c、13d对应的位置具有向外侧弯曲的弯折形状13b、13a。在图12的例子中，弯折形状13a、13b例如呈线路宽度变窄的锥形。

由此，弯折形状13a～13d的部分的特性阻抗以朝向终端电阻14侧大于50ω的方式变化。该部分构成图13所示的阻抗过渡部32。

图12所示的终端电阻14以及与其对置的接地线路12的部分的特性阻抗大于50ω。该部分构成图13所示的第一高阻抗部33。

第二导体线路15的一端与终端电阻14连接，另一端与接地线路12连接。就是说，终端电阻14与接地线路12未直接连接。需要说明的是，第二导体线路15通过与对应的接地线路12的组合构成图13所示的第二高阻抗线路部34。该第二高阻抗线路部34作为短截线(stub)发挥功能，由此，会调整后述的频率的峰值量。

需要说明的是，在图13中，50ω线路31对应于阻抗特性为50ω的导体线路11的部分。

接着，参照图14，对与该终端装置1组合的ea调制器集成dfb激光器(以下，简称为“dfb激光器”)20进行说明。图14是表示dfb激光器20的一例的立体图。

如图14所示，dfb激光器20具备dfb激光器电极21、金凸块22、eam的信号用电极23、激光器芯片24以及副托板25。

图15是表示组合有高频传输线路1和dfb激光器20的光电路的一例的立体图。

在该例子中，高频传输线路1经由金凸块22与图15所示的eam的信号用电极23连接。

需要说明的是，在图15中，dfb激光器20与高频传输路1为呈直角相交的形态，但dfb激光器20与高频传输路1也可以配置为从相同方向彼此重叠。特别是在dfb激光器20不是单体而是阵列结构的情况下，优选将dfb激光器20与高频传输路1配置于相同方向。

图16是高频传输线路1的等效电路40。

该等效电路40具备50ω线路41和阻抗调整部42。阻抗调整部42具有：与50ω线路41串联连接的阻抗过渡部421、第一高阻抗线路422以及第二高阻抗线路423。ea部424的一端连接于50ω线路41与阻抗过渡部421之间，ea部424的另一端接地。

需要说明的是，在图16中，电路元件41、421分别对应于图13所示的50ω线路31、阻抗过渡部32。此外，电路元件422、423分别对应于图13所示的第一高阻抗线路部33、第二高阻抗线路部34。

[模拟的概要]

接着，对于本实施方式的高频传输线路1，利用三维电磁解析模拟器，改变终端电阻14的长度l、终端电阻14与接地线路12的间隔、以及第二高阻抗线路部34的长度，来计算出光电路的强度。在图17中示出此时的等效电路。

图17示出了通过模拟得到的包含高频传输线路1、eam以及金凸块的等效电路。在图17的例子中，示出了r1＝50ω、l1＝0.003nh、c1＝0.038pf、r2＝24.8ω、r3＝98ω、r4＝2ω以及c2＝0.058pf。

需要说明的是，当参照图4b时，r1对应于eam的包层419的电阻，c1对应于焊盘424的电容，c2对应于光吸收层417的电容。此外，r3对应于光吸收层417的电阻，r4对应于包层419以及基板420的电阻。

图18示出了改变终端电阻14的长度l时通过模拟得到的强度。强度s11表示图17所示的电路，s12表示以往的图9a所示的电路。如图18所示，“l”的值从25μm成为100μm，由此s11所示的带宽得以改善。

图19示出了改变终端电阻14与接地线路12的间隔时通过模拟得到的强度。强度s21表示图17所示的电路，s22表示以往的图9a所示的电路。如强度s21、s22所示，上述间隔从20μm变化为100μm，由此在40ghz附近产生峰值，由此s21所示的带宽得以改善。

图20示出了改变第二高阻抗线路部34的长度时通过模拟得到的强度。强度s31、s32、s33分别表示第二高阻抗线路部34的长度为150μm、100μm、50μm的电路，s34表示以往的图9a所示(即，高阻抗线路部34的长度为0μm)的电路。如强度s31～s34所示，第二高阻抗线路部34变长，由此在40ghz附近产生的峰值的强度变大，由此带宽得以改善。

需要说明的是，在上述模拟中可知，通过改变第二高阻抗线路部34的长度会改善频带，但该第二高阻抗线路部34的长度可以通过光刻以±5μm以下的精度进行图案制作，因此能设为所希望的峰值量。

如以上所做的说明，根据本实施方式的高频传输线路1，第一导体线路11以及接地线路12分别形成为线路宽度朝向终端电阻14侧变窄。该情况下，在终端电阻14以及第二导体线路15，通过与接地线路12的组合，使特性阻抗高于第一导体线路11的特性阻抗。由此，频率特性提高。

以上，对实施方式进行了详细说明，但具体的构成并不限于本实施方式，也可以进行变更。

(变形例一)

以上，对eml的eam804连接于导体线路801与接地线路802之间的情况进行了说明。然而，也可以考虑eam804的信号用电极和接地用电极构成于不同的面的情况。例如，在图21中，关于这种情况，举例示出了高频传输线路1a与eam的信号用电极以及接地电极一起通过第一导体线路11进行倒装式接合的方案。

(变形例二)

此外，上述的弯折形状(锥形)13a～13d的特性阻抗例如高于50ω即可，也可以通过其他各种替代形状来实施。例如，作为这种形状，也可以阶梯性地或者呈曲面状连续性地变化。

(变形例三)

在图12以及图21所示的结构中，锥形也可以仅形成于第一导体线路11，而不形成于接地线路12。

(变形例四)

以上未提及用于实现上述的各高频传输线路1、1a与eam16的连接的通孔周边的布线图案，但也可以通过通孔将各高频传输线路1、1a与eam16连接。

[通孔周边的布线图案]

参照图7c、图9a、后述的图22a以及图22b，对用于实现与eam16的连接的通孔周边的布线图案进行说明。

在图7c中，以往的高频电路板614经由rf通孔612与副托板615上的eam连接。然而，高频电路板614为rf通孔612周边的信号部与接地部之间的距离大、rf通孔612也接近50ω的特性阻抗线路的设计，但eam与rf通孔612的距离短，因此，为了改善频率响应特性，需要设计为集中常数线路，而不是分布常数线路设计。

因此，在上述的高频传输线路1、1a中，使通孔(连接区域部)周边的信号部与接地部之间的距离小于以往，使通孔的特性阻抗小于50ω，从而改善频率响应特性。需要说明的是，作为连接区域部的通孔(via)也可以是孔(hole)。

图22a是表示这种高频传输线路1a的通孔83周边的布线图案的图。需要说明的是，图22a的高频传输路1a的构成与图21所示的高频传输路1a的构成相同。图22a中的布线图案p1形成于高频传输线路1a的下表面，布线图案p2形成于高频传输线路1a的上表面。

在图22a中，在高频传输路1a中，在通孔83的径向上布线图案p2的高频线路s(11)与接地线路g(12)之间的距离h23例如为55μm。就是说，高频线路s与接地线路g之间的距离比以往(特性阻抗为50ω的高频传输线路)的高频传输线路窄。然后，在图22a的俯视图中，在通孔83，eam16的信号用电极配置于布线图案p2的接地线路g(12)内。

由此，高频传输路1a的下表面侧的电容大于以往的高频传输线路，其结果是，高频传输路1a的特性阻抗小于以往的高频传输线路，高频侧的频率特性提高。

在图22b中，高频传输路1的构成与图12所示的高频传输路1的构成相同，因此，与图22a不同，eam16连接于高频传输路1的高频线路s(11)与接地线路g(12)之间。此时，在图22b中，通孔83的布线图案p2也与图22a所示的相同，高频线路s(11)与接地线路g(12)之间的距离h23例如为55μm。就是说，高频线路s与接地线路g之间的距离比以往(特性阻抗为50ω的高频传输线路)的高频传输线路窄。由此，高频传输路1的下表面侧的电容大于以往的高频传输线路，其结果是，高频传输路1的特性阻抗小于以往的高频传输线路，高频侧的频率特性提高。

(变形例五)

图22a以及图22b所示的布线图案p1、p2能应用于eml或者dml(directmodulateddfblaser：直接调制dfb激光器)。例如，图23示出了dml的通孔周边的布线图案p1、p2的例子。在图23中，直接使用图22a以及图22b的说明中使用的附图标记等。

(变形例六)

上述实施方式以及变形例的高频传输路也可以通过包含激光器的阵列结构构成。

上述实施方式以及变形例等可以通过任意组合来实施。

附图标记说明

1、1a高频传输线路

11第一导体线路

12接地线路

13a～13d弯折形状(锥形)

14终端电阻

15第二导体线路