具有电荷补偿和动态偏置的半导体激光器电路及计算方法与流程

本发明属于光纤通信的光电集成电路，具体涉及一种具有电荷补偿和动态偏置的半导体激光器电路及计算方法。

背景技术：

以太网无源光网络是目前实现光纤到户的热门技术。该技术将以太网与无源光网络技术结合在一起，是一种能良好适应ip数据业务的接入方式。物理层相关芯片的设计，尤其是用于实现高速率的突发模式收发机物理层芯片，目前的研究尚有不足。

ieee802.3av工作组为epon定义了2种物理层配置方案：非对等配置与对等配置，以渐进地推广epon。其中，非对等配置的上行速率与下行速率不等；而对等配置的上行与下行速率相等。对于上行速率仅为1.25gbit/s的非对等配置，由于gepon已经实现商用，技术相对成熟，可直接沿用gepon的相关技术；同时，由于10g-epon的下行采用广播方式，不涉及突发机制，可直接选用传统的连续模式万兆光纤以太网相关器件。因此，目前实现商用的10g-epon系统大多采用非对等速率配置，并把实现上下行均为10gbit/s的对等速率作为未来升级的目标。

针对高速率的突发模式半导体激光器驱动芯片，典型工作指标为提供30ma以上的调制电流。考虑到开启dfb激光器的阈值电流仅为10ma左右，30ma的调制电流已远远高于阈值电流，足以让激光器产生一定的光功率输出。因此，突发模式调制电路应具有如下机制：具备有在输入信号tx+/tx－控制下迅速开启/完全关断调制电流的功能，避免激光器产生光功率输出并干扰其他处于使能周期的onu。

目前，在大部分产品中，均采用直接关闭调制电路开关级尾电流的方法。鉴于用于驱动半导体激光器的驱动电路需要提供较大的调制电流，作为尾电流源的mos管都具有极大的尺寸，寄生电容较大，因此将尾电流完全减至0或者增大尾电流至额定值需要一定过程，不利于缩短开启与关断的过渡时间。

技术实现要素：

发明目的：为了实现半导体激光驱动电路中调制电流的迅速开启或完全关断，本发明提供第一目的是提供一种具有电荷补偿和动态偏置的半导体激光器电路，第二目的是提供一种具有电荷补偿和动态偏置的半导体激光器电路的计算方法。

为实现上述目的，本发明所提供的技术方案如下。

一种具有电荷补偿和动态偏置的半导体激光器电路，所述电路包括驱动电路、电荷补偿电路和动态偏置电路，所述电路的发送端信号tx+、tx-分别经过反相放大器iv1、iv2及iv3、iv4两级放大后，tx+信号和电容c1负极、晶体管m1的栅极与晶体管m6栅极连接，tx-信号和电容c2正极、晶体管m2的栅极和晶体管m5的栅极连接；晶体管m1和晶体管m2源极分别接地，晶体管m1漏极连接电容c1的正极、晶体管m5的漏极与晶体管m3的源极，晶体管m2的漏极连接电容c2的负极、晶体管m6的漏极与晶体管m4的源极；晶体管m3与晶体管m4的栅极接偏置电平vm，晶体管m3的漏极接晶体管m11的漏极，晶体管m4的漏极接晶体管m12的漏极，晶体管m11与晶体管m12的栅极连接偏置电平vp1，晶体管m11和晶体管m12的源极连接电源电压vcc。晶体管m5的源极接晶体管m9的源极与晶体管m8的漏极，晶体管m6的源极接晶体管m7的漏极和晶体管m10的源极。晶体管m7与晶体管m8的栅极连接偏置电压vn1，晶体管m7与晶体管m8的源极接地。晶体管m9与晶体管m10的栅极连接偏置电压vm，晶体管m9与晶体管m10的漏极连接电源电压vcc。

进一步的，所述电路包括的驱动电路、电荷补偿电路和动态偏置电路具体如下：

所述的驱动电路由反相放大器iv1、反相放大器iv2、反相放大器iv3、反相放大器iv4、晶体管m1、晶体管m2、晶体管m3、晶体管m4、晶体管m11、晶体管m12组成；

所述的电荷补偿电路由电容c1和电容c2组成；

所述所述动态偏置电路包括晶体管m5、晶体管m6、晶体管m7、晶体管m8、晶体管m9和晶体管m10组成。

优选的，所述驱动电路中，晶体管m1、晶体管m2为宽长比等于600um/0.13um的nmos开关管，晶体管m3、晶体管m4为宽长比等于600um/0.5um的nmos镜像管。

优选的，所述电荷补偿电路中，电容c1和电容c2为大小为1pf的mim电容。

优选的，所述的动态偏置电路中，晶体管m5和晶体管m6为宽长比等于30um/0.13um的nmos晶体管；晶体管m7和晶体管m8宽长比为20um/0.13um的nmos开关管；晶体管9和晶体管m10为宽长比等于20um/0.5um的nmos镜像管；晶体管m11和晶体管m12为宽长比等于20um/0.4um的pmos镜像管。

一种具有电荷补偿和动态偏置的半导体激光器电路的计算方法，在实施上述所述电路中，当发送数据为1时，电路中晶体管m1和晶体管m6导通，晶体管m2和晶体管m5关断，具体计算过程如下：

(1)忽略晶体管m1的导通电阻，晶体管m3源极电压为0，流过晶体管m3的电流大小为：

式中：im3为m3漏极电流；un为电子迁移率；cox为栅极单位面积电容；w3/l3为m3的宽长比；vm为偏置电压，大小受dac控制；vthn为晶体管阈值电压；

(2)晶体管m11导通，进入饱和区，其晶体管m11的电流大小为：

式中：im11为m11漏极电流；w11/l11为m11的宽长比；vp1为m11的栅极电压；vthp为pmos管阈值电压；

(3)晶体管m5输出电流为：

iout1＝im3-im11

式中：iout1为输出级发送数据1时的输出电流；

(4)晶体管m2关断，晶体管m6导通，晶体管m4的电流为：

式中：im7为流过m7的饱和电流；vn1为m7、m8栅极电压；w7/l7为m7沟道宽长比。

进一步的，所述方法中由于im7<im11，且im7<<im3，因此，m12工作于线性区，m4工作于饱和区，得如下关系式：

δv≈vs4≈vm-vthn

式中：vs4为m4源极电压；δv为发送数据翻转时节点nd2的翻转电压；

由于晶体管存在亚阈值导通效应，导致nd2电压上升,即：

δv'≈vm

式中：δv'为无动态偏置电路时节点nd2的翻转电压。

进一步的，电荷补偿电路中的电容c1和c2和动态偏置电路的计算表达式如下：

式中：trising为m1导通时节点nd1的电压上升时间；cpra为节点nd1与地之间的寄生电容；cgd为m1栅极与漏极间耦合电容；vdig为前级放大器输出高电平电压；idisc为数据翻转时节点nd1等效平均放电电流；tfalling为m1关断时节点nd1的电压下降时间；ic为数据翻转时节点nd1的等效平均充电电流。

有益效果：与现有技术相比，本发明实现了调制电流的快速开启、关断，该电路所设置的动态偏置电路减少发送数据翻转时输出节点翻转的电压压差。同时电路中设置的电荷补偿电容减小发送数据翻转时开关管栅极到节点输出节点的耦合电容效应，二者共同提高了发送数据时开关管开启与关断的过渡时间。

附图说明

图1是现有技术的半导体激光器驱动电路图；

图2是本发明所述半导体激光器电路的电路图；

图3是本发明输出级瞬态响应的仿真示意图。

具体实施方式

为详细的说明本发明所公开的技术方案，下面结合说明书附图及具体实施例做进一步的阐述。

在现有的大部分产品中，对于半导体激光器的驱动控制采用的开启关断方案如图1所示，直接关闭调制电路开关级尾电流的方法。本发明所提供的一种具有电荷补偿的动态偏置半导体激光器电路如图2所示。该电路具体如下：

该半导体激光器电路包括驱动电路、电荷补偿电路和动态偏置电路，该电路的发送端信号tx+、tx-经反相放大器iv1、iv2、iv3和iv4两级放大后，tx+信号和电容c1负极、晶体管m1的栅极与晶体管m6栅极连接，tx-信号和电容c2正极、晶体管m2的栅极和晶体管m5的栅极连接。晶体管m1和晶体管m2源极分别接地。晶体管m1漏极连接电容c1的正极、晶体管m5的漏极与晶体管m3的源极，晶体管m2的漏极连接电容c2的负极、晶体管m6的漏极与晶体管m4的源极。晶体管m3与晶体管m4的栅极接偏置电平vm。晶体管m3的漏极接晶体管m11的漏极，晶体管m4的漏极接晶体管m12的漏极，晶体管m11与晶体管m12的栅极连接偏置电平vp1，晶体管m11和晶体管m12的源极连接电源电压vcc。晶体管m5的源极接晶体管m9的源极与晶体管m8的漏极，晶体管m6的源极接晶体管m7的漏极和晶体管m10的源极。晶体管m7与晶体管m8的栅极连接偏置电压vn1，晶体管m7与晶体管m8的源极接地。晶体管m9与晶体管m10的栅极连接偏置电压vm，晶体管m9与晶体管m10的漏极连接电源电压vcc。电容c1和电容c2为大小为1pf的mim电容。

在上述具有电荷补偿和动态偏置的半导体激光器电路计算上，本发明提供一种具有电荷补偿的动态偏置半导体激光器电路的计算方法，主要节点电流(电压)计算如下：

当发送数据为1时，m1、m6导通，m2、m5关断。忽略m1的导通电阻，m3源极(节点nd1)电压为0，左半支路流过m3的电流大小为

式中：im3为m3漏极电流；un为电子迁移率；cox为栅极单位面积电容；w3/l3为m3的宽长比；vm为偏置电压，大小受dac控制；vthn为晶体管阈值电压。m11导通，进入饱和区，电流大小为

式中：im11为m11漏极电流；w11/l11为m11的宽长比；vp1为m11的栅极电压；vthp为pmos管阈值电压。由于m5关断，输出电流为：

iout1＝im3-im11(3)

式中：iout1为输出级发送数据1时的输出电流。

同时，m2关断，m6导通，m4电流为

式中：im7为流过m7的饱和电流；vn1为m7、m8栅极电压；w7/l7为m7沟道宽长比。由于im7<im11，且im7<<im3，因此，m12工作于线性区，m4工作于饱和区，可得

δv≈vs4≈vm-vthn(5)

式中：vs4为m4源极(节点nd2)电压；δv为发送数据翻转时节点nd2的翻转电压。由公式(4)可得，由于动态偏置电路的作用，m4仍然工作于饱和区。如果没有动态偏置电路，m2关断，m4进入截止区。由于晶体管存在亚阈值导通效应，导致nd2电压上升,可得

δv'≈vm(6)

式中：δv'为无动态偏置电路时节点nd2的翻转电压。比较公式(5)和公式(6)，动态偏置电路保持m2关断时m4仍工作于饱和区，降低了节点nd2电压。

对于节点nd1和nd2，当数据翻转时，m1和m2的栅极与漏极间的耦合电容造成漏极充放电电荷增加。因此，增加了电荷补偿电容c1和c2，补偿耦合电容的影响。

同时考虑电荷补偿电容和动态偏置电路，可得

式中：trising为m1导通时节点nd1的电压上升时间；cpra为节点nd1与地之间的寄生电容；cgd为m1栅极与漏极间耦合电容；vdig为前级放大器输出高电平电压；idisc为数据翻转时节点nd1等效平均放电电流；tfalling为m1关断时节点nd1的电压下降时间；ic为数据翻转时节点nd1的等效平均充电电流。

根据公式(7)和公式(8)，动态偏置电路减少发送数据翻转时节点nd1和nd2的电压压差，电荷补偿电容减小发送数据翻转时开关管栅极到节点nd1和nd2的耦合电容效应，二者共同提高了发送数据翻转时节点nd1和nd2的电压上升和下降速度。根据公式(1)，节点nd1和nd2的电压上升和下降速度决定了激光驱动器的输出电流瞬态响应速度。因此，动态补偿电路和电荷补偿电容提高了具有大电流输出能力的激光驱动器瞬态响应速度。

本发明的仿真结果如图3所示。具有动态偏置电路和电荷补偿电容的输出级电路，输出电流上升下降时间减小了35ps左右。