专利名称：一种低压差线性稳压器电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及模拟集成电路技术，尤其涉及一种减小输出噪声和提高电源抑制比的低压差线性稳压器电路。
背景技术：
低压差线性稳压器(LDO，Low Dropout Regulator)是电源IC中的一个重要分支，和基于脉冲宽度调制(PWM，Pulse Width Modulation)、脉冲频率调制(PFM，Pulse Frequency Modulation)原理的DC-DC转换器相比，它具有低成本，低噪声和静态电流小以及无需电感的优点，在便携式电子产品中，经常会使用LDO作为系统的电源。
图1是基本LDO电路，该LDO电路由基准电压101、误差放大器102、输出功率管103、分压采样网络104以及负载105构成。
基准电压101模块产生一个几乎不随电源电压、芯片温度等工作条件而变化的参考电压。基准电压101的产生是利用具有负温度系数的PN结正向导通电压VBE和具有正温度系数的两个工作在不同电流密度下三极管的基极-发射极电压差ΔVBE按一定的比例叠加补偿从而得到一个不随温度变化而变化的基准电压，即VREF＝VBE+KVTlnN，N为两个三极管之间的电流密度之比，VT为热电压，K为一个在设计中可选择的常数，这种方法得到的基准输出电压在1.2V左右，也称为带隙基准电压(Bandgap Reference)。这种带隙基准电压产生方法难以满足产生一个可灵活变化的基准电压的需要。
LDO的输出电压VOUT通过电阻R1、R2组成的分压采样网络104采样，并将该采样电压信号反馈到误差放大器EA(Error Amplifier)102的正向输入端。
误差放大器EA 102的反向输入端接参考电压，误差放大器102的输出VG接一个具有很大宽长比的输出功率管MPX 103，当外部负载105变化使得输出电压VOUT变化时，通过分压采样网络104采样反馈到误差放大器EA 102的正向输入端，控制误差放大器EA 102的输出VG变化，从而控制输出功率管MPX 103的导通程度，使得VOUT的电压保持不变。
负载电容CL用于辅助控制使得这样的一个闭环反馈系统在各种应用条件情况下保持稳定，RL为LDO的输出所带的等效负载。
在模拟和射频等应用场合中，为了提高LDO的噪声性能和电源抑制比(PSRR，Power-supply Rejection Ratio)，在基准电压101模块的输出端和误差放大器EA 102的反向输入端会加一个RC滤波电路106。
从整体角度来看，LDO电路的噪声源主要有三个来源，一个来自基准电压101模块产生的噪声，这个噪声在LDO作为对噪声不是特别敏感的数字系统的电源时一般直接加到了误差放大器EA102的反向输入端，同时基准电压101模块的PSRR也对整个LDO的PSRR有很大的影响，所以一般在模拟和射频等对噪声和PSRR要求比较高的场合中都要加一个RC滤波电路106来抑制基准电压101模块产生的噪声和电源干扰信号。另外一个噪声源为分压采样网络104，传统的LDO电路采用分压采样网络104采样输出电压并将采样电压反馈到误差放大器EA102的正向输入端，这样输出噪声会通过分压采样网络104传回到误差放大器EA102的输入端，同时分压采样网络104中的电阻本身会产生热噪声，热噪声的大小为4kTR，这里k是波尔兹曼常数，T是绝对温度，R是电阻阻值。当LDO的输出电压比基准电压高时，误差放大器EA102两个输入端出现的噪声都被同比例放大，输出电压越高，放大比例越大。第三个产生噪声的地方就是误差放大器EA102本身，误差放大器EA102本身会产生一定的噪声，以及误差放大器EA102本身的PSRR对LDO最终的输出噪声和PSRR都会有一定的贡献。
所以，这种体系结构的LDO电路主要缺点在于1、即使在基准电压101模块后增加了RC滤波电路106，但是在LDO的输出电压比参考电压高的情况下，由RC滤波电路106滤波后加在误差放大器EA102负端的噪声和电源干扰信号依然会被放大，而且输出电压越高，由基准电压101模块所产生的噪声和电源干扰信号被放大的越多。
2、减小分压采样网络104中采样电阻可以减小电阻本身所产生的噪声，但减小噪声的同时会增大采样电阻上的电流，增加整个系统的功耗。
发明内容
本发明的目的在于提供一种减小输出噪声和提高PSRR的低压差线性稳压器电路。
本发明所提供的一种低压差线性稳压器电路，由基准电压电路、误差放大器EA、输出功率管MPX和负载电路构成，其特征在于所述负载电路的输出端直接与输出功率管MPX相连，且该负载电路的输出端还反馈至误差放大器EA的输入正极端。
在上述的低压差线性稳压器电路中，还包括一个连接在所述基准电压电路和误差放大器EA之间的RC滤波电路。
在上述的低压差线性稳压器电路中，基准电压电路是由一个具有正温度系数的电流源IPTAT和一具有负温度系数的电流源IPTVBE并联后再串联一个电阻R0构成。
在上述的低压差线性稳压器电路中，电阻R0是可调电阻。
在上述的低压差线性稳压器电路中，具有正温度系数的电流源IPTAT或具有负温度系数的电流源IPTVBE的电路包括两个相连的为基本结构电流镜电路和电流产生电路，其中电流产生电路是由两个接成二极管形式的其面积比例为1∶N的衬底PNP管Q1、Q2和三个电阻R1、R2、R3所构成。
在上述的低压差线性稳压器电路中，电流镜电路为基本结构电流镜，其包括两个具有设定特征尺寸比例关系的NMOS管M1、M2；两个具有与所述NMOS管M1、M2相同特征尺寸比例关系的PMOS管M3、M4；一个与所述PMOS管M3特征尺寸比为a的PMOS管M5，其中a为可选常数。
在上述的低压差线性稳压器电路中，电流镜电路为一个共源共栅结构电流镜(303)，其包括两个具有设定特征尺寸比例关系的NMOS管M1、M2；两个具有与所述NMOS管M1、M2相同特征尺寸比例关系的PMOS管M3、M4；一个与所述PMOS管M3特征尺寸比为a的PMOS管M5，其中，其中a为可选常数；两个与所述NMOS管M1、M2具有相同特征尺寸的NMOS管M6、M7；以及三个与所述PMOS管与M3、M4、M5具有相同特征尺寸的PMOS管M8、M9和M10。
在上述的低压差线性稳压器电路中，NMOS管M1、M2的特征尺寸比例与两电阻R2、R3的比例相反。
由于采用了上述的技术解决方案，可以从根本上减小输出噪声，同时提高PSRR。另外，在本发明中产生一个温度系数可变的与温度成正比(PTAT，Proportional To the Absolute Temperature)电流，这个PTAT电流和电阻的温度系数进行补偿，在电阻上得到一个不随温度变化而变化的基准电压，在PTAT电流和电阻的温度系数匹配好后，可以很方便的通过调整电阻的阻值大小或者是电流的大小来调整基准输出电压的大小，因此本发明能够产生灵活可变的基准电压。
图1是现有的基本低压差线性稳压器电路的原理图；图2是本发明低压差线性稳压器电路的原理图；图3是本发明中基准电压电路(201)的示意图；图4是本发明中基准电压电路(201)中的基本电流镜电路和电流产生电路的原理图；图5是为了提高噪声和PSRR性能本发明中基准电压电路(201)的改进的共源共栅结构(cascoded)电流镜电路和电流产生电路原理图。
具体实施例方式
如图2所示，本发明低压差线性稳压器LDO电路，由基准电压201、误差放大器EA 102、输出功率管MPX 103、负载105以及RC滤波电路106构成。本发明LDO电路与传统的LDO电路相比，取消了分压采样网络，误差放大器EA 102和输出功率管MPX 103构成了一个单位增益的跟随器，这种结构取消了分压采样网络中采样电阻所带来的热噪声。同时由于跟随器的放大倍数为1，误差放大器EA 102输入端的输入参考噪声和电源的干扰信号在输出端就不会有任何的放大。所以本发明提出的LDO电路产生的噪声要比传统的LDO电路产生的噪声小很多，同时整个LDO的PSRR也得到了提高。由于误差放大器EA 102和输出功率管MPX103接成单位增益的跟随器，所以需要一个新的基准电压产生电路，它产生的输出电压不再和传统的带隙基准电压一样，只是一个1.2V左右的电压值，而是一个可根据实际LDO的输出电压要求灵活变化的数值，例如0.9V、1.2V、1.5V、1.8V、2.5V、3.3V。
传统的带隙基准电压的产生是利用具有负温度系数的PN结正向导通电压VBE和具有正温度系数的两个工作在不同电流密度下三极管的基极-发射极电压差ΔVBE按一定的比例叠加补偿从而得到一个不随温度变化而变化的基准电压，即VREF＝VBE+KVTlnN，N为两个三极管之间的电流密度之比，VT为热电压，K为一个在设计中可选择的常数，这种方法得到的基准输出电压在1.2V左右。而在本发明中，需要产生一个可灵活变化的基准电压，显然这种传统的带隙基准电压产生方法是不符合要求。在本发明中采用的方法是产生一个温度系数可变的PTAT电流，这个PTAT电流和电阻的温度系数进行补偿，在电阻上得到一个不随温度变化而变化的基准电压，在PTAT电流和电阻的温度系数匹配好后，可以很方便的通过调整电阻的阻值大小或者是电流的大小来调整基准输出电压的大小。
图3是本发明的基准电压电路201。电路首先产生两路电流，一路是具有正温度系数的IPTAT电流，一路是具有负温度系数的IPTVBE电流，这两路电流按不同比例叠加补偿出一个温度系数可调的IBG电流，这个电流再和电阻R0的温度系数进行补偿，从而可以得到一个不随温度变化而变化的基准电压。电流IBG和电阻R0的温度系数补偿好后可以通过调整电阻R0的大小得到不同的基准输出电压。
具有正温度系数的电流IPTAT和具有负温度系数的电流IPTVBE可以通过图4所示的电路产生如图4所示，具有正温度系数的电流源IPTAT或具有负温度系数的电流源IPTVBE的电路包括两个相连的基本电流镜电路301和电流产生电路302。
图4中M1和M2是一个设计中可选特征尺寸比例关系的NMOS管，M3和M4是和M1、M2具有相同特征尺寸比例关系的PMOS管，M5和M3的特征尺寸比为a，a同样也是一个在设计中可选的常数。Q1和Q2是两个接成二极管形式的衬底PNP管，其面积比例为1∶N，电阻R2和R3的比例和M1、M2的特征尺寸比例相反。为了分析问题的简单，下面的公式推倒基于M1和M2的特征尺寸比例选1的情况，且不考虑沟道调制效应和MOS管有限输出阻抗的影响，由于M3和M4的特征尺寸比例也为1，流过M1和M2的电流I1和I2相同，M1和M2的源端电压也相同。由于R2＝R3，这样流过两个电阻R2和R3的电流相等，大小等于VBE2与电阻的比值，流过两个二极管接法的衬底PNP管的电流也相等，大小等于两个衬底管BE结的电压差ΔVBE与电阻R1的比值，而ΔVBE有如下关系ΔVBE=VBE1-VBE2=VT*ln(J1J2)=VT*ln(N)]]>公式(1)VT=kTq,]]>其中J1、J2分别为留过Q1、Q2的电流密度，N为两个衬底管的面积比。这样两路的电流均为I1=I2=VBE1R2+VT*lnNR1]]>公式(2)公式(2)中等式的右边第一项是与VBE1成比例的具有负的温度系数的IPTVBE电流。等式的右边第二项是与VTlnN(即ΔVBE)成比例的具有正的温度系数的IPTAT电流源，两个电流相叠加，通过调整电阻R1、R2以及衬底PNP管面积比N可调整I1和I2的温度系数。
电流经过电流镜镜像到M5，其镜像倍数为a，则在基准电压的输出端得到的基准电压为VREF=R0*a*(VBE1R2+VT*lnNR1)]]>公式(3)这样我们可以很方便的调整电阻R0的大小就可以得到不同大小的基准输出电压。
首先考虑温度补偿，为了分析问题的简单，我们这里只考虑温度的一阶补偿，也就是说只补偿基准电压随温度的线性变化，那么就有VT=kTq=kT0q(1+1T0ΔT)=kT0q(1+α*ΔT)]]>公式(4)这里T0是补偿后系数为0的温度，且ΔT＝T-T0，同样的，电阻R和VBE1也可表示为R＝RT0(1+γ*ΔT) 公式(5)VBE1＝VBE1，T0(1-β*ΔT) 公式(6)这样，由公式(4)～(6)可以得到基准输出电压
VREF=R0,T0(1+γ*ΔT)*a*[VBE1,T0(1-β*ΔT)R2,T0(1+γ*ΔT)+kT0q(1+α*ΔT)*lnNR1,T0(1+γ*ΔT)]]]>公式(7)设R2与R1的比例为m，为使基准电压与温度一阶无关，经推导m应满足以下条件m=qVBE1,T0kT0*βαlnN]]>公式(8)从式(8)可以看出来，这个基准电压电路(201)对采用的电阻的类型没有要求，只要是同一类型电阻，其温度系数对产生的基准电压的影响就可以相互抵消，基准电压的温度补偿只和两个电阻R2和R1的比例有关。
为了提高输出基准电压的PSRR，也可以采用cascoded结构的电流镜，如图5所示电路包括两个相连的cascoded结构电流镜303和电流产生电路302，其中两个NMOS管M6、M7的特征尺寸分别与M1、M2的特征尺寸相同；以及三个PMOS管M8、M9和M10的特征尺寸分别与M3、M4、M5的特征尺寸相同。
(1)发明的优点1、提出了一个全新的LDO电路结构以及用于此结构的基准电压电路(201)，基准电压电路(201)直接产生一个易于调整大小的和指定输出电压相同的基准电压。这样可以充分利用RC滤波电路(206)把基准电压(201)模块产生的噪声和电源干扰抑制掉。新的LDO电路中误差放大器EA(202)与输出功率管MPX(203)接成单位增益的跟随器，这样误差放大器EA(202)输入端的参考输入噪声和电源干扰信号没有被误差放大器EA(202)放大，使得即使LDO输出不同电压的情况下，都能得到较好的噪声性能和PSRR性能。
2、基准电压(201)模块的结构简单，规模和静态电流都很小，而且基准电压的温度补偿对工艺没有苛刻要求，只和选取的电阻的比例有关，方便了设计人员对工艺的选择。
虽然本发明低压差线性稳压器电路已参照当前的具体实例进行了描述，但是本技术领域的普通技术人员应该认识到，以上的实例仅是用来说明本发明，在没有脱离本发明精神的情况下还可作出各种等效的变化和修改。因此，只要在本发明的实质精神范围内对上述实例的变化，变型都将落在本发明的权利要求书的范围内。
权利要求
1.一种低压差线性稳压器电路，由基准电压电路(201)、误差放大器EA(102)、输出功率管MPX(103)和负载电路(105)构成，其特征在于所述负载电路(105)的输出端直接与输出功率管MPX(103)相连，且该负载电路(105)的输出端还反馈至误差放大器EA(102)的输入正极端。
2.根据权利要求1所述的低压差线性稳压器电路，其特征在于它还包括一个连接在所述基准电压电路(201)和误差放大器EA(102)之间的RC滤波电路(106)。
3.根据权利要求1或2所述的低压差线性稳压器电路，其特征在于所述的基准电压电路(201)是由一个具有正温度系数的电流源IPTAT和一具有负温度系数的电流源IPTVBE并联后再串联一个电阻R0构成。
4.根据权利要求3所述的低压差线性稳压器电路，其特征在于所述的电阻R0是可调电阻。
5.根据权利要求3所述的低压差线性稳压器电路，其特征在于所述的具有正温度系数的电流源IPTAT或具有负温度系数的电流源IPTVBE的电路包括两个相连的为基本结构电流镜电路(301)和电流产生电路(302)，其中所述的电流产生电路(302)是由两个接成二极管形式的其面积比例为1∶N的衬底PNP管Q1、Q2和三个电阻R1、R2、R3所构成。
6.根据权利要求5所述的低压差线性稳压器电路，其特征在于所述的电流镜电路为基本结构电流镜(301)，其包括两个具有设定特征尺寸比例关系的NMOS管M1、M2；两个具有与所述NMOS管M1、M2相同特征尺寸比例关系的PMOS管M3、M4；一个与所述PMOS管M3特征尺寸比为a的PMOS管M5，其中a为可选常数。
7.根据权利要求6所述的低压差线性稳压器电路，其特征在于所述的NMOS管M1、M2的特征尺寸比例与两电阻R2、R3的比例相反。
8.根据权利要求5所述的低压差线性稳压器电路，其特征在于所述的电流镜电路为一个共源共栅结构电流镜(303)，其包括两个具有设定特征尺寸比例关系的NMOS管M1、M2；两个具有与所述NMOS管M1、M2相同特征尺寸比例关系的PMOS管M3、M4；一个与所述PMOS管M3特征尺寸比为a的PMOS管M5，其中，其中a为可选常数；两个与所述NMOS管M1、M2具有相同特征尺寸的NMOS管M6、M7；以及三个与所述PMOS管与M3、M4、M5具有相同特征尺寸的PMOS管M8、M9和M10。
9.根据权利要求8所述的低压差线性稳压器电路，其特征在于所述的NMOS管M1、M2的特征尺寸比例与两电阻R2、R3的比例相反。
全文摘要
一种低压差线性稳压器电路，由基准电压电路(201)、误差放大器EA(102)、输出功率管MPX(103)和负载电路(105)构成，其特征在于所述负载电路(105)的输出端直接与输出功率管MPX(103)相连，且该负载电路(105)的输出端还反馈至误差放大器EA(102)的输入正极端。本发明可以从根本上减小输出噪声，同时提高PSRR。另外，在本发明中产生一个温度系数可变的与温度成正比电流，这个PTAT电流和电阻的温度系数进行补偿，在电阻上得到一个不随温度变化而变化的基准电压，在PTAT电流和电阻的温度系数匹配好后，可以很方便的通过调整电阻的阻值大小或者是电流的大小来调整基准输出电压的大小，因此本发明能够产生灵活可变的基准电压。
文档编号G05F3/26GK1825240SQ20061002503
公开日2006年8月30日 申请日期2006年3月24日 优先权日2006年3月24日
发明者史亚军, 孙洪军, 吴珂 申请人:启攀微电子(上海)有限公司