本实用新型涉及无线充电研究领域，特别涉及一种电动汽车无线充电系统。
背景技术：
随着经济社会的发展以及环境保护力度的增大，寻找环保又高效的能量技术与方案是人们一直致力于解决的迫切问题。近年来，随着新能源汽车发展壮大，其已经逐渐代替传统的交通工具，具有巨大的市场潜力。
新能源汽车大多以电动汽车为主，传统的电动汽车是以电线为传输介质进行有线充电，大多受电线等传统介质的束缚，而且还存在很多亟待解决的问题，如充电需费事费力进行插电连线充电操作，在恶劣天气进行充电操作时极易引起的漏电等安全问题等。应用无线充电技术的电动车受传统电线等约束更小，而且应用在电动汽车上的无线电磁感应充电设备可以做的尽可能的小，相关应用设备磨损率更低，更重要地是可以避免电流过大引起的电泳和相关漏电等安全问题。
无线电能传输技术指借助交变电磁、交变电场、微波等无线软介质，将一定的电能以相隔非接触的形式从电源端传送至接收端的电能供电模式。但目前该技术普遍存在效率低、稳定性差的缺点。
为此，研究一种应用于电动汽车的无线充电系统具有重要的实用价值。
技术实现要素：
本实用新型的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供一种电动汽车无线充电系统，该系统稳定性高，对汽车电动机和电池组的损害小，安全性高，可延长相关部件的使用寿命，且充电效率高。
本实用新型的目的通过以下的技术方案实现：一种电动汽车无线充电系统，包括发射端和接收端，发射端包括依次相连的直流电压源、逆变电路、发射线圈，接收端包括依次相连的接收线圈、整流滤波电路和电池组；发射线圈和接收线圈之间进行电磁耦合，所述逆变电路采用单相全桥逆变电路。
优选的，所述单相全桥逆变电路中有两组桥臂，三极管V1、V4组成一组桥臂，三极管V2、V3组成一组桥臂，VD1～VD4表示单相导通的二极管，分别与三极管V1、V2、V3、V4并联，在三极管V1、V2基极加有一对相反的控制脉冲电压信号，同时在三极管V3、V4基极的控制脉冲相位也相反，其中V3基极的控制脉冲电压相位落后V1的偏移角为θ角。
优选的，所述整流滤波电路为全桥二极管整流电路。该全桥二极管整流电路利用二极管的单向电特性，将正弦交流电压变换成单一方向的脉动直流电压，再经滤波作用将该电流的电压脉动程度进一步降低，再供给汽车电机和电池组。
优选的，所述直流电压源处并联一电容，该电容的容量与直流电压源相当。因此从直流侧输出的电压电流基本无脉动，由于直流电压源的钳位作用，交流侧输出电压波形为矩形波。
本实用新型与现有技术相比，具有如下优点和有益效果：
1、本实用新型应用非接触电能传输技术，通过电磁场近场耦合的原理实现电能无线传输，提高了电动汽车充电的便携性和安全性，适合新能源汽车能量供给策略，绿色环保。
2、为了降低整流后直流电流中谐波分量的电压脉动程度，本实用新型应用大容量的电容使得脉动电压变成纹波很小的直流电压，避免了直流电压中不稳定的较大脉动成分对汽车电动机和电池组的损害。
附图说明
图1是本实用新型的结构示意图。
图2是本实用新型中逆变电路的电路图。
图3是本实用新型中逆变电路相关信号波形图。
图4是t0～t1期间逆变电路的工作过程及形成的回路过程。
图5是t1～t2期间逆变电路的工作过程及形成的回路过程。
图6是t2～t3期间逆变电路的工作过程及形成的回路过程。
图7是图6时间段内L上产生的电动势与电压源电动势大小相等时的回路过程。
图8是t1～t2期间逆变电路的工作过程及形成的回路过程。
图9是本实用新型电磁耦合机构的互感模型示意图。
具体实施方式
下面结合实施例及附图对本实用新型作进一步详细的描述，但本实用新型的实施方式不限于此。
实施例
如图1-9所示，本实施例一种电动汽车无线充电系统，包括直流电压源、用于将直流电流电压逆变为交变电流的单相全桥逆变电路、用于在电能发射线圈电路产生交变磁场与在接收线圈产生感应交变电流的电磁耦合机构、用于将接收电路中接收到的交变电压电流逆变为直流电压电流整流滤波电路、汽车的电池组及汽车电机，其中电磁耦合机构包括电能发射线圈电路与电能接收线圈电路。
如图2所示，所述单相高频逆变电路是由三极管组成的单相全桥逆变电路，该逆变电路的直流侧选用的是电压源，所以该电路是电压型逆变电路，其直流侧电压基本无脉动，构成的直流回路稳定。这一电路中有两组桥臂，V1、V4组成一对，另一对桥臂由V2、V3组成，VD1～VD4表示单相导通的二极管。这一单相全桥逆变电路相关信号波形如图3所示，在三极管V1、V2基极加有一对相反的控制脉冲电压信号，同时在三极管V3、V4基极的控制脉冲相位也相反，其中V3基极的控制脉冲电压相位落后V1的偏移角为θ角。
在t0～t1期间，这一单相逆变电路的工作过程及形成的回路过程如图4所示，由图3可知V1、V4的基极控制脉冲都为高电平，三级管V1、V4都导通，所以R、L电路的左端通过导通的三级管V1跟电压源的正极联通，R、L电路的右端通过导通的三级管V4跟电压源的负极连通，即R、L电路两端的电压就是电压源电压E，电路两端的极性为左正右负。
在t1～t2期间，这一单相逆变电路的工作过程及形成的回路过程如图5所示，由图3可知三级管V1的基极加载为高电平控制信号脉冲，三级管V4基极加载为低电平控制信号脉冲，则有三级管V1导通，三级管V4截止，由于突然三级管V4关断，流过电感L的电流突然变小，电感L会马上产生的感应电动势，该电动势通过VD3正形成电流回路，该电流方向仍是由左往右依次为L右正→VD3→V1→R→L左负。可知B点和C点都与电压源正端连接，R、L电路两端的电压ΔU为0(ΔU＝UB-UC)。其中，由于VD3的导通使得三级管V3的集电极c、发射极e电压相等，所以尽管三级管V3的基极电压也为高电平，V3也无法导通形成通路。
在t2～t3期间，这一单相逆变电路的工作过程及形成的回路过程如图6所示，三级管V2、V3的基极控制信号脉冲都为高电平电压，在这段时间中开始的一小段时间内，电感L中左负右正的感应电动势仍在作用输出电流，由于三级管V1因基极变为低电平而截止不导通，电感L的电动势转而经L右正→VD3→C→VD2→R→L左负对直流侧电容C进行充电，二极管VD3、VD2的导通使得三级管V2、V3两端集电极和发射集被短路不能导通，此时R、L电路左端A点经过三级管VD2与电压源负端连接，R、L电路右端B点通过VD3与电压源正端连接，所以此时R、L两端的电压左端为负，右端为正，ΔU大小与电压源电压大小相等。在整个t2～t3期间前一小段时间过程中，当在第二阶段在L上产生的电动势不断下降到与电压源电动势大小Ud相等时，在电容C两端的电压差消失，不再对电容C充电，所以二极管VD3、VD2对应地截止断开，因此三级管V2、V3导通了，如图7，形成了从电压源Ud正极到三级管V3、电感L、电阻R、三级管V2到电压源负极的回路。
在t3～t4期间，这一单相逆变电路的工作过程及形成的回路过程如图8。如图3所示，三级管V2的基集为高电平，三级管V3集电极为低电平，即三级管V2导通，三级管V3截止关闭，原回路中的流经电感L的电流瞬间变小，由法拉利电磁感应定律知电感L立即产生与原电流相同方向感应电动势，这一感应电动势依次经电感L左端、电阻、三级管V2、二极管VD4、电感L右端形成电流回路。因为三级管V2、二极管VD4都导通，B点和C点都与电压源Ud负极连接，即UB＝UC，R、L两端的电压ΔU＝UB-UC。在此期间内，三级管V4基极的控制脉冲为高电平，然而由于二极管VD4的导通使的三级管V4集电极和发射极c、e电压两端相等导致三级管V4无法导通。
以上三个阶段是该高频逆变电路一个周期内运作，之后该逆变电路不断重复以上三个工作阶段。单相全桥逆变电路中加载于三级管V1、V3基极控制电压脉冲Ub1、Ub3和加载于三级管V2、V4基极控制电压脉冲Ub2、Ub4的相位差为θ，通过对θ值调节，就能对负载R、L电路两端电压ΔU的脉冲宽度进行调节。
由以上对该逆变各个工作阶段分析，可知该逆变电路上直流侧输出电压波形为稳定矩形波。交流侧输出电流波形和相位根据负载阻抗的情况不同而波形不同。当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，通过逆变桥各臂并联的二极管向直流侧电容反馈无功能量。
如图9所示为该实用新型的电磁耦合机构的互感模型示意图，设流过原极线圈的交变电流激发产生的交变磁场穿过次级线圈的磁通匝链数为Φ2，Φ1为次级线圈在原级线圈激发产生的磁通匝链数，I0和I1分别为原极线圈电流和次级线圈电流。则有：
Φ2＝M0I0Φ1＝M1I1
M0和M1与耦合机构线圈匝数、形状、大小及位置有关，得知M0和M1相等，用互感系数表示。
由法拉第电磁感应定律，得原极线圈和次级线圈的感应电压为dΦ1、dΦ2分别表示在原级线圈和次级线圈的磁通量变化，其中Φ1、Φ2分别是在原级线圈和次级线圈产生感应电动势的磁通匝链数(Φ1、Φ2包括互感和自感磁通匝链数之和)。由以上分析得，通过控制电磁耦合机构的原级电流I0可以控制次级线圈的感应电动势即：
如图所示，可以得到相应的微分方程模型:
由图可知次级线圈的阻抗为：
上述实施例为本实用新型较佳的实施方式，但本实用新型的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本实用新型的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本实用新型的保护范围之内。