开关电源电路的制作方法

专利名称：开关电源电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及被提供作为各种电子设备的电源的开关电源电路。
背景技术：
专利文献1日本专利申请早期公开No.平6-327246(图33)近来，由于能够耐受相对高的电流和高频电压的开关设备的发展，大多数对商用电源电压整流并获得希望的直流电压的电源电路已经变为开关型电源电路。
开关电源电路具有变压器以及通过提高开关频率而被小型化的其他器件，并被用作用于各种电子设备的电源，作为高功率直流到直流变换器。
通常，当商用电源电压被整流时，在平滑电路中流动的电路具有失真波形，从而引起指示电源利用效率的电源因子恶化。
另外，需要用于抑制由这种失真电流波形引起的谐波的措施。
所谓的适应宽范围(wide range)的电源电路已知作为这样的开关电源电路其被配置以能够执行应对大约AC 85V到288V的交变输入电压范围的操作，使得适应交变输入电压AC 100V系统的区域，例如日本和美国，以及交变输入电压AC 200V系统的区域，例如欧洲。
作为上述的谐振变换器，已知一种谐振变换器，其被配置以通过控制形成变换器的开关器件的开关频率来获得稳定化(开关频率控制系统)。
例如在被配置以通过通用振荡和驱动电路IC来开关驱动开关器件的这种开关频率控制系统的谐振变换器中，开关频率fs的最大可变范围例如是fs＝约50kHz到约250kHz。利用这样的可变范围，例如在负载功率Po在Po＝0W到约90W或者甚至约150W的相对宽的变换范围中变化的负载条件下，基本不可能在应对AC 85V到288V的交变输入电压的宽的范围的同时获得稳定化。
例如当在应对约AC 85V到144V的范围内的变化的AC 100V系统的单范围(single range)配置中，执行应对负载功率Po＝150W到0W的负载变化时，开关频率可变范围是约80kHz到约200kHz。为了实现应对上述AC 85V到288V的范围内的变化的宽范围配置，需要例如约80kHz到500kHz的宽的范围作为开关频率控制范围。以上述振荡和驱动IC的最大可变范围，基本不可能控制该开关频率。
即使振荡和驱动IC实现了这样的宽频率控制范围，400kHz或者500kHz的高开关频率也会例如涉及在开关器件和变压器处的损耗的增加，从而使得很难获得实用数字值的电源变换效率。
由于这些原因，谐振变换器基本不可能被配置为通过开关频率控制来应对宽范围。
因此，作为使得能够在谐振变换器值实现适应宽范围配置并且改善电源因子的传统技术，已知一种使用所谓的有源滤波器的方法(例如参见上述专利文献1)。
这种有源滤波器的基本结构例如示出在图33中。
在图33中，桥式整流电路Di连接到商用交流电源线路AC。输出电容器Cout与桥式整流电路Di的正极/负极并联连接。桥式整流电路Di的整流输出被提供到输出电容器Cout，在此处，作为输出电容器Cout两端的电压，获得了直流电压Vout。该直流电压Vout作为输入电压被提供到负载110，例如在后级中的直流到直流变换器。
如图所示，用于改善电源因子的配置包括电感器L、快速恢复型二极管D、电阻Ri、开关器件Q和乘法器111。
电感器L和二极管D彼此串联连接，并且插入在桥式整流电路Di的正极输出端与输出电容器Cout的正极端之间。
电阻Ri插入在桥式整流电路Di的负极输出端与输出电容器Cout的负极端之间。
在这种情况中，MOS-FET被选择作为开关器件Q。如图所示，开关器件Q插入在初级侧(primary side)的地与电感器L和二极管D间的连接点之间。
乘法器111与作为前馈电路的电流检测线路LI和波形输入线路Lw以及作为反馈电路的电压检测线路Lv连接。
乘法器111检测流过桥式整流电路Di的负极输出端的整流电流的水平，该电流的水平从电流检测线路LI输入。
乘法器111还检测桥式整流电路Di的正极输出端处的整流电压的波形，该电压的波形从波形输入线路Lw输入。这等效于商用交流电源AC(交变输入电压)的绝对值的检测。
乘法器111还基于输出电容器Cout的直流输入电压Vout，检测直流输入电压的变化差，其电压从电压检测线路Lv输入。
乘法器111输出用于驱动开关器件Q的驱动信号。
流过桥式整流电路Di的负极输出端的整流电流从电流检测线路LI输入到乘法器111。乘法器111检测从电压检测线路Lv输入的整流电流的水平。乘法器111还基于输出电容器Cout的直流输入电压Vout，检测直流输入电压的变化差，其电压从电压检测线路Lv输入。乘法器111还检测桥式整流电路Di的正极输出端处的整流电压的波形，该电压的波形从波形输入线路Lw输入。这等效于商用交流电源AC(交变输入电压)的绝对值的检测。
乘法器111首先将上述的从电流检测线路LI检测的整流电流的水平于从电压检测线路Lv检测的直流输入电压的变化差相乘。然后，乘法器111基于乘法结果以及从波形输入线路Lw检测的直流输入电压的波形，产生与交变输入电压VAC波形相同的电流命令值。
此外，该情况中的乘法器111将电流命令值与交变输入电流的实际水平(基于来自电流检测线路LI的输入而检测的水平)相比较，根据电流命令值与交变输入电流的实际水平之间的差对PWM(脉宽调制)信号执行PWM控制，并且基于PWM信号产生驱动信号。开关器件Q被该驱动信号开关驱动。结果，交变输入电流被控制使得具有与交变输入电压相同的波形，并且电源因子接近1，从而被改善。并且，在该情况中，由于乘法器产生的电流命令值被控制使得幅度根据经整流和平滑的电压的变化差而改变，所以经整流和平滑的电压的变化被抑制。
图34A示出了输入到图33所示的有源滤波器中的输入电压Vin和输入电流Iin。电压Vin对应于作为桥式整流电路Di的整流输出的电压的波形，而电流Iin对应于作为桥式整流电路Di的整流输出的电流的波形。电流Iin的波形具有与桥式整流电路Di的整流输出电压(电压Vin)相同的导通角(conduction angle)。这指示出从商用交流电源AC流到桥式整流电路Di的交变输入电流的波形具有与电流Iin相同的导通角。即，获得了接近1的电源因子。
图34B示出了输入到输出电容器Cout并从输出电容器Cout输出的能量(功率)Pchg。当输入电压Vin高时，输出电容器Cout存储能量，并且当输入电压Vin低的时候释放能量，从而维持输出电源流。
图34C示出了上述输出电容器Cout的充电和放电电流Ichg的波形。如从充电和放电电流Ichg与图34B的输入和输出能量Pchg的波形同相的事实也可以理解的，充电和放电电流Ichg流动，使得对应于通过输出电容器Cout的存储/释放能量Pchg的操作。
与输入电流Vin不同，充电和放电电流Ichg具有与交变线路电压(商用交流电源AC)的二次谐波基本相同的波形。由于向输出电容器Cout和从输出电容器Cout的能量流动，作为二次谐波分量的波纹电压Vd出现在图34D所示的交变线路电压中。因为无功电源变换，波纹电压Vd具有相对于图34C所示的充电和放电电流Ichg的90°相位差。输出电容器Cout的等级是考虑了二次谐波波纹电流以及来自对二次谐波电流进行调制的升压变换器开关的高频波纹电流处理而确定的。
图35示出了具有基本控制电路系统的有源滤波器的配置示例，其滤波器基于图33的电路配置。顺便提及，与图33相同的部分以相同的参考标号表示，并将省略对其的描述。
开关预调器115被设置在桥式整流电路Di的正极输出端与输出电容器Cout的正极端之间。开关预调器115是由图33中的开关器件Q、电感器L、二极管D等形成的部分。
含有乘法器111的控制电路系统还具有电压误差放大器112、除法器(divider)113以及平方单元(squaring unit)114。
电压误差放大器112通过分压电阻Rvo和Rvd，对输出电容器Cout的直流电压Vout分压，然后将结果输入到运算放大器112a的正相输入端。运算放大器112a以通过反馈电阻Rvl和电容器Cvl确定的放大因子，放大具有与参考电压Vref与被分压的直流电压Vout之间的误差相对应的电平的电压。运算放大器112a然后将经放大的电压作为误差输出电压Vvea输出到除法器113。
平方单元114被提供了所谓的前馈电压Vff。前馈电压Vff是通过由平均电路116(Rf11、Rf12、Rf13、Cf11和Cf12)对输入电压Vin平均所获得的输出(平均输入电压)。平方单元114使前馈电压Vff平方，然后将平方后的前馈电压Vff输出到除法器113。
除法器113将来自电压误差放大器112的误差输出电压Vvea除以平均输入电压的平方值，该值是从平方单元114输出的。除法器113然后将作为除法结果的信号输出到乘法器111。
即，通过平方单元114、除法器113和乘法器111，形成了电压环。来自电压误差放大器112的误差输出电压Vvea在通过乘法器111乘以整流输入信号Ivac之前，被除以平均输入电压(Vff)的平方。该电路将电压环的增益维持在恒定水平，而不改变是平均输入电压(Vff)平方的增益。平均输入电压(Vff)具有开环校正功能，其在电压环的的前向方向上馈入。
乘法器111被提供了通过由乘法器111对误差输出电压Vvea分压所获得的输出，并且经由电阻Rvac被提供了桥式整流电路Di的正极输出端(整流输出线路)的整流输出(Iac)。在该情况中，整流输出被表示为电流(Iac)，而不是电压。乘法器111将这些输入相乘，从而产生电流编程信号(乘法器输出信号)Imo，然后输出该电流编程信号。该信号对应于参考图33所描述的电流命令值。通过改变电流编程信号的平均幅度，控制输出电压Vout。即，产生了与电流编程信号的平均幅度的改变相对应的PWM控制，并且通过基于PWM信号的驱动信号，执行开关驱动，从而控制输出电压Vout的电平。
因此，电流编程信号具有用于控制输入电压和输出电压的平均幅度的波形。顺便提及，有源滤波器不仅控制输出电压Vout，而且控制输入电压Vin。可以说，前馈电路中的电流环被整流线路电压编程，并且因此，对后级中的变换器(负载110)的输入是阻性的。
图36示出了一个电源电路的配置实例，该电源电路是通过在基于图33所示配置的有源滤波器之后的级中连接电流谐振变换器而形成的。该图中所示的电源电路是应对AC 100V系统和AC 200V系统两种交变输入电压的所谓的适应宽范围的电源电路。并且，该电源电路被配置为满足负载功率＝0到150W的条件。电流谐振变换器具有半桥耦合系统的内激电流谐振变换器的配置。
在图36所示的电源电路中，由两个共模扼流圈CMC和三个横跨电容器CL所形成的共模噪声滤波器以图中所示的连接方式，连接到商用交流电源AC，并且桥式整流电路Di连接在后级中。
桥式整流电路Di的整流输出线路与常模噪声滤波器125连接，该常模噪声滤波器125通过如图所示地连接一个扼流圈LN和两个滤波电容器(薄膜电容器)而形成。
桥式整流电路Di的正极输出端经由扼流圈LN、功率扼流圈PCC的电感器Lpc和快速恢复型整流二极管D20的串联连接，连接到平滑电容器Ci的正极端。平滑电容器Ci对应于图33和图35中的输出电容器Cout。功率扼流圈PCC的电感器Lpc和二极管D20分别对应于图33的电感器L和二极管D。
另外，由电容器Csn和电阻Rsn形成的RC缓冲器与图36中的整流二极管D20并联连接。
该图中的开关器件Q11对应于图33中的开关器件Q10。即，在实际安装有源滤波器的开关器件时，该情形中的开关器件Q11(经由电阻R3)插入在电感器Lpc和快速恢复型整流二极管D20的连接点与初级侧的地之间。
该情况中，MOS-FET被选择作为开关器件Q11。
该情况中的电源因子和输出电压控制IC 120是控制有源滤波器的操作以改善电源因子使得电源因子接近1的集成电路(IC)。
在该情况中，电源因子和输出电压控制IC 120例如包括乘法器、除法器、电压误差放大器、PWM控制电路以及用于输出驱动信号以对开关器件进行开关驱动的驱动电路。与图35所示的乘法器111、电压误差放大器112、除法器113、平方单元114等相对应的电路部分被包括在电源因子和输出电压控制IC 120中。
在该情况中，反馈电路被形成以便将通过由分压电阻R5和R6对平滑电容器Ci两端的电压分压所得到的电压值(经整流和平滑的电压Ei)输入到电源因子和输出电压控制IC 120的端子T1。
前馈电路将来自插入在开关器件Q11的源极与初级侧的地之间的电阻R3的连接点的整流电流的水平通过电阻R4输入到电源因子和输出电压控制IC 120的端子T2。即，形成了作为与图33的电流检测线路LI相对应的线路的前馈电路。
电源因子和输出电压控制IC 120的端子T4被提供了用于电源因子和输出电压控制IC 120的运行功率。图中所示的由二极管D21和电容器21形成的半波整流电路通过在功率扼流圈PCC中的变压器耦合，将耦合到电感器Lpc的绕组N5中所激励的交变电压变换位低直流电压，然后将该低直流电压提供到电源因子和输出电压控制IC 120的端子T4。
电源因子和输出电压控制IC 120从其端子T3将用于驱动开关器件的驱动信号提供到开关器件Q11的栅极。
开关器件Q11根据对其施加的驱动信号，执行开关操作。
如参考图33和图35所描述的，开关器件Q11通过基于PWM控制的驱动信号被开关驱动，使得整流输出电流的导通角基本等于整流输出电压的波形的导通角。与整流输出电压波形的导通角基本相等的整流输出电流的导通角意味着从商用交流电源AC流入的交变输入电流的导通角基本等于交变电压VAC的波形的导通角。因此，电源因子被控制位基本为1。即，电源因子被改善。
作为代表实际电源因子改善操作的图形，图37和图38以比较的方式，示出了在图36所示的电路中获得的交变输入电流IAC的波形以及交变输入电压VAC。图37示出了当交变输入电压VAC＝100V时的结果。图38示出了当交变输入电压VAC＝230V时的波形。
如图37所示，当交变输入电压VAC＝100V时，交变输入电流IAC的峰值水平为6.5安培(Ap)。可以理解，交变输入电流IAC的传导时段基本与交变输入电压VAC的传导时段一致，并且电源因子从而被改善。
当交变输入电压VAC＝230V时，如图38所示，交变输入电流IAC的峰值电平时3.0安培。同样在该情况中可以理解，交变输入电流IAC的传导时段基本与交变输入电压VAC的传导时段一致，并且电源因子从而被改善。
除了这种电源因子的改善，图36中所示的电源因子和输出电压控制IC 120操作以便使得在交变输入电压VAC＝85V到264V的范围中，经整流和平滑的电压Ei(对应于图35中的Vout)恒定等于280V。即，被稳定在380V处的直流输入电压被提供到后级中的电流谐振电路，而不管交变输入电压VAC＝85V到264V的变化范围。这同样由图37和图38中的交变输入电流IAC的峰值水平在交变输入电压VAC＝230V时降低到小于1/2而指示出。
交变输入电压VAC＝85V到264V的这样的范围连续覆盖了商用交流电源AC 100V系统和商用交流电源AC 200V系统。因此，后级中的开关变换器被提供了这样的直流输入电压(Ei)，该直流输入电压在商用交流电源AC 100V系统和商用交流电源AC 200V系统的情况中被稳定在相同电平处。即，拥有有源滤波器，图36所示的电源电路还被配置为宽范围电源电路。
有源滤波器后级中的电流谐振变换器包括两个开关器件QI和Q2，如图所述。在该情况中，开关器件Q1和Q2通过半桥耦合彼此连接，使得开关器件Q1在高侧，开关器件Q2在低侧。开关器件Q1和Q2与经整流和平滑的电压Ei(直流输入电压)并联连接。即，变换器形成了半桥耦合系统的电流谐振变换器。
该情况中的电流谐振变换器是外部激励的。相应地，MOS-FET被用作开关器件Q1和Q2。阻尼二极管DD1和DD2分别与开关器件Q1和Q2并联连接，从而形成开关电路。阻尼二极管DD1和DD2形成当开关器件Q1和Q2关断时用于在正方向上通过电流的路径。
开关器件Q1和Q2以开关器件Q1和Q2交替地导通/关断的定时中的所要求的开关频率，被振荡和驱动电路2开关驱动。振荡和驱动电路2操作使得在图中所示的控制电路1的根据后面将描述的次级侧(secondaryside)直流输出电压Eo电平的控制下，可变地控制开关频率。振荡和驱动电路2从而稳定次级侧直流输出电压Eo。
绝缘变换器变压器(isolated converter transformer)PIT被提供以将开关器件Q1和Q2的开关输出从初级侧传递到次级侧。
绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的一个端部连接到开关器件Q1和Q2之间的连接点(开关输出点)。绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的另一端部经由串联谐振电容器C1连接到初级侧的地。串联谐振电容器C1的电容和初级绕组N1的漏电感(L1)形成串联谐振电路。用于将初级侧的开关变换器的操作变换为电流谐振型操作。通过被提供开关器件Q1和Q2的开关输出，串联谐振电路执行谐振操作。从而，串联谐振电路将由开关器件Q1和Q2形成的开关电路的操作转换为电流谐振型操作。
次级绕组N2缠绕在绝缘变换器变压器PIT的次级侧。
该情况中的次级绕组N2与全波整流电路连接，其中该全波整流电路由桥式整流电路形成，该桥式整流电路包括以桥式连接方式彼此连接的整流二极管D01到D04和平滑电容器Co。从而，作为平滑电容器Co两端的电压，获得了次级侧直流输出电压Eo。次级侧直流输出电压Eo被提供到图中未示出的负载侧，并且还被分支，以被输入作为上述控制电路1的检测电压。控制电路1向振荡和驱动电路2提供控制信号，该控制信号对应于被输入到控制电路1的次级侧直流输出电压Eo的电平。根据控制信号，振荡和驱动电路2驱动开关器件Q1和Q2，使得开关器件Q1和Q2的开关频率被改变，以稳定次级侧直流输出电压Eo。即，通过开关频率控制系统，次级侧直流输出电压Eo被稳定。
图39示出了交流到直流电源变换效率(总效率)、电源因子以及经整流和平滑的电压Ei相对于负载变化的特性。该图示出了相对于负载功率Po＝150W到0W变化的特性。交变输入电压VAC＝100V(AC 100V系统)时的特性由实线表示，交变输入电压VAC＝230V(AC 200V系统)时的特性由虚线表示。
图40示出了交流到直流电源变换效率(总效率)、电源因子以及经整流和平滑的电压Ei相对于交变输入电压VAC变化的特性。该图示出了在负载功率Po＝150W的固定条件下，相对于交变输入电压VAC＝85V到264V变化的特性。
如图39所示，交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)随着负载功率Po增大而增大。相对于交变输入电压VAC的变化，在相同的负载条件下，交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)随着交变输入电压VAC的电平升高而增大，如图39和图40所示。
实践中，在负载功率Po＝150W的负载条件下，当交变输入电压VAC＝100V时，ηAC→DC＝约88.0％，当交变输入电压VAC＝230V时，ηAC→DC＝约91.0％。
如图39所示，电源因子PF随着负载功率Po增大而增大。如图39和图40所示，相对于交变输入电压VAC的变化，电源因子PF随着交变输入电压VAC的电平升高而减小。
实践中，在负载功率Po＝150W的负载条件下，当交变输入电压VAC＝100V时，电源因子PF＝约0.99，当交变输入电压VAC＝230V时，电源因子PF＝约0.98。
如图39和图40所示，经整流和平滑的电压Ei相对于负载功率Po＝150W到0W以及交变输入电压VAC＝85V到264V的变化是恒定的。

发明内容
如从至此的说明中可以理解的，图36所示电源电路利用图33和图35所示的传统公知的有源滤波器而被形成。通过采用这样的配置，改善了电源因子。另外，在150W或者更低的负载功率条件下，实现了工作在商用交流电源AC 100V系统和商用交流电源AC 200V系统中的所谓的适应宽范围的配置。
但是，图36所示的电源电路具有如下问题。
首先，图36所示电源电路的电源变换效率是与后级中的有源滤波器相对应的交流到直流电源变换效率和后级中的电流谐振变换器的直流到直流电源变换效率的总计，同样如图中所示。
即，图36所示的电源电路的总电源变换效率是通过将这些电源变换效率的值一起相乘而得到的值，因此趋向于被相应地降低。
根据实验，与图36的电路中的有源滤波器相对应的部分的交流到直流电源变换效率当交变输入电压VAC＝100V时是ηAC→DC＝约93％，并且当交变输入电压VAC＝230V时是ηAC→DC＝约96％。当负载功率Po＝150W且经整流和平滑的电压Ei＝380V时，电流谐振变换器侧的直流到直流电源变换效率是ηDC→DC＝约95％。
因此，如上面参考图39和图40所描述的，图36的电路的总交流到直流电源变换效率当交变输入电压VAC＝100V时，被减小到ηAC→DC＝约88.0％，当交变输入电压VAC＝230V时，被减小到ηAC→DC＝约91.0％。
另外，由于有源滤波器电路执行硬切换操作，所以出现很高水平的噪声。因此，需要相对严格的措施来抑制噪声。
因此，在图36所示的电源电路中，由两个共模噪声扼流圈和三个横跨电容器形成的噪声滤波器被形成在商用交流电源AC的线路中，即，需要两级或者更多级的滤波器。
并且，由一个扼流圈LN和两个滤波电容器CN形成的常模噪声滤波器被提供在整流输出线路中。此外，对于用于整流的快速恢复型整流二极管D20，提供了RC缓冲器(snubber)电路。
因此，实际的电路需要使用大量元件来抵抗噪声的措施，这导致成本的增加和电源电路板的安装面积的增大。
此外，虽然被作为通用IC的电源因子和输出电源控制IC 120操作的开关器件Q11的开关频率被固定在60kHz，但是后级中的电流谐振变换器的开关频率在80kHz到200kHz的范围内变化。由于开关器件Q11和电流谐振变换器的开关定时是这样彼此独立的，所以通过开关器件Q11和电流谐振变换器的开关操作而获得的初级侧的地电势彼此干扰，从而变得不稳定，使得例如易于发生异常振荡。这例如使得电路设计变得困难，并且降低可靠性。
因此，鉴于上述问题，根据本发明实施例的开关电源电路如下形成。
该开关电源电路包括整流和平滑装置，其被提供了商用交流电源，并且产生经整流和平滑的电压；开关装置，其被提供经整流和平滑的电压作为直流输入电压，并执行开关操作，该开关装置包括开关器件；和用于对开关器件进行开关驱动的开关驱动装置。
该开关电源电路还包括通过至少缠绕初级绕组和次级绕组而形成的变换器变压器，其中初级绕组被提供通过开关装置的开关操作而获得的开关输出，次级绕组中由初级绕组感应了交变电压，在变换器变压器的磁芯的预定位置处形成的间隙的长度被设置为使得在变换器变压器的初级侧与次级侧之间获得预定耦合系数；和初级侧串联谐振电路，其至少由变换器变压器的初级绕组的漏电感分量和与初级绕组串联连接的初级侧串联谐振电容器的电容形成，对初级侧串联谐振电路设置预定的第一谐振频率，初级侧串联谐振电路将开关装置的操作转换为电流谐振型操作。
该开关电源电路还包括次级侧串联谐振电路，其至少由变换器变压器的次级绕组的漏电感分量和与次级绕组串联连接的次级侧串联谐振电容器的电容形成，对次级侧串联谐振电路设置了预定的第二谐振频率。
该开关电源电路还包括次级侧直流输出电压生成装置，用于通过接收在次级侧串联谐振电路中获得的谐振输出并执行整流操作，生成次级侧直流输出电压；和恒压控制装置，用于根据次级侧直流输出电压的电平，通过控制开关驱动装置来改变开关装置的开关频率，以对次级侧直流输出电压执行恒压控制。
该开关电源电路还包括电源因子改善装置，其被配置以将通过开关装置的开关操作而在初级侧串联谐振电路中获得的开关输出反馈到形成整流和平滑装置的整流和平滑电路的预定整流电流路径，并且根据被反馈的开关输出，中断整流电流。
该开关电源电路还包括总耦合系数设置装置，用于设置变换器变压器的初级侧与次级侧之间的总耦合系数，使得通过具有初级侧串联谐振电路和次级侧串联谐振电路而形成的磁耦合型谐振电路的响应于频率信号输入的输出特性是单峰特性，所述频率信号具有所述开关频率。
如此形成的开关电源电路具有系统的电源因子改善功能，其将在初级侧串联谐振电路中获得的开关输出反馈到整流电流路径；具有这样的开关变换器的配置，其中形成了将初级侧开关操作转换为电流谐振操作的初级侧串联谐振电路；并且还具有次级侧上的串联谐振电路。
利用这样的配置，根据本发明实施例的开关电源电路通过变换器变压器的磁耦合，形成了耦合型谐振电路。此外，被认为是弱耦合的预定值被设置作为该电源电路内的变换器变压器的初级侧与次级侧之间的总耦合系数。
通过这样将用于弱耦合的值设置作为变换器变压器的总耦合系数，可以获得陡峭的单峰特性作为响应于作为对耦合型谐振电路的输入的具有开关频率的频率信号(开关输出)的输出特性。结果，相比于仅在初级侧上形成串联谐振电路的情况，稳定化所需的开关频率的可变范围(必要控制范围)可以被减小。


图1是示出了根据本发明实施例1-1的电源电路的配置示例的电路图；图2是该实施例的开关电源电路中提供的绝缘变换器变压器的结构示例的横截面视图；图3是一个等效电路图，其中根据该实施例的电源电路被看作磁耦合型谐振电路；图4是示出了根据该实施例的电源电路的恒压控制特性的示图；图5是示出了作为根据该实施例的电源电路的恒压控制操作，与交变输入电压条件和负载变化相对应的开关频率控制范围(必要控制范围)的示图；图6是示出了从图1所示电源电路中省略次级侧串联谐振电路而形成的电源电路的恒压控制特性的示图；图7是示出了根据实施例1-1的电源电路中的经整流和平滑的电压、电源因子以及交流到直流电源变换效率相对于负载变化的特性的示图；图8是示出了根据实施例1-1的电源电路中的经整流和平滑的电压、电源因子以及交流到直流电源变换效率相对于交变输入电压变化的特性的示图；图9是表示根据第一和第二实施例的电源电路的电源因子改善操作的波形图；图10是表示根据第一和第二实施例的电源电路的电源因子改善操作的波形图；图11是示出了根据实施例1-2的电源电路的配置示例的电路图；图12是示出了根据实施例1-3的电源电路的配置示例的电路图；图13是示出了根据实施例1-4的电源电路的配置示例的电路图；图14是示出了根据实施例1-5、2-4、3-6或4-6的电源电路的配置示例的电路图；图15是示出了根据实施例1-6、2-5、3-7或4-7的电源电路的配置示例的电路图；图16是示出了根据实施例1-7、2-6、3-8或4-8的电源电路的配置示例的电路图；图17是示出了根据实施例2-1的电源电路的配置示例的电路图；图18是示出了根据实施例2-2的电源电路的配置示例的电路图；图19是示出了根据实施例2-3的电源电路的配置示例的电路图；图20是示出了根据实施例3-1(4-1)的电源电路的配置示例的电路图；图21是示出了根据实施例3-1的电源电路中的经整流和平滑的电压、电源因子以及交流到直流电源变换效率相对于负载变化的特性的示图；图22是示出了根据实施例3-1的电源电路中的经整流和平滑的电压、电源因子以及交流到直流电源变换效率相对于交变输入电压变化的特性的示图；
图23是表示根据第三和第四实施例的电源电路的电源因子改善操作的波形图；图24是表示根据第三和第四实施例的电源电路的电源因子改善操作的波形图；图25是示出了根据实施例3-2(4-2)的电源电路的配置示例的电路图；图26是示出了根据实施例3-3(4-3)的电源电路的配置示例的电路图；图27是示出了根据实施例3-4(4-4)的电源电路的配置示例的电路图；图28是示出了根据实施例3-5(4-5)的电源电路的配置示例的电路图；图29是示出了根据实施例4-1的电源电路中的经整流和平滑的电压、电源因子以及交流到直流电源变换效率相对于负载变化的特性的示图；图30是示出了根据实施例4-1的电源电路中的经整流和平滑的电压、电源因子以及交流到直流电源变换效率相对于交变输入电压变化的特性的示图；图31是根据一个实施例的电源电路中所配备的控制变压器的结构示例的立体图；图32是根据一个实施例的电源电路中所配备的控制变压器的结构示例的立体图；图33是示出了有源滤波器的基本电路配置的电路图；图34A、图34B、图34C和图34D是图33中所示的有源滤波器的操作的波形图；图35是示出了有源滤波器的控制电路系统的配置的电路图；图36是示出了含有有源滤波器的传统电源电路的配置示例的电路图；图37是一个波形图，示出了按照AC 100V系统，图36所示的电源电路中得到的交变输入电压和交变输入电流的波形；
图38是一个波形图，示出了按照AC 200V系统，图36所示的电源电路中得到的交变输入电压和交变输入电流的波形；图39是示出了图36所示电源电路中的电源变换效率、电源因子以及经整流和平滑的电压相对于负载变化的特性的示图；以及图40是示出了图36所示电源电路中的电源变换效率、电源因子以及经整流和平滑的电压相对于交变输入电压变化的特性的示图。
具体实施例方式
下面将描述实施本发明的最佳方式(下文中称为实施例)。在下面的实施例的描述中，实施例被粗略分为四类实施例，即第一、第二、第三和第四实施例。此外，第一、第二、第三和第四实施例的范畴内的变化形式分别根据变化形式的序号(n)，由实施例1-1到1-n、2-1到2-n、3-1到3-n以及4-1到4-n表示。
图1是示出了根据实施例1-1的开关电源电路的配置示例的电路图。该图所示的电源电路采用通过将半桥耦合系统的内激电流谐振变换器与部分电压谐振电路相组合作为初级侧基本配置而形成的配置。
并且，该图所示的电源电路采用所谓的有宽范围能力的配置，以便可操作来应对AC 100V系统和AC 200V系统。
该情况中的电源电路适合于用作例如打印机设备的电源。该电源电路应对负载功率从最大负载功率Pomax＝150W到最小负载功率Pomin＝0W(无负载)的相对宽的负载变化范围。
图1所示的电源电路具有共模噪声滤波器，该共模噪声滤波器是通过将电容器CL和CL与共模扼流圈CMC连接到商用交流电源线路AC形成的。
含有桥式整流电路Di和一个平滑电容器Ci的全波整流和平滑电路连在噪声滤波器的后级接到商用交流电源线路AC。但是，在实施例1-1中，提供了电源因子改善电路11，其插入在桥式整流电路Di的正极输出线路与平滑电容器Ci的正极端之间。后面将描述电源因子改善电路11的配置和操作。
全波整流和平滑电路被提供了商用交变电压AC，并且执行全波整流操作，从而在平滑电容器Ci两端获得经整流和平滑的电压Ei(直流输入电压)。在该情况中，经整流和平滑的电压Ei具有与被单位元素(unity)乘的交流输入电压VAC相等的电平。
开关电路被提供作为电流谐振变换器，其中该开关电路是如图所示通过以半桥耦合方式连接由MOS-FET形成的开关器件Q1和Q2而形成的，电流谐振变换器被提供有直流输入电压，并且对直流输入电压进行开关(中断)操作。阻尼二极管DD1和DD2分别在开关器件Q1和Q2的漏极与源极之间与开关器件Q1和Q2并联连接。
阻尼二极管DD1的阳极和阴极分别连接到开关器件Q1的源极和漏极。类似地，阻尼二极管DD2的阳极和阴极分别连接到开关器件Q2的源极和漏极。阻尼二极管DD1和DD2分别是开关器件Q1和Q2的体二极管(body diode)。
初级侧部分谐振电容器Cp在开关器件Q2的漏极与源极之间并联连接。初级侧部分谐振电容器Cp的电容和初级绕组N1的漏电感L1形成并联谐振电路(部分电压谐振电路)。获得了部分电压谐振操作，其中仅当开关器件Q1和Q2关断时，发生电压谐振。
该电源电路配备有振荡和驱动电路2，用于对开关器件Q1和Q2进行开关驱动。振荡和驱动电路2具有振荡电路和驱动电路。例如通用IC可以被用作振荡和驱动电路2。
振荡和驱动电路2中的振荡电路和驱动电路向每个开关器件Q1和Q2的栅极施加所需频率的驱动信号(栅极电压)。从而，开关器件Q1和Q2以所需的开关频率执行开关操作，使得交替地导通/关断。
绝缘变换器变压器PIT被提供用于将开关器件Q1和Q2的开关输出传递到次级侧。
绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的一端连接到开关器件Q1的源极与开关器件Q2的漏极之间的连接点(开关输出点)。从而，开关输出被传递。初级绕组N1的另一端经由与初级绕组N1串联连接的初级侧谐振电容器C1，连接到后面将描述的电源因子改善电路11中的开关二极管D1的阴极与高频电感器L10之间的连接点。
绝缘变换器变压器PIT具有如图2的横截面视图所示的结构。
如图2所示，绝缘变换器变压器PIT具有EE型磁芯(E-E形磁芯)，该EE型磁芯是通过将由铁氧体材料制成的E形磁芯CR1和CR2以如下方式彼此组合而形成的磁芯CR1的磁芯柱(magnetic leg)与磁芯CR2的磁芯柱相对。
还提供有线轴(bobbin)B，线轴B例如由树脂材料制成，具有初级侧缠绕部分和次级侧缠绕部分彼此分开使得彼此独立的形状。初级绕组N1围绕线轴B的一个缠绕部分缠绕。次级绕组N2围绕线轴B的另一个缠绕部分缠绕。如此被缠绕了初级侧绕组和次级侧绕组的线轴B被装到上述EE型磁芯(CR1和CR2)上。从而，初级侧绕组和次级侧绕组在各自不同的缠绕区中围绕EE型磁芯的中心磁芯柱缠绕。这样获得了绝缘变换器变压器PIT的整体结构。
并且如图所示，在EE型磁芯的内磁芯柱中形成了间隙G。该情况中的间隙G例如被设置为约2.8mm。从而，获得了例如耦合系数k＝约0.65或者更低的弱耦合状态。
顺便提及，在包括前述图36所示电源电路的具有传统电流谐振型变换器的电源电路中，绝缘变换器变压器PIT的磁芯中所形成的间隙例如被设置为1.5mm或者更小。获得了k＝0.75或者更大的耦合系数。
另一方面，上述实施例柱的绝缘变换器变压器PIT结构中的初级侧与次级侧之间的耦合程度比传统电源电路小。
在图1中，具有上述结构的绝缘变换器变压器PIT在初级绕组N1处产生要求的漏电感L1。初级侧串联谐振电容器C1的电容和漏电感L1形成初级侧串联谐振电路。
此外，根据上述连接模式，开关器件Q1和Q2的开关输出被传递到初级侧串联谐振电路。初级侧串联谐振电路根据被传递的开关输出，执行谐振操作。从而，初级侧串联谐振电路将初级侧开关变换器的操作转换为电流谐振型操作。
因此，根据至此的描述，该图中所示的初级侧开关变换器获得了通过上述初级侧串联谐振电路(L1-C1)的电流谐振型操作以及通过上述初级侧部分电压谐振电路(Cp//L1)的部分电压谐振操作。
即，该图中所示的电源电路采用了这样的初级侧配置，其中使初级侧开关变换器成为谐振变换器的谐振电路与另一谐振电路相组合。通过这样将这个谐振电路组合在一起形成的变换器在这里将被称作“复合谐振变换器”。
与被传递到初级绕组N1的开关输出相对应的交变电压被激励(感应)到绝缘变换器变压器PIT的次级绕组N2中。
在该情况中，次级侧串联谐振电容器C2与次级绕组N2的绕组端点侧串联连接。从而，次级侧串联谐振电容器C2的电容和次级绕组N2的漏电感L2形成了次级侧串联谐振电路。即，在实施例1-1中，在绝缘变换器变压器PIT的初级侧和次级侧的每个上都形成了串联谐振电路。
在实施例1-1中，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2应当至少满足如下关系fo1＞fo2实践中，次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为初级侧串联谐振电路谐振频率fo1的约1/2。在图1所示的实际的电源电路中，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1被设置为约70kHz，而次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为约35kHz。
全波整流电路连接到绝缘变换器变压器PIT的次级绕组N2，其中该全波整流电路由包括以如图所示的桥式连接方式彼此连接的整流二极管Do1到Do4的桥式整流电路和平滑电容器Co形成。
全波整流电路的连接模式如下。
次级绕组N2的一个端部经由与次级绕组N2串联连接的次级侧串联谐振电容器C2，连接到整流二极管Do1的阳极与整流二极管Do2的阴极之间的连接点(桥式整流电路的正极输入端)。次级绕组N2的另一个端部连接到整流二极管Do3的阳极与整流二极管Do4的阴极之间的连接点(桥式整流电路的负极输入端)。
整流二极管Do2的阳极与整流二极管Do4的阳极之间的连接点(桥式整流电路的负极输出端)连接到次级侧的地。整流二极管Do1的阴极与整流二极管Do3的阴极之间的连接点(桥式整流电路的正极输出端)连接到平滑电容器Co的正极端。
平滑电容器Co的负极端连接到次级侧的地(桥式整流电路的负极输出端)。
在这样形成的桥式全波整流电路中，在次级绕组N2中所激励的交变电压的一半周期中，桥式整流电路的一对整流二极管Do1和Do4传导，平滑电容器Co从而被整流电流充电。在次级绕组N2中所激励的交变电压的另一半周期中，一对整流二极管Do2和Do3传导，平滑电容器Co从而被整流电流充电。
从而，作为平滑电容器Co两端的电压，获得了次级侧直流输出电压Eo，其电平与被乘单位元素的交变电压的电平相对应。
这样获得的次级侧直流输出电压Eo被提供给图中未示出的负载，并且还被分支，以被输入作为用于后面描述的控制电路1的检测电压。
可以认为全波整流电路对次级侧串联谐振电路的谐振输出进行整流和平滑。因此，全波整流电路的次级侧整流操作也是电流谐振型的。即，整流波形包括次级侧串联谐振电路的谐振频率的正弦波形。
另外，该情况中的电源电路的次级侧具有次级侧部分谐振电容器Cp2，其插入在整流二极管Do1的阳极和整流二极管Do2的阴极间的连接点与整流二极管Do3的阳极和整流二极管Do4的阴极间的连接点之间。即，次级侧部分谐振电容器Cp2插入在次级侧桥式整流电路的正极输入端与负极输入端之间。
次级侧部分谐振电容器Cp2的电容和次级绕组N2的漏电感L2形成并联谐振电路(部分电压谐振电路)。通过该并联谐振电路，获得了其中仅当整流二极管Do1到Do4关断时发生电压谐振的部分电压谐振操作。
次级侧部分谐振电容器Cp2被插入以形成用于在负方向上通过当整流二极管Do1到Do4关断时出现的电流的路径，使得整流二极管Do1到Do4处引起的功率损耗被减小。
如至此所描述的，根据实施例1-1的开关电源电路在初级侧上具有初级侧串联谐振电路(L1-C1)和初级侧部分谐振电路(L1//Cp)，并且在次级侧上具有次级侧串联谐振电路(L2-C2)和次级侧部分谐振电路(L2//Cp2)。
如上所述，初级侧上串联谐振电路与部分谐振电路的组合或者两个谐振电路的组合被称作复合谐振变换器。这里，如实施例1-1中通过组合三个或者更多个谐振电路而形成的开关变换器将被称作“多复合谐振变换器”。
控制电路1向振荡和驱动电路2提供与次级侧直流输出电压Eo的电平变化相对应的检测输出。振荡和驱动电路2驱动开关器件Q1和Q2，使得根据从控制电路1提供的检测输出，改变开关器件Q1和Q2的开关频率。通过改变开关器件Q1和Q2的开关频率，初级侧串联谐振电路和次级侧串联谐振电路的谐振阻抗被改变，并且次级侧直流输出电压Eo的电平也被改变。即，次级侧直流输出电压Eo的电平从而被稳定。
例如，响应于次级侧直流输出电压Eo随着负载变大而增加，执行控制以降低开关频率。这降低了谐振阻抗，从而增大了次级侧直流输出电压Eo。另一方面，响应于次级侧直流输出电压Eo随着负载变小而减小，执行控制以增大开关频率。这增大了谐振阻抗，从而降低了次级侧直流输出电压Eo。
根据实施例1-1的电源电路配备有电源因子改善电路11。
如上所述，电源因子改善电路11被提供为插入在整流和平滑电路这的整流电流路径中，用于从商用交流电源线路AC获得直流输入电压(Ei)。电源因子改善电路11是使用电源再生系统的磁耦合型。
在电源因子改善电路11中，作为快速恢复型二极管的开关二极管(电源因子改善开关器件)D1的阳极连接到桥式整流电路Di的正极输出端。开关二极管D1的阴极连接到高频电感器(扼流圈)L10的一端。高频电感器L10的另一端连接到平滑电容器Ci的正极端。
即，开关二极管D1(阳极→阴极)和高频电感器L10的串联电路插入在桥式整流电路Di的正极输出端与平滑电容器Ci的负极端之间。
如图所示，滤波电容器CN与开关二极管D1和高频电感器L10的串联电路并联连接。滤波电容器CN被提供用于抑制共模噪声。
如上所述，开关二极管D1和高频电感器L10的串联连接电路中，开关二极管D1与高频电感器L10之间的连接点经由初级侧串联谐振电容器C1连接到初级绕组N1的端部，其中初级侧串联谐振电容器C1与开关二极管D1的阴极和高频电感器L10间的连接点串联连接。
即，初级侧串联谐振电路(L1-C1)连接到开关二极管D1的阴极与高频电感器L10之间的连接点。
利用这样的配置，电源因子改善电路11再生作为电源的开关输出(初级侧串联谐振电流)，并且将该开关输出反馈到平滑电容器Ci。
该情况中的电源再生是经由高频电感器L10执行的，并且因此可以被认为是通过磁耦合系统执行的。
由于初级侧串联谐振电流被这样再生为电源，并被反馈到平滑电容器Ci，所以电源因子改善电路11获得了与开关器件Q1和Q2的开关输出相对应的高频交变电压。
快速恢复型开关二极管D1根据该交变电压执行开关操作。此时，开关二极管D1不仅在当交变输入电压VAC的绝对值电平高于平滑电容器Ci两端电压的电平时的时段，而且在当交变输入电压VAC的绝对值电平不高于平滑电容器Ci两端电压的电平时的时段，执行开关操作。整流电流流动，使得对应于当开关二极管D1执行开关操作时的时段，因此，整流电流的导通角被增大，交变输入电压VAC的导通角也被增大。从而，交变输入电流IAC的平均波形近似于交变输入电压VAC的波形。因此，改善了电源因子。
下面将描述根据图1所示的实施例1-1的开关电源电路是如何稳定次级侧直流输出电压Eo的。
为了逐步进行描述，将首先描述通过不带次级侧串联谐振电路的复合谐振变换器，是如何稳定次级侧直流输出电压Eo的，其中所述不带次级侧串联谐振电路的复合谐振变换器是通过从根据图1所示的实施例1-1的电源电路中省去次级侧串联谐振电容器C2而形成的。
这样的复合谐振变换器具有初级侧串联谐振电路(和初级侧部分电压谐振电路)，但是不具有次级侧串联谐振电路。因此，在通过上侧控制由开关频率控制系统稳定次级侧直流输出电压Eo时，开关频率在比初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1高的频率的范围内被可变地控制，并且得到的谐振阻抗变化被利用。
这将参考图6进行描述。图6示出了复合谐振变换器对次级侧直流输出电压Eo的恒压控制的特性。在该图中，横坐标轴指示开关频率fs，纵坐标轴指示次级侧直流输出电压Eo。
串联谐振电路的谐振阻抗在谐振频率fo1处最低。因此，作为在上侧控制中次级侧直流输出电压Eo与开关频率fs之间的关系，次级侧直流输出电压Eo的电平随着开关频率fs接近初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1而上升，并且次级侧直流输出电压Eo的电平随着开关频率远离初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1而下降。
因此，如图6所示，在恒定负载功率Po下，次级侧直流输出电压Eo的电平相对于开关频率fs以这样的方式变化，即使得形成二次曲形，其中，次级侧直流输出电压Eo的电平当开关频率fs等于初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1时达到峰值，并且随着开关频率fs远离谐振频率fo1而降低。
与相同开关频率fs相对应的次级侧直流输出电压Eo的电平在最大负载功率(Pomax)时比在最小负载功率(Pomin)时小了预定的量。从而，相同开关频率fs相对应的次级侧直流输出电压Eo的电平在最大负载功率Pmax时的值与在最小负载功率Pomin时的值之间移动。即，假设开关频率fs固定，则次级侧直流输出电压Eo的电平随着负载变大而降低。
利用这样的特性，开关频率的可变范围(必要控制范围)由图中的Δfs表示，该范围是当要通过上侧控制来将稳定次级侧直流输出电压Eo使得Eo＝tg时，电源电路中必须的范围。
例如假设实际复合谐振变换器适应作为AC 100V系统的交变输入电压VAC＝85V到120V的输入变化范围，以及对于次级侧直流输出电压Eo的最大负载功率(Pomax)＝150W到最小负载功率(Pomin)＝0W(无负载)的负载条件，并且规格被设置使得次级侧直流输出电压Eo通过开关频率控制系统被稳定在135V。
在该情况中，因复合谐振变换器的恒压控制而变化的开关频率fs的可变范围是fs＝80kHz到200kHz或者更高，并且必要控制范围Δfs相应地是120kHz或者更大的宽的范围。
鉴于此，将考虑将复合谐振变换器配置为适应宽范围的复合谐振变换器。
为了是适应宽范围的，复合谐振变换器应当例如适应交变输入电压VAC＝85V到288V的范围。因此，次级侧直流输出电压Eo的电平变化范围相比于复合谐振变换器例如适应仅AC 100V系统或者AC 200V系统的单范围的情况，被扩大了。在次级侧直流输出电压Eo的电平变化根据交变输入电压的这种范围而被扩大的情况中的恒压控制操作要求更宽的范围来控制开关频率。例如，用于控制开关频率fs的范围需要被扩大到约80kHz到500kHz的范围。
但是，希望将目前情形中用于驱动开关器件的IC(震荡和驱动电路2)可以处理的驱动频率的上限设置为约200kHz。即使形成并安装了能够以上述高的频率进行驱动的开关驱动IC，开关器件Q1和开关器件Q2的电源变换效率也被降低，因此，造成该电源电路不能实际作为于实际的电源电路。考虑到这些情况，复合谐振变换器可以有效地稳定次级侧直流输出电压Eo时的交变输入电压VAC的上限例如是约100V。
因此，作为用于使开关电源电路通过适应宽范围的开关频率控制系统来稳定次级侧直流输出电压Eo的一种配置，传统上已知的是可以如图36所示地在前级中提供有源滤波器。即，控制发生作用，使得在有源滤波器的输出侧出现的直流输入电压(Ei)的值基本上是恒定值。
但是，如上所述，由于有源滤波电路执行硬开关操作，所以出现很高水平的噪声。因此，对共模噪声和常模噪声两者都需要相对严格的措施以抑制噪声。
此外，由于有源滤波电路和复合谐振变换器的开关频率彼此不同，所以需要降低有源滤波电路与复合谐振变换器的地电势的彼此干扰，以及从各个部件产生的磁力的互相的磁干扰。因此，板上的元件的布置受到限制。此外，接地图案需要考虑从每个部件流出的噪声电流的路径来设计。
作为用于宽范围能力的另一种配置，被提供有商用交流电源并产生直流输入电压(Ei)的整流电路系统可以配备有根据AC 100V系统或者AC200V系统的商用交流电源输入，在倍压整流电路和全波整流电路之间切换的功能。在该情况中，电路被形成使得商用交流电源的电压电平被检测，并且通过使用电磁继电器的开关，执行整流电路系统中的电路连接的切换，使得根据所检测的电平，在AC 100V系统的情况中形成倍压整流电路，在AC 200V系统的情况中形成全波整流电路。
但是，整流电路系统中的这种切换配置要求电磁继电器。此外，需要提供至少一组两个平滑电容器，以形成倍压整流电路。因此，元件数量相应地增加，导致成本增加，并且电源电路板的安装面积被增大，导致尺寸增大。尤其是，在形成电源电路的元件之中，平滑电容器和电磁继电器具有大的尺寸，从而相当大地增大了板的尺寸。
此外，在用于在全波整流操作与倍压整流操作之间切换的配置的情况中，当输入了AC 200V系统的商用交流电源，商用交流电源的电压电平例如因为瞬时电源中断或者交流输入电压减小到比额定电压低的值而变得比与AC 200V系统相对应的电平低时，可能发生错误操作，其中错误地检测出电平对应于AC 100V系统，并且向倍压整流执行切换。当发生这样的错误操作时，对AC 200V系统的电平处的交流输入电压执行了倍压整流操作，并且举例来说，开关器件Q1和Q2可能不能耐受该电压，从而可能被破坏。
因此，为了防止上述错误操作，实际的电路不仅检测主开关变换器的直流输入电压，还检测备用电源侧的变换器电路的直流输入电压。因此，用于检测备用电源侧的变换器电路的直流输入电压的元件等的添加进一步加大了上述的成本增加和电路板尺寸的增大。
另外，为了防止错误操作而对备用电源侧的变换器电路的直流输入电压进行检测，意味着具有用于开关整流操作的电路的适应宽范围电源电路只能实际用在除了主电源之外还具有备用电源的电子设备中。即，其中可以安装该电源电路的电子设备被限制为具有备用电源的类型，相应地，电源电路的应用范围变窄。
另一种已知的用于宽范围能力的配置根据AC 100V系统/AC 200V系统的商用交流输入电压，在半桥耦合和全桥耦合之间切换初级侧电流谐振变换器的形式。
利用该配置，即使当AC 200V系统的交流输入电压例如由于上述瞬时电源中断而被降低到AC 100V系统的水平，并且因此发生错误操作，切换操作也仅从半桥操作改变到全桥操作，而没有开关器件等不能耐受该电压。因此，消除了检测备用电源侧的直流输入电压的需要，使得电源电路可以被用在不具有备用电源的电子设备中。另外，由于并不在商用电源线路中执行电路形式的切换，所以可以通过半导体开关来执行电路形式的切换。因此，消除了对诸如电磁继电器之类的大开关部件的需要。
但是，这种配置需要至少四个开关器件来形成全桥耦合，使得对应于AC 100V系统。即，与仅通过半桥耦合系统的变换器(其变换器可以用两个开关器件来形成)的配置相比，需要增加两个开关器件。
另外，利用该配置，在全桥操作中，四个开关器件执行开关操作。尽管谐振变换器具有低的开关噪声，但是在开关噪声方面，如此执行开关操作的开关器件数量的增加是不利的。
因而，上述用于宽范围能力的配置相比于适应单范围的配置，都不能避免由于部件数量增加而造成的电路规模增加和成本增加。另外，前者的配置具有例如限制了对设备的应用范围的特定问题，而后者的配置具有例如增加了开关噪声的特性问题，这些问题并不出现在适应单范围的配置中。
此外，在通过从图1的电源电路中省去次级侧串联谐振电路而形成的复合谐振变换器中，相应宽的开关频率控制范围引起了另一个问题稳定次级侧直流输出电压Eo是的快速响应特性恶化。
例如，一些电子设备涉及如下方式的负载变化瞬时地在最大负载状态与基本无负载之间改变负载条件。这种负载变化也被称为开关负载。这种设备中所包括的电源电路需要响应于被称作开关负载的负载变化，正确地稳定次级侧直流输出电压Eo。顺便提及，执行开关负载操作的设备例如包括作为个人计算外围设备的打印机，以及等离子显示设备。
但是，利用先前参考图6描述的宽的开关频率控制范围，响应于诸如开关负载之类的负载变化，需要相对长的时间来改变到用于将次级侧直流输出电压设置到所需电平的开关频率。即，对于恒压控制响应特性，获得了不利的结果。
与上述用于宽范围能力的配置形成对比，根据图1所示的实施例1-1的电源电路在初级侧和次级侧的每个上都具有串联谐振电路(初级侧串联谐振电路和次级侧串联谐振电路)。从而，具有电流谐振变换器作为基础的该电源电路可以以仅通过开关频率控制的恒压控制，就适应宽范围。下面将对此进行描述。
图3的电路图从初级侧串联谐振电路与次级侧串联谐振电路之间的关系的角度，示出了根据图1所示的实施例1-1的电源电路的等效电路。顺便提及，在该等效电路图中，与图1相同的元件以相同的参考标号标识。
在图3中，绝缘变换器变压器PIT由虚线表示，理想变压器IT由点划线表示。理想变压器IT按照1∶n(次级绕组N2的匝数/初级绕组N1的匝数)的匝数比变压。在图3中，标号L1、标号L11和标号L1e分别指代初级绕组N1的漏电感、电源因子改善变压器VFT的初级绕组N11的电感以及初级绕组N1的激励电感。标号L2和标号L2e分别指代次级绕组N2的漏电感和次级绕组N2的激励电感。
在图3的等效电路图中，开关频率fs的交变电流(频率信号)在绝缘变换器变压器PIT的初级侧上被输入。即，初级侧开关变换器(开关器件Q1和Q2)的开关输出在绝缘变换器变压器PIT的初级侧上被输入。
然后，开关频率fs的交变电流输入被提供到绝缘变换器变压器PIT的初级侧上的初级侧串联谐振电路。初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1的值在图3所示的等效电路的基础上被确定。次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2类似地在图3所示的等效电路的基础上被确定。
实施例1-1中实际设置的谐振频率fo1和fo2之间的关系为≈fo2×2。
在图3的等效电路中，(等式1)适用于图3的等效电路中的绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k、初级绕组N1的自电感L1s以及初级绕组N1的漏电感L1。
(等式1)L1＝(1-k2)L1s(等式2)适用于初级绕组N1的激励电感L1e。
(等式2)L1e＝k2×L1s类似地，(等式3)和(等式4)分别适用于次级绕组N2的漏电感L2和次级绕组N2的激励电感L2e。
(等式3)L2＝(1-k2)L2s(等式4)L2e＝k2×L2s其中，L2s是次级绕组N2的自电感。
图3所示的等效电路经由绝缘变换器变压器PIT的电磁感应，具有初级侧上的串联谐振电路和次级侧上的串联谐振电路。因此，该图所示的电路可以被认为是通过电磁耦合形成了耦合型谐振电路。因此，图1所示电源电路中的次级侧直流输出电压Eo的特性根据绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k而有所不同。将参考图4对此进行描述。
图4示出了3的等效电路的响应于输入(开关频率信号)的输出特性。即，图4通过与开关频率fs的关系，示出了次级侧直流输出电压Eo的控制特性。在图4中，横坐标轴表示开关频率，纵坐标轴表示次级侧直流输出电压Eo的电平。
顺便提及，参考图4的描述是一般性的描述，不论初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2之间的频率关系如何，都可适用。在图中，用括号括起标号fo1和fo2是表示图4所示特性不管谐振频率fo1与谐振频率fo2之间的频率关系如何，都是适用的。顺便提及，图5中用括号括起标号fo1和fo2表示相同意思。
假设设置了耦合系数kt＝1处的强耦合状态。在该状态中，绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k的值为1。于是，通过将k＝1分别代入(等式1)和(等式3)，对于初级绕组N1的漏电感L1和次级绕组N2的漏电感L2，获得了(等式5)。
(等式5)L1＝L2＝0即，由于绝缘变换器变压器PIT是强耦合的，所以初级绕组N1和次级绕组N2没有漏电感。
因此，绝缘变换器变压器PIT的初级侧与次级侧之间的强耦合状态值的恒压控制特性是所谓的双峰特性，其中，次级侧直流输出电压Eo在与初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2不同的频率f1和f2处达到峰值，该特性由图4中的特性曲线1表示。频率f1由(等式6)表示，频率f2由(等式7)表示。
(等式6)f1=fo/1+k]]>(等式7)f2=fo/1-k]]>(等式6)和(等式7)中的项fo是初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2之间的中间谐振频率。频率fo由初级侧阻抗和次级侧阻抗以及初级侧和次级侧共有的阻抗(互耦电感M)确定。互耦电感M由(等式8)表示。
(等式8)M=k/(L1×L2)]]>当上述耦合系数k从k＝1的状态逐渐减小时，即，当逐渐从强耦合状态增大弱耦合程度时，图4所示的特性曲线1改变，使得双峰特性被弱化，并且特性曲线在中间谐振频率fo附近变得平坦。然后，当耦合系数k降低到总耦合系数kt时，出现所谓的临界耦合。在临界耦合状态中，如由特性曲线2所表示的，双峰特性趋势消失，曲线形状在中间谐振频率fo附近被展平。
当耦合系数k的值从临界耦合状态进一步降低到弱耦合状态时，如图4中的特性曲线3所表示的，获得了单峰特性，其中次级侧直流输出电压Eo仅在中间频率fo处达到峰值。特性曲线3与特性曲线1和2的比较指出，虽然特性曲线3自身的峰值电平低于特性曲线1和2的峰值电平，但是，作为类似二次曲线形状，特性曲线3具有比特性曲线1和2更陡的倾斜度。
图4所示的单峰特性与图6所示复合谐振变换器的恒压控制特性之间的实际比较指示出，与图4相比，作为二次曲线，图6所示的特性具有相当平缓的倾斜度。
如上所述，图6所示的特性是平缓曲线，所以即使例如在单范围的条件下，用于控制开关频率以对次级侧直流输出电压Eo执行恒压控制的必要范围是Δfs＝120kHz或者更大，其中fs＝80到200kHz或者更大。因此，如上所述，仅仅利用通过开关频率控制的恒压控制，很难适应宽范围。
另外，当开关频率以这样宽的范围变化时，用于共模噪声的共模噪声滤波器和用于常模噪声的常模噪声滤波器的每一个都必须是适应这样宽范围值的开关频率的宽带滤波器。因此，难于实现滤波器。此外，电源的开关器件Q1和开关器件Q2需要以更高的频率操作，这从开关损耗的观点是不希望的。
另一方面，实施例1-1的恒压控制特性是由图4的特性曲线3所表示的单峰特性，因此，实施例1-1的恒压控制操作如图5所示。图5示出了根据图1所示的实施例1-1的电源电路的四条特性曲线，即，当交变输入电压VAC＝100V(AC 100V系统)时，分别在最大负载功率(Pomax)时和在最小负载功率(Pomin)时的曲线A和B，以及当交变输入电压VAC＝230V(AC 200V系统)时，分别在最大负载功率(Pomax)时和在最小负载功率(Pomin)时的曲线C和D。
如从图5清楚看到的，Δfs指代当与AC 100V系统的输入相对应的交变输入电压VAC＝100V时，将次级侧直流输出电压Eo恒定保持在要求的额定电平tg处所需的开关频率的可变控制范围(必要控制范围)。即，开关频率的可变控制范围(必要控制范围)是从特性曲线A中的电平tg处的开关频率fs到特性曲线B中的电平tg处的开关频率fs的频率范围。
另外，Δfs2指代当与AC 200V系统的输入相对应的交变输入电压VAC＝230V时的，将次级侧直流输出电压Eo恒定保持在要求的额定电平tg处所需的开关频率的可变范围(必要控制范围)。即，开关频率的可变控制范围(必要控制范围)是从特性曲线C中的电平tg处的开关频率fs到特性曲线D中的电平tg处的开关频率fs的频率范围。
如上所述，作为二次曲线，作为实施例1-1中的次级侧直流输出电压Eo控制特性的单峰特性比图6所示的控制特性更陡。因此，当交变输入电压VAC为VAC＝100V和VAC为VAC＝230V时，上述必要控制范围Δfs1和Δfs2相比于图6所示的Δfs被显著减小。
从Δfs1中的最低开关频率(特性曲线A中的电平tg处的开关频率fs)到Δfs2中的最高开关频率(特性曲线D中的电平tg处的开关频率fs)的频率可变范围(ΔfsA)相应地变窄。
根据图1所示的实施例1-1的电源电路的实际频率可变范围ΔfsA容易地落入目前情形的开关驱动IC(振荡和驱动电路2)所处理的开关频率的可变范围内。此外，在频率可变范围ΔfsA内，开关器件Q1和开关器件Q2以小损耗操作。
即，图1所示的电源电路可以实际在频率可变范围ΔfsA内可变地控制开关频率。这意味着图1所示的电源电路在应对AC 100V系统和AC220V系统每种的商用交流电源输入的同时，稳定次级侧直流输出电压Eo。即，图1所示的电源电路仅通过开关频率控制就可以是适应宽范围的。另外，这样降低必要控制范围使得稳定次级侧直流输出电压Eo时的快速响应特性被改善。因此，获得了应对被称作开关负载的负载变化的优异恒压控制性能。
顺便提及，作为在通信技术中用于扩展由晶体管形成的放大电路的放大带宽的技术，例如在中频变频放大器中，电磁耦合型谐振电路是已经公知的。但是，在这种领域中，使用强耦合的双峰特性或者临界耦合的平坦特性，而不使用弱耦合的单峰特性。可以说，在这样的电磁耦合型谐振电路的技术中，在通信技术领域中不被使用的弱耦合单峰特性在谐振开关变换器领域中被积极地使用在实施例1-1中。从而，如上所述，减小了稳定次级侧直流输出电压Eo所需的开关频率的可变范围(必要控制范围)，并且可以仅通过开关频率控制的恒压控制，实现宽范围能力。
一般地，随着绝缘变换器变压器PIT的初级侧与次级侧之间的弱耦合程度增大，绝缘变换器变压器PIT中的功耗区域增加，并且电源变换效率相应地降低。但是，如后面所描述的，实施例1-1提供了实际足够的电源变换效率特性。这是因为在次级侧上也形成了串联谐振电路(次级侧串联谐振电路)。
即，次级侧串联谐振电路使得可以将电源提供为次级侧直流输出电压Eo，其包括了通过次级侧串联谐振电路的谐振操作而得到的能量的增加，从而补偿了由于弱耦合造成的效率下降。此外，如上所述，在次级侧上形成了次级侧部分电压谐振电路，以降低次级侧的整流二极管处的开关损耗。这也很有助于改善电源变换效率。
图7和图8示出了根据图1所示的实施例1-1的电源电路的特性。
图7示出了图1所示的电源电路中的经整流和平滑的电压Ei(直流输入电压)、电源因子PF以及交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)相对于负载变化的特性。在该图中，在AC 100V系统的交变输入电压VAC＝100V时的特性由实线表示，在AC 200V系统的交变输入电压VAC＝230V时的特性由虚线表示。
图8示出了经整流和平滑的电压Ei(直流输入电压)、电源因子PF以及交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)相对于交变输入电压的特性。该图中所示的特性是在最大负载功率Pomax＝150W(最大负载条件)的条件下，当交变输入电压VAC在80V到288V的范围内变化时的实验结果。
顺便提及，这些图中所示的特性是通过如下选择图1所示电源电路配置的主要部件之后进行实验而获得的。
关于绝缘变换器变压器PIT，选择EER-35型磁芯，并且间隙G的间隙长度被设置为2.8mm。对于每个绕组的匝数(T)，初级绕组N1＝40T，次级绕组N2＝50T。通过该结构，在绝缘变换器变压器PIT中初级绕组N1与次级绕组N2之间的耦合系数k＝0.63。
顺便提及，如所公知的，EER磁芯作为一种产品，是磁芯类型和标准中的一种。已知磁芯类型包括EE型。在本说明书，EER型和EE型两者都将被看作EE型磁芯，因为EER型和EE型都具有E-E形的截面。
用于形成多复合谐振变换器的谐振电容器如下选择。
·初级侧串联谐振电容器C1＝0.039μF·次级侧串联谐振电容器C2＝0.15μF·初级侧部分谐振电容器Cp＝330pF·次级侧部分谐振电容器Cp2＝330pF对于高频电感器L10的电感，选择L10＝30μH，并且对于滤波电容器CN选择1μF。
作为商用交流电源输入条件，设置交变输入电压VAC＝85V到290(288)V的宽范围输入。作为负载条件，设置从最大负载功率Pomax＝150W到最小负载功率Pomin＝0W(无负载)的范围。
图7中的交流到直流电源变换效率在交变输入电压VAC＝100V和230V时都随着负载功率Po增大而增大。当交变输入电压VAC＝100V时，在负载功率Po＝150W处，交流到直流电源变换效率达到ηAC→DC＝约90.5％的最大值。
当交变输入电压VAC＝230V时，在负载功率Po＝150W处，交流到直流电源变换效率达到ηAC→DC＝约90.4％的最大值。
从该结果可以理解，根据该实施例，可以将使用开关频率控制的适应宽范围的配置实现为足够实际应用的配置。
如图8所示，随着交变输入电压VAC从85V增大到约200V，该情况中的交流到直流电源变换效率增大。即，在AC 100V系统的范围内，随着负载功率Po的增加和交变输入电压VAC的增加，交流到直流电源变换效率变得更大。
电源因子PF在交变输入电压VAC＝100V和230V时都随着负载功率Po增大而增大，如图7所示。根据实验，当交变输入电压VAC＝100V时，相对于负载功率Po＝150W到0W的变化，获得了0.8或者更大的电源因子PF，并且在负载功率Po＝150W处获得了最大电源因子PF＝0.94。
当交变输入电压VAC＝230V时，相对于负载功率Po＝150W到70W的变化，获得了0.75或者更大的电源因子PF，并且在负载功率Po＝150W处获得了最大电源因子PF＝0.85。
如图8所示，虽然随着交变输入电压VAC从85V增大到288V，电源因子PF相对于交变输入电压VAC的变化而降低，但是即使在最大交变输入电压VAC＝288V处，也维持了PF＝0.8或者更大。
如图7所示，作为开关变换器直流输入电压的经整流和平滑的电压Ei当交变输入电压VAC＝100V时，处于约140V的电平，当交变输入电压VAC＝230V时，处于约340V的电平。在交变输入电压VAC＝100V和230V两种情况中，流经电路的电流水平都随着负载变大而增加，因此，经整流和平滑的电压Ei的电平被降低。经整流和平滑的电压Ei随着交变输入电压VAC增大而增大。
如图8所示，经整流和平滑的电压Ei随着交变输入电压VAC增大而增大。经整流和平滑的电压Ei具有这样的特性是因为经整流和平滑的电压Ei是通过全波整流电路的整流操作，作为平滑电容器Ci两端的电压而获得的，其中该全波整流电路被提供了商用交流电源AC(VAC)，并包括桥式整流电路Di和平滑电容器Ci。
图9和图10的波形图指示出了用于获得上述电源因子特性的电源因子改善电路11的电源因子改善操作。图9和图10示出了与交变输入电压VAC相结合的交变输入电流IAC。图9和图10分别示出了在最大负载功率Pomax＝150W的负载条件下，当交变输入电压VAC＝100V和VAC＝230V时的波形。
如这些图中所示的，交变输入电流IAC的波形示出了交变输入电流IAC在交变输入电压VAC处于预定电平或者更大电平处时的时段中流动。实际上，比起没有提供电源因子改善电路11，交变输入电流IAC更接近正弦波形，并且交变输入电流IAC的导通角增大。即，图9和图10示出了电源因子改善的结果。
顺便提及，在根据实施例1-1的电路的情况中，交变输入电流IAC的水平当交变输入电压VAC＝100V时是7安培，当交变输入电压VAC＝230V时是4安培。
虽然未在图7或图8中示出，但是图1所示电源电路中的开关频率fs的必要控制范围ΔfsA是约4kHz，其中该范围对应于交变输入电压VAC＝100V/最大负载功率Pomax到交变输入电压VAC＝230V/最小负载功率Pomin的变化。因此，必要控制范围ΔfsA被减小到传统120kHz的大约1/30。
从根据至此所描述的实施例的电源电路与用于相同目的(改善电源因子并适应宽范围)的图36所示的具有有源滤波器的现有技术电源电路的比较中，可以作出如下陈述。
参考图7和图8描述的实验结果指示出在AC 100V系统时，图1所示电路的电源变换效率相对于图36的电路有所改善。在AC 200V系统时，图1所示电路的电源变换效率基本与图36的电路相等。
这是因为具有电源再生系统的电源因子改善电路的配置以及仅通过开关频率的可变控制就实现了稳定化的适应宽范围的配置消除了对有源滤波器的需要。即，没有发生如在具有有源滤波器的电路中，由于前级和后级中的电源变换效率的两个值相乘而造成的总效率的降低，因此，总体上，电源电路的电源变换效率的降低被相应减少。
另外，由于图1所示电路不需要有源滤波器，所以电路部件的数量被减少。
尤其是，有源滤波器形成了一个变换器组，并且如从图36可以理解的，有源滤波器实际上包括许多元件，例如一个开关器件、用于驱动该开关器件的IC等。
另一方面，它足以向图1所示的电源电路至少提供高频电感器L10、滤波电容器CN、开关二极管D1和次级侧串联谐振电容器C2，作为用于电源因子改善和宽范围能力所需的附加元件。因此，图1所示的电源电路相比于具有有源滤波器的电路，需要很少量的元件。
因此，作为具有电源因子改善功能并适应宽范围的电源电路，图1所示的电源电路成本远低于图36所示的电路。另外，由于元件数量被极大减少，所以电路板尺寸和重量可以高效地减小。
此外，在图1所示的电源电路中，谐振变换器和电源因子改善电路11执行所谓的软开关操作，从而，相比于图36所示的有源滤波器，开关噪声水平被极大降低。
从而，当如图1所示地提供了由一个功率扼流圈CMC和两个滤波电容器CL和CL的集合形成的一级噪声滤波器时，可以容易地满足电源干涉标准。如图1所示，仅通过一个滤波电容器CN就提供了抵抗整流输出线路的常模噪声的措施。
如此降低噪声滤波器的元件数量也有助于电源电路成本的降低以及电路板的尺寸和重量的减小。
图1所示的电源电路中在初级侧上形成开关变换器的开关器件Q1和Q2在开关器件Q1和Q2于其中交替导通和关断的时刻，彼此同步地执行开关操作。因此，并不发生有源滤波器侧于有源滤波器侧的后级中的开关变换器的地电势之间的干扰，使得可以获得稳定化，而不论开关频率如何变化。
从而，可以抑制不正常谐振，该不正常谐振是具有传统有源滤波器的图36的电路中的一个问题。
对于图1所示电路中的电源因子PF，如前面参考图7和图8描述的，在AC 100V处，相对于负载功率Po＝150W到0W的变化，获得了电源因子PF＝0.8或者更大，并且在AC 230V处，相对于负载功率Po＝150W到70W的变化，获得了电源因子PF＝0.75或者更大。以这样的电源因子PF的值，可以满足例如电源谐波失真调节，并且可以说，获得了实际足够的电源因子。
根据这些比较，可以说根据图1所示实施例的电路解决了具有有源滤波器的图36的电路的多种问题，提供了实际足够的电源因子，并且提供了等于或高于图36的电路的电源变换效率。
如上所述，根据AC 100V系统或者AC 200V系统的输出，在倍压整流电路于全波整流电路之间对被提供有商用交流电源AC并产生直流输入电压(Ei)的整流和平滑电路进行切换的配置被已知作为用于谐振变换器的宽范围能力的配置。或者，已知在全桥耦合和半桥耦合之间对开关电路进行切换的配置。上面已经描述了这些配置的问题。
实施例1-1解决了这些问题。具体地说，当用于上述电路切换的配置是不必要的时候，例如仅需要一个平滑电容器Ci，并且仅需要半桥耦合至少需要的两个开关器件，因此，举例来说，相应地减少了电路部件、电路规模和开关噪声。
另外，当用于电路切换的配置是不必要的时候，不需要用于防止由于切换造成的错误操作的专用配置，这也防止了部件的增多和成本的增加。此外，由于用于防止错误操作的备用电源不是必要的，所以电源电路可应用的设备的范围可以被扩大。
此外，由于作为必要控制范围(Δfs1、Δfs2和ΔfsA)减小的结果，实施例1-1被使得适应宽范围，所以例如在单范围操作中，恒压控制的响应也被改善了。因此，即使例如响应上述被称作开关负载的负载变化，也获得了优异的恒压控制响应性能。从而，可以说根据实施例1-1的电源电路适合用作执行涉及开关负载的操作的设备，例如打印机和等离子显示设备。
除了上面参考图3到图5描述的电磁耦合型谐振电路之外，通过将实施例1-1中的绝缘变换器变压器PIT的初级侧与次级侧之间的耦合系数k设置到某个值或者更低而使得必要控制范围(Δfs1、Δfs2和ΔfsA)减小的原因还包括如下原因。
例如，当从根据实施例1-1的电源电路的配置中省去次级侧串联谐振电容器C2，并且通过将绝缘变换器变压器PIT的间隙设置为约1.5mm或者更大(与传统长度相等)而将耦合系数k设置为约0.8或者更高时，通过实验确认出，响应于从某个小负载到无负载的范围(例如，负载功率Po＝25W到0W的范围)中的变化，开关频率fs例如从几十kHz到约200kHz陡峭增大。开关频率的这种改变特性是扩展开关频率必要控制范围(Δfs1、Δfs2和ΔfsA)的一个因素。
通过试验还确认出，弱耦合状态抑制了上述在小负载到无负载的范围内开关频率fs的陡峭增大，该弱欧耦合状态中，绝缘变换器变压器PIT的初级侧与次级侧之间的耦合系数k被设置为某个值或者更小，如实施例1-1中的情况。开关频率的这种特性是也是实施例1-1中降低必要控制范围(Δfs1、Δfs2和ΔfsA)的一个因素。
但是，通常，随着绝缘变换器变压器PIT的初级侧与次级侧之间的弱耦合的程度加大，绝缘变换器变压器PIT的功耗趋于增加，并且电源变换效率相应地降低。但是，如后面所描述的，实施例1-1提供了实际足够的电源变换效率。这是因为在次级侧上也形成了串联谐振电路(次级侧串联谐振电路)。
即，次级侧串联谐振电路使得可以将电源提供为次级侧直流输出电压Eo，其包括了通过次级侧串联谐振电路的谐振操作而得到的能量的增加，从而补偿了由于弱耦合造成的效率下降。此外，如上所述，在次级侧上形成了次级侧部分电压谐振电路，以降低次级侧的整流二极管处的开关损耗。这也很有助于防止电源变换效率的降低，并改善电源变换效率。
通过将绝缘变换器变压器PIT的初级侧与次级侧之间的耦合系数k(耦合程度)设置为某个值或者更低并从而实现较弱的耦合，实施例1-1还提供了如下效果。
实施例1-1具有电源再生系统的电源因子改善电路，用于电源因子改善。已知当采用了电源再生系统的电源因子改善电路时，被叠加在初级侧串联谐振电流上的具有商用交流电源的周期的波纹被叠加到次级侧直流输出电压Eo上。因此，通常当采用了电源再生系统的电源因子改善电路时，如下采取抵制波纹的措施相比于没有提供电源因子改善电路的普通情况，次级侧平滑电容器Co的电容被增大到约5倍。但是，平滑电容器Co的电容增加极大地增加了成本，这已经对实际应用造成妨碍。
在实施例1-1中，由于绝缘变换器变压器PIT的初级侧与次级侧之间的耦合程度被降低，所以，具有商用交流电源周期的从初级侧传递到次级侧的交变电压分量的量被减小。因此，被叠加在次级侧直流输出电压Eo上的具有商用交流电源周期的波纹被抑制。例如，在实施例1-1中，次级侧平滑电容器Co的电容相比于没有提供电源因子改善电路的情况，仅增大到约两倍。因此，使得电压再生系统的电源因子改善电路的实际应用成为可能。
图11示出了根据实施例1-2的开关电源电路的配置示例。
实施例1-2具有静电耦合型电源因子改善电路12，代替了实施例1-1中的电磁耦合型电源因子改善电路11。
顺便提及，在图11中，已经参考图1描述的部分以相同的参考标号表示，并且将省略对其的描述。
该情况中的电源因子改善电路12也被提供为使得插入在用于从商用交变输入电压VAC产生直流输入电压(Ei)的整流和平滑电路的整流电流路径中。
在电源因子改善电路12中，高频电感器L10的一端连接到桥式整流电路Di的正极输出端。高频电感器L10的另一端连接到开关二极管D1的阳极。开关二极管D1的阴极连接到平滑电容器Ci的正极端。即，同样在该情况中，高频电感器L10与开关二极管D1的串联电路插入在桥式整流电路Di的正极输出端与平滑电容器Ci的负极端之间。
同样在该情况中，滤波电容器CN与高频电感器L10和开关二极管D1的串联电路并联连接。
此外，电源因子改善谐振电容器C20与开关二极管D1并联连接。在该情况中，电源因子改善谐振电容器C20与高频电感器L10串联连接。从而，电源因子改善谐振电容器C20的电容与高频电感器L10的电感形成了(在商用交流输入电压的整流电流路径中)电源因子改善电路12中的串联谐振电路。
初级侧串联谐振电路(L1-C1)连接到高频电感器L10、开关二极管D1的阴极以及电源因子改善谐振电容器C20之间的连接点，如图所示。
利用电源因子改善电路12的这种电路配置，在该情况中，在初级侧串联谐振电路中获得的开关输出(初级侧串联谐振电流)被再生作为电源，并且经由开关二极管D1和电源因子改善谐振电容器C20的并联连接，被反馈到平滑电容器Ci。此时，因为电源因子改善谐振电容器C20的电容介于平滑电容器Ci与初级侧串联谐振电路之间，所以该电源再生可以被认为是通过静电耦合执行的。
在当交变输入电压VAC的绝对值电平低于平滑电容器Ci两端的电压电平时的时段期间，如此形成的电源因子改善电路12中的开关二极管D1也执行开关操作。如图1中的情况，交变输入电流IAC的导通角增大，因此，电源因子被改善。
图12示出了根据实施例1-3的电源电路的配置示例。顺便提及，在该图中，与图1和图11相同的部分以相同的参考标号表示，并且将省略对其的描述。
实施例1-3具有与实施例1-1类似的适应宽范围的配置。在该电源电路中提供的电源因子改善电路13是使用电源再生系统的磁耦合型的。
如图7和图8所示，图1所示电源电路中的被改善的电源因子PF的值随着负载变小或者随着交变输入电压的电平增加而被降低。随着负载变小，电源电路中流动的电流的量被降低。相应地，交变输入电流IAC的导通角被减小，因此，电源因子被降低。并且，随着交变输入电压的电平升高，开关二极管D1对整流电流进行开关(整流)操作所需的交变输入电压VAC的电平的下限被增大。从而，交变输入电流IAC的导通角减小，因此，电源因子被降低。
虽然图1所示的电源电路具有实际足够的电源因子特性，但是依赖于交变输入电压条件和负载条件，相对于交变输入电压电平和负载的变化，希望获得更稳定的电源因子值。
因此，根据图12所示的实施例1-3的电源电路被配置使得在图1所示的电源因子改善电路11的基础上，使得被改善的电源因子恒定。
在图12所示的电源因子改善电路13中，控制变压器PRT的受控绕组NR经由开关二极管D1连接到桥式整流电路Di的正极输出端，其中开关二极管D1与控制变压器PRT的受控绕组NR串联连接。开关二极管D1的阴极连接到平滑电容器Ci的正极端。即，在该情况中，在用于产生经整流和平滑的电压Ei的整流电流路径中，开关二极管D1和受控绕组NR的串联电路插入在桥式整流电路Di的正极输出端与平滑电容器Ci的正极端之间的线路中。在该情况中，受控绕组NR起到高频电感器的作用，用于接受作为电源被再生的初级侧串联谐振电流。
电源因子改善电路13中的开关二极管D1与受控绕组NR之间的连接点与初级侧串联谐振电容器C1连接，并从而与初级侧串联谐振电路的端子部分连接。
在该情况中，滤波电容器CN与开关二极管D1和受控绕组NR的串联电路并联连接。
电源因子改善电路13中所提供的控制变压器PRT例如是通过缠绕受控绕组NR并缠绕控制绕组Nc，使得控制绕组Nc的缠绕方向与受控绕组NR的缠绕方向垂直而形成的。控制变压器PRT从而起到饱和电抗器的作用。具体地说，控制变压器PRT根据流过控制绕组Nc的直流(控制电流Ic)的水平改变其中的漏电感。
电源因子控制电路3被配置为根据负载功率Po的变化和交变输入电压VAC的变化，可变地控制流过控制绕组Nc的控制电流Ic的水平。电源因子控制电路3从而执行控制，使得电源因子相对交变输入电压的变化和负载的变化而恒定。
作为响应交变输入电压VAC变化的控制系统，提供了如图所示的由分压电阻R1和R2形成的串联电路。分压电阻R1和R2的串联电路与平滑电容器Ci并联连接。被分压电阻R1和R2分压的经整流和平滑的电压Ei被输入到电源因子控制电路3。即，来自分压电阻R1和R2的被分压的电压输出被输入到电源因子控制电路3，以便电源因子控制电路3检测经整流和平滑的电压Ei的电平。经整流和平滑的电压Ei的电平是根据了交变输入电压VAC的电平。从而，电源因子控制电路3基于来自分压电阻R1和R2的检测输出(被分压的电压输出)，检测交变输入电压VAC的电平(商用交流电源AC)。
电源因子控制电路3控制流过控制绕组Nc的电流的水平，使得随着如此检测到的交变输入电压VAC的电平升高，控制电流Ic的水平被降低。电源因子控制电路3操作，使得控制电流Ic的水平随着交变输入电压VAC的电平降低而被升高。
作为饱和电抗器的控制变压器PRT操作使得随着流过控制绕组Nc的控制电流Ic降低，受控绕组NR的电感被增大。因此，如上所述，随着电源因子控制电路3响应于交变输入电压VAC电平的增大而降低流过控制绕组Nc的控制电流Ic，受控绕组NR的电感被增大。
电源因子改善电路13中作为高频电感器的受控绕组NR的电感增大使得作为受控绕组NR的电感器中所存储的能量根据从初级侧串联谐振电路反馈的某个量的电力而增加。即，控制起到作用，使得随着交变输入电压VAC升高，用于电源因子改善的电力反馈量被增大。用于电源因子改善的电力反馈量的这种增大增加了电源因子改善的效果。
实施例1-3从而利用随着交变输入电压VAC升高而提高被改善的电源因子的值的趋势，控制电源因子。实施例1-3从而可以控制电源因子，使得相对交变输入电压VAC的变化，电源因子基本恒定。
作为电源因子改善电路13中响应负载变化的控制系统，提供了在控制变压器PRT中与受控绕组NR一同缠绕的检测绕组ND，以及由整流二极管D5和平滑电容器C5形成的整流和平滑电路(半波整流电路)。
检测绕组ND以与上述受控绕组NR相同的缠绕方向缠绕在控制变压器PRT中，使得与受控绕组NR紧密耦合。
检测绕组ND的一端连接到初级侧的地。检测绕组ND的另一端连接到整流二极管D5的阳极。整流二极管D5的阴极连接到平滑电容器C5的正极端。平滑电容器C5的负极端连接到初级侧的地。从而，整流二极管D5和平滑电容器C5形成了半波整流电路。该半波整流电路提供了作为平滑电容器C5两端电压的电压VD1，其中，电压VD1是通过将在检测绕组ND中获得的交变电压VD整流和平滑为直流电压而得到的。该检测电压VD1被输入到电源因子控制电路3。
由于如上所述，受控绕组NR是插入在初级绕组N1与平滑电容器Ci之间的电感器，所以具有与初级侧串联谐振电流相对应的水平的电流流过受控绕组NR，因此，在受控绕组NR两端获得了具有与初级侧串联谐振电流相对应的电平的电压。初级侧串联谐振电流的水平根据流过与次级侧直流输出电压Eo相连的负载的负载电流水平而变化。即，检测绕组ND中所感应的电压VD的电平代表了负载电流的水平。
由于在实施例1-3中稳定了次级侧直流输出电压Eo，所以负载电流的水平其实被获得作为负载功率值。即，可以说，检测绕组ND检测了负载功率。顺便提及，下文中，检测绕组ND两端的电压也将被称作检测电压VD。通过由半波整流电路将检测电压VD变换为直流电压而得到的电压被输入到电源因子控制电路3，作为直流检测电压VD1。
电源因子控制电路3执行控制，使得随着直流检测电压VD1的电平下降而降低控制电流Ic的水平。
负载电流的水平随着负载功率下降而降低。因此，随着负载功率下降，指示与负载电流相对应的水平变化的初级侧串联谐振电流的水平降低。因此，检测电压VD的电平随着负载功率减小而降低。
因此，如上所述地随着直流检测电压VD1的电平下降而降低流过控制绕组Nc的控制电流Ic的水平，等同于随着负载电流下降(小负载趋势)而降低控制电流Ic的水平。
如上所述，当流过控制绕组Nc的控制电流Ic的水平下降时，作为饱和电抗器的控制变压器PRT增大受控绕组NR的电感。
然后，受控绕组NR电感的增大相应地增加了从初级侧串联谐振电路反馈的电力量。因此，控制起到作用，使得电源因子的值随着负载功率降低而提高。
从而，控制起到作用，使得抵消了电源因子随负载功率降低的下降。结果，控制可以起到作用，使得电源因子恒定，而不管负载功率如何变化。
顺便提及，实施例1-3中的电源因子控制电路3可以实际被配置为放大器电路，该放大器电路被形成使得根据来自半波整流电路以及分压电阻R1和R2的各检测输出，改变流过控制绕组Nc的控制电流Ic，其中所述半波整流电路包括整流二极管D5和电容器C5。这样的放大器电路可以简单并且廉价地由几个元件形成，例如双极晶体管、外围阻性元件以及电容器。
图13的电路图示出了实施例1-4的配置。顺便提及，在该图中，与图1、图11和图12相同的部分以相同的参考标号表示，并且将省略对其的描述。
如图12中所示的电源因子改善电路13，在该图所示的电源电路中所提供的电源因子改善电路14被配置为执行控制，使得相对负载变化和交变输入电压变化，被改善的电源因子恒定。电源因子改善电路14具有与图12所示电源因子改善电路13类似配置的控制变压器PRT。
但是，在实施例1-4中的电源因子改善电路14的情况中，绝缘变换器变压器PIT的受控绕组NR和开关二极管D1处于与电源因子改善电路13相反的连接关系中。具体地说，受控绕组NR串联插入在桥式整流电路Di的正极输出端与开关二极管D1的阳极之间。开关二极管D1的阴极连接到平滑电容器Ci的正极端。
因为初级侧串联谐振电路中所获得的开关输出可以被认为是经由开关二极管D1作为电源被反馈到平滑电容器Ci，所以具有这种连接形式的电源再生系统的电源因子改善电路被称作二极管耦合型。
如前述实施例1-3的电源因子改善电路13，如此形成的电源因子改善电路14中的电源因子控制电路3操作以控制控制变压器PRT中的电感。因此，实施例1-4也执行电源因子改善操作，以使得相对负载变化和交变输入电压变化，电源因子恒定。
根据实施例1-1到1-4的电源电路的次级侧的修改形式将被描述为参考图14到图16的实施例1-5、1-6和1-7。顺便提及，虽然图14到图16仅示出了绝缘变换器变压器PIT的次级侧的配置，但是，例如上述实施例1-1到1-4中的一个的初级侧上的部件可以与绝缘变换器变压器PIT的次级侧配置相结合。
将首先描述图14所示的实施例1-5。
根据实施例1-5的电源电路采用多复合谐振变换器的配置。根据实施例1-5的电源电路从而具有次级侧串联谐振电路，该次级侧串联谐振电路包括次级绕组N2和次级侧串联谐振电容器。但是，根据实施例1-5的电源电路配备有倍压全波整流电路作为与次级绕组N2连接的整流电路。
倍压全波整流电路中的次级绕组N2配备有中心抽头，用于将次级绕组N2分为次级绕组部分N2A和N2B。在该情况中，次级绕组N2的中心抽头连接到次级侧的地。
在该情况中，作为次级绕组N2缠绕末端部分的次级绕组部分N2A的端部经由与次级绕组部分N2A串联连接的次级侧串联谐振电容器C2A，连接到整流二极管Do1的阳极和整流二极管Do2的阴极之间的连接点。
作为次级绕组N2缠绕开端部分的次级绕组部分N2B的端部经由与次级绕组部分N2B串联连接的次级侧串联谐振电容器C2B，连接到整流二极管Do3的阳极和整流二极管Do4的阴极之间的连接点。
整流二极管Do2和Do4的阳极之间的连接点连接到次级侧的地。整流二极管Do1和整流二极管Do3的阴极之间的连接点连接到平滑电容器Co的正极端。平滑电容器Co的负极端连接到次级侧的地。
另外，在该情况中，提供了两个次级侧部分谐振电容器Cp2A和Cp2B。次级侧部分谐振电容器Cp2A插入在次级侧的地与整流二极管Do1的阳极和整流二极管Do2的阴极间的连接点之间。
次级侧部分谐振电容器Cp2B插入在次级侧的地与整流二极管Do3的阳极和整流二极管Do4的阴极间的连接点之间。
通过上述连接模式而形成的倍压全波整流电路的整流操作如下。
该倍压全波整流电路可以被分为第一倍压半波整流电路和第二倍压半波整流电路，其中，第一倍压半波整流电路有次级绕组部分N2A、次级侧串联谐振电容器C2A、整流二极管Do1和Do2以及次级侧部分谐振电容器Cp2A形成，第二倍压半波整流电路由次级绕组部分N2B、次级侧串联谐振电容器C2B、整流二极管Do3和Do4以及次级侧部分谐振电容器Cp2B形成。
在第一倍压半波整流电路中，形成了次级绕组部分N2A和次级侧串联谐振电容器C2A的串联电路。从而，次级绕组部分N2A的漏电感分量(L2A)和次级侧串联谐振电容器C2A的电容形成了第一次级侧串联谐振电路。
类似地，在第二倍压半波整流电路中，形成了次级绕组部分N2B和次级侧串联谐振电容器C2B的串联电路。从而，次级绕组部分N2B的漏电感分量(L2B)和次级侧串联谐振电容器C2B的电容形成了第二次级侧串联谐振电路。
如上所述被插入的次级侧部分谐振电容器Cp2A并联连接到次级绕组部分N2A和次级侧串联谐振电容器C2A的串联连接上。因此，次级侧部分谐振电容器Cp2A的电容和次级绕组部分N2A的漏电感L2A形成了与第一倍压半波整流电路相对应的次级侧部分电压谐振电路。类似地，次级侧部分谐振电容器Cp2B并联连接到次级绕组部分N2B和次级侧串联谐振电容器C2B的串联连接上。因此，次级侧部分谐振电容器Cp2B的电容和次级绕组部分N2B的漏电感L2B形成了与第二倍压半波整流电路相对应的次级侧部分电压谐振电路。
第一倍压半波整流电路的整流操作如下。
在次级绕组N2中所感应的交变电压的一半周期的时段中，整流电流沿着按照次级绕组部分N2A、整流二极管Do2、次级侧串联谐振电容器C2A顺序的路径流动，从而，次级侧串联谐振电容器C2A被整流电流充电。作为此时的整流操作的结果，在次级侧串联谐振电容器C2A两端获得了具有与在次级绕组部分N2A中所感应的交变电压相对应的电平的电压。
在次级绕组N2中所感应的交变电压的另一相继的半个周期的时段中，整流电流沿着按照次级绕组部分N2A、次级侧串联谐振电容器C2A、整流二极管Do1、平滑电容器Co顺序的路径流动。此时，平滑电容器Co被次级绕组部分N2A中所感应的电压充电，该电压上叠加了通过在次级绕组N2中的交变电压的先前半个周期的时段中的整流操作而获得的次级侧串联谐振电容器C2A两端的电压。从而，在平滑电容器Co两端产生了电平是次级绕组部分N2A的交变电压电平两倍的电压。
即，第一倍压半波整流电路执行了倍压半波整流操作，其中在次级绕组部分N2A的交变电压的一半周期的时段中，在次级侧串联谐振电容器C2A的两端产生了具有与次级绕组部分N2A的交变电压相对应的电平的电压，并且在次级绕组部分N2A的交变电压的另一半周期的时段中，平滑电容器Co被一个电压充电，该电压具有通过将次级侧串联谐振电容器C2A两端的电压叠加到次级绕组部分N2A的电压上而获得的电平，从而，作为平滑电容器Co两端的电压，获得了具有与次级绕组部分N2A的交变电压的两倍相对应的电平的电压。
在倍压半波整流操作中，在具有正极性和负极性的每个半周期中，电流都流过次级侧串联谐振电容器C2A。据此，第一次级侧串联谐振电路执行谐振操作。
利用第一倍压半波整流电路的整流操作，在整流二极管Do1和Do2关断的时刻中，具有次级侧部分谐振电容器Cp2A的次级侧部分电压谐振电路执行部分电压谐振操作。
以从第一倍压半波整流电路的整流操作移动了半个周期的周期时序，利用次级绕组部分N2B、次级侧串联谐振电容器C2B以及整流二极管Do3和Do4的第二倍压半波整流电路执行与第一倍压半波整流电路类似的倍压半波整流操作。通过该整流操作，次级侧串联谐振电路获得了谐振操作。此外，利用整流操作，在整流二极管Do3和Do4关断的时刻中，具有次级侧部分谐振电容器Cp2B的次级侧部分电压谐振电路执行部分电压谐振操作。
通过执行这样的整流操作，在次级绕组N2的交变电压的每个半周期，平滑电容器Co重复地被第一倍压半波整流电流充电或者被第二倍压半波整流电流充电。即，与次级绕组N2连接的整个整流电路执行倍压全波整流操作，其中在次级绕组N2的交变电压的正和负半波周期的每个中，平滑电容器Co被与次级绕组部分N2A或N2B中所感应的交流电压两倍相对应的充电电势充电。作为整流操作的结果，在平滑电容器Co两端获得了次级侧直流输出电压Eo，作为与次级绕组部分N2A和N2B中所感应的交变电压的两倍相对应的经整流和平滑的电压。
例如当根据图14所示的实施例1-5的电源电路与类似于根据图1所示实施例1-1的电源电路的初级侧配置相结合，并且设置了与图1(实施例1-1)的电源电路相同的交变输入电压条件、负载条件和次级侧直流输出电压Eo电平时，主要部分元件等可以如下选择。
EER-35型磁芯被选择用于绝缘变换器变压器PIT，并且间隙G的间隙长度被设置为2.8mm。对于每个绕组的匝数(T)，初级绕组N1＝40T，次级绕组N2A＝N2B＝25T。即，由于实施例1-5的情况中的次级侧整流电路是倍压全波整流电路，所以对于次级绕组部分N2A和N2B的每个的匝数，可以将次级绕组部分N2A和N2B的每个设置为25T，这是提供用于桥式全波整流电路的图1(实施例1-1)的次级绕组N2匝数的1/2。通过该结构，获得了绝缘变换器变压器PIT中的初级绕组N1与次级绕组N2之间的耦合系数k＝0.63。
用于形成多复合谐振变换器的谐振电容器如下选择。
·初级侧串联谐振电容器C1＝0.039μF·次级侧串联谐振电容器C2＝0.15μF·初级侧部分谐振电容器Cp＝330pF·次级侧部分谐振电容器Cp2＝1000pF对于高频电感器L10的电感，选择L10＝30μH，并且对于滤波电容器CN选择1μF。
对如上配置的电源电路进行的实验的结果基本等于图7、图8、图9和图10的结果，这些图示出了对根据实施例1-1的电源电路的试验结果。
具体地说，对于交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)，在最大负载功率Pomax＝150W且交变输入电压VAC＝100V时，ηAC→DC＝90.3％，并且在最大负载功率Pomax＝150W且交变输入电压VAC＝230V时，ηAC→DC＝90.2％。从而可以理解，与实施例1-1一样获得了优异的特性。
电源因子PF在最大负载功率Pomax＝150W且交变输入电压VAC＝100V时，是PF＝0.94，并且在最大负载功率Pomax＝150W到最小负载功率Pomin＝0W的范围中，是0.8或者更大。电源因子PF在最大负载功率Pomax＝150W且交变输入电压VAC＝230V时，是PF＝0.85，并且在最大负载功率Pomax＝150W到负载功率Po＝70W的范围中，是0.75或者更大。
并且，在根据实施例1-5的电源电路中，与从交变输入电压VAC＝100V/最大负载功率Pomax＝150W到交变输入电压VAC＝230V/最小负载功率Pomin＝0W的范围相对应的ΔfsA是4kHz或者更小，如前述实施例1-1到1-4。因此，仅通过开关频率控制就实现了宽范围能力。
虽然在图14中，通过如图所示地插入两个次级侧部分谐振电容器Cp2A和Cp2B，提供了两个部分电压谐振电路，以便对应于第一和第二倍压半波整流电路，但是第一和第二倍压半波整流电路的部分电压谐振电路可以仅通过一个次级侧部分谐振电容器来形成。
这样的配置被示出在图15中，作为实施例1-6。顺便提及，在该图中，与图14相同的部分以相同的参考标号表示，并且将省略对其的描述。
在该图中，一个次级侧部分谐振电容器Cp2插入在整流二极管Do1的阳极和整流二极管Do2的阴极间的连接点与整流二极管Do3的阳极和整流二极管Do4的阴极间的连接点之间。通过以这种形式插入，次级侧部分谐振电容器起到公共电容器的作用，用于形成与第一和第二倍压全波整流电路的每个相对应的部分电压谐振电路。
下面将描述根据图16所示的实施例1-7的电源电路。
该图示出了对次级绕组N2提供了倍压半波整流电路作为整流电路。
在该情况中的倍压半波整流电路中，整流二极管Do1的阳极经由次级侧串联谐振电容器C2的串联连接被连接到次级绕组N2的一个端部。整流二极管Do1的阴极连接到平滑电容器Co的正极端。平滑电容器Co的负极端连接到次级侧的地。
次级绕组N2的另一端连接到次级侧的地，并且还连接到整流二极管Do2的阳极。整流二极管Do2的阴极连接到整流二极管Do1的阳极与次级侧串联谐振电容器C2之间的连接点。
次级侧部分谐振电容器Cp2并联连接到形成了次级侧部分电压谐振电路的次级绕组N2和次级侧串联谐振电容器C2的串联电路上。次级侧部分谐振电容器Cp2与次级绕组N2的漏电感L2结合形成了与次级侧部分电压谐振电路(并联谐振电路)。
上述倍压半波整流电路的整流操作类似于例如参考图14所描述的第一或者第二倍压半波整流电路的整流操作，因此将省略对其的详细描述。
在整流二极管Do1和Do2分别关断的时刻中，具有次级侧部分谐振电容器Cp2的次级侧部分电压谐振电路执行部分电压谐振操作。
当根据图16所示的实施例1-7的电源电路与例如类似于根据图1所示实施例1-1的电源电路的初级侧配置相结合，并且设置了与图1的电源电路相同的交变输入电压条件、负载条件和次级侧直流输出电压Eo电平时，主要部分元件等可以如下选择。
EER-35型磁芯被选择用于绝缘变换器变压器PIT，并且间隙G的间隙长度被设置为2.8mm。对于每个绕组的匝数(T)，初级绕组N1＝40T，并且次级绕组N2＝25T。实施例1-7的次级侧整流电路是倍压半波整流电路，然而图1所示实施例1-1的次级侧整流电路时桥式全波整流电路。因此，对于该情况中的次级绕组N2的匝数，可以将次级绕组N2设置为25T，这是图1中的次级绕组N2匝数的1/2。通过该结构，获得了绝缘变换器变压器PIT中的初级绕组N1与次级绕组N2之间的耦合系数k＝0.63。
用于形成多复合谐振变换器的谐振电容器如下选择。
·初级侧串联谐振电容器C 1＝0.039μF·次级侧串联谐振电容器C2＝0.39μF·初级侧部分谐振电容器Cp＝330pF·次级侧部分谐振电容器Cp2＝1000pF对于高频电感器L10的电感，选择L10＝30μH，并且对于滤波电容器CN选择1μF。
对如上配置的电源电路进行的实验的结果基本等于图7、图8、图9和图10的结果，这些图示出了对根据实施例1-1的电源电路的试验结果。
具体地说，对于交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)，在最大负载功率Pomax＝150W且交变输入电压VAC＝100V时，ηAC→DC＝90.1％，并且在最大负载功率Pomax＝150W且交变输入电压VAC＝230V时，ηAC→DC＝90.0％。从而可以理解，获得了优异的特性。
电源因子PF在最大负载功率Pomax＝150W且交变输入电压VAC＝100V时，是PF＝0.94，并且在最大负载功率Pomax＝150W到最小负载功率Pomin＝0W的范围中，是0.8或者更大。电源因子PF在最大负载功率Pomax＝150W且交变输入电压VAC＝230V时，是PF＝0.85，并且在最大负载功率Pomax＝150W到负载功率Po＝70W的范围中，是0.75或者更大。
并且，在根据实施例1-7的电源电路中，与从交变输入电压VAC＝100V/最大负载功率Pomax＝150W到交变输入电压VAC＝230V/最小负载功率Pomin＝0W的范围相对应的ΔfsA是4kHz或者更小，如前述实施例1-1到1-4。
除了在对次级绕组N2提供的整流电路系统的形式和配置中的不同之外，根据图14、图15和图16所示的实施例1-5、1-6和1-7的电源电路具有与前述实施例1-1到1-4类似的电路配置。因此，根据实施例1-5、1-6和1-7的电源电路具有例如与前述实施例中的每个中所描述的类似的效果，以及宽范围能力和电源因子改善功能。
图17的电路图示出了根据实施例2-1的电源电路的配置示例。顺便提及，在该图中，与示出了前述第一实施例配置的示图相同的部分以相同的参考标号表示，并且将省略对其的描述。
图17所示的电源电路的基本结构例如类似于图1。
具体地说，包括桥式整流电路Di和平滑电容器Ci的桥式全波整流电路产生经整流和平滑的电压Ei(直流输入电压)。电源因子改善电路21插入在作为桥式整流电路Di的输出与平滑电容器Ci的正极端之间的整流电流路径的线路中。但是，如后面所描述的，电源因子改善电路21与图1的不同。
利用被输入到开关变换器的直流输入电压而操作的开关变换器是基于电路配置与图1类似的电流谐振变换器的多复合谐振变换器。具体地说，提供了具有开关器件Q1和Q2的电流谐振变换器，其中，开关器件Q1和Q2通过半桥耦合彼此耦合。并且，初级侧部分谐振电容器Cp与开关器件Q2并联连接，从而形成初级侧部分电压谐振电路。同样在次级侧，以与图1类似的连接模式，次级侧串联谐振电容器C2连接到次级绕组N2，以形成次级侧串联谐振电路，并且包括整流二极管Do1到Do4和平滑电容器Co的桥式全波整流电路被提供作为整流电路。提供了次级侧部分谐振电容器Cp2，从而形成次级侧部分电压谐振电路。
绝缘变换器变压器PIT具有与图2类似的结构。间隙G的间隙长度等被设置使得以某个耦合系数k或者更小的耦合系数获得了弱耦合状态。
在实施例2-1中，如第一实施例中一样，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2应当满足如下关系fo1＞fo2此外，次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为初级侧串联谐振电路谐振频率fo1的约1/2。在图17所示的实际的电源电路中，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1被设置为约70kHz，而次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为约35kHz。
从而，对于绝缘变换器变压器PIT，设置了在某个耦合系数或者更小耦合系数处的弱耦合状态，并且提供了初级侧串联谐振电路和次级侧串联谐振电路，由此，形成了适应AC 100V系统和AC 200V系统两者的输入电平范围的适应宽范围的电源电路。
根据上述第一实施例的电源电路具有电源再生系统的电源因子改善电路。另一方面，第二实施例具有电压反馈系统的电源因子改善电路。根据实施例2-1的电源电路中所提供的电源因子改善电路21具有用于电压反馈系统的电源因子改善变压器VFT。
如图所示，电源因子改善电路21中的快速恢复型开关二极管(电源因子改善开关器件)D1的阳极连接到桥式整流电路Di的正极输出端。开关二极管D1的阴极经由电源因子改善变压器VFT的次级绕组N12的串联连接，被连接到平滑电容器Ci的正极端。即，在该情况中，开关二极管D1和次级绕组N12的串联电路插入在用于产生经整流和平滑的电压Ei的整流电流路径中的桥式整流电路Di的正极输出端与平滑电容器Ci的正极端之间的线路中。在该情况中，次级绕组N12起到电感器的作用，用于接收具有开关周期的交变电压，该电压是通过开关输出的反馈而获得的。
滤波电容器CN被提供以通过吸收具有开关周期的交变分量来抑制常模噪声，该分量是由开关二极管D1的开关操作产生的。在该情况中，滤波电容器CN并联连接到开关二极管D1与次级绕组N12的串联电路。
电源因子改善变压器VFT具有这样的结构，其中，初级绕组N11和次级绕组N12以使得彼此磁耦合的方式围绕磁芯缠绕。顺便提及，该情况中的电源因子改善变压器VFT具有所谓的分区线轴(divided Bobbin)，其中形成了分开的缠绕部分。初级绕组N11和次级绕组N12在分区线轴中的它们各自的不同缠绕位置中缠绕。从而，作为初级侧与次级侧之间的耦合程度，获得了预定的弱耦合的耦合系数。
在如此形成的电源因子改善电路21中，当在初级侧串联谐振电路中获得了开关输出(初级侧串联谐振电流)时，作为开关输出的电流流过电源因子改善变压器VFT的初级绕组N11，初级绕组N11被认为包括在初级侧串联谐振电路中。然后，电源因子改善变压器VFT根据流过初级绕组N11的交变电流，在次级绕组N12中感应交变电压。
在该情况中，电源因子改善变压器VFT的次级绕组N12以和开关二极管D1串联连接的形式，插入在商用交流电源AC的整流电流路径中。因此，次级绕组N12中所感应的交变电压被叠加到经整流和平滑的电压上。即，电源因子改善变压器VFT经由电源因子改善变压器VFT的磁耦合，将初级侧串联谐振电流作为电压反馈到整流电流路径。这样的电源因子改善电路的系统，即其中开关输出作为电压被如此反馈用于电源因子改善，在这里被称作电压反馈系统。
开关二极管D1操作使得根据上述交变电压的被叠加的分量，对整流电流进行开关(中断)操作。作为这样的操作的结果，在当交变输入电压VAC的电平低于平滑电容器Ci两端电压时的时段期间，整流电流也流动。即，整流电流的导通角被增大了。
利用整流电流的导通角的增大，交变输入电流IAC的导通角也被增大。从而，交变输入电流IAC的平均波形近似于交变输入电压VAC的波形。因此，改善了电源因子。
根据实施例2-1的电源电路具有滤波电容器CN、开关二极管D1、电源因子改善变压器VFT以及次级侧串联谐振电容器C2，作为电源因子改善和宽范围能力所需的附加元件。因此，相比于有源滤波器，实施例2-1也通过很少量的元件就实现了电源因子改善和宽范围能力。
例如当在根据具有上述电流配置的实施例2-1的电源电路中，交变输入电压VAC＝85V到290(288)V的宽范围输入被设置作为商用交流电源输入条件，并且从最大负载功率Pomax＝150W到最小负载功率Pomin＝0W(无负载)的范围被设置作为相应的负载条件时，用于形成电源电路的主要部分元件可以如下选择。
EER-35型磁芯被选择用于绝缘变换器变压器PIT，并且间隙G的间隙长度被设置为2.8mm。对于每个绕组的匝数(T)，初级绕组N1＝45T，并且次级绕组N2＝50T。通过该结构，获得了绝缘变换器变压器PIT中的初级绕组N1与次级绕组N2之间的耦合系数k＝0.63。
对于电源因子改善变压器VFT的初级绕组N11的电感L11，选择L11＝47μH，并且对于电源因子改善变压器VFT的次级绕组N12的电感L12，选择L12＝30μH。
用于形成多复合谐振变换器的谐振电容器如下选择。
·初级侧串联谐振电容器C1＝0.033μF·次级侧串联谐振电容器C2＝0.15μF·初级侧部分谐振电容器Cp＝330pF·次级侧部分谐振电容器Cp2＝330pF对于滤波电容器CN，选择1μF。
对如上配置的电源电路进行的实验的结果基本等于上面参考图7、图8、图9和图10的描述中的结果。
具体地说，对于交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)，在最大负载功率Pomax＝150W且交变输入电压VAC＝100V时，ηAC→DC＝90.3％，并且在最大负载功率Pomax＝150W且交变输入电压VAC＝230V时，ηAC→DC＝90.5％。从而，获得了优异的特性。
电源因子PF在最大负载功率Pomax＝150W且交变输入电压VAC＝100V时，是PF＝0.94，并且在最大负载功率Pomax＝150W到最小负载功率Pomin＝0W的范围中，是0.8或者更大。电源因子PF在最大负载功率Pomax＝150W且交变输入电压VAC＝230V时，是PF＝0.85，并且在最大负载功率Pomax＝150W到负载功率Po＝70W的范围中，是0.75或者更大。
并且，与从交变输入电压VAC＝100V/最大负载功率Pomax＝150W到交变输入电压VAC＝230V/最小负载功率Pomin＝0W的范围相对应的ΔfsA是4kHz或者更小。从而，仅通过开关频率控制就实现了宽范围能力。
图18是示出了根据实施例2-2的电源电路的配置示例的电路图。顺便提及，在该图中，与示出了前述第实施例配置的示图相同的部分以相同的参考标号表示，并且将省略对其的描述。
该图中所示的根据实施例2-2的电源电路具有电源因子改善电路22，该电源因子改善电路22是如下形成的例如将根据图17所示实施例2-1的电源电路中用于从商用交流电源AC(VAC)产生经整流和平滑的电压Ei的整流和平滑电路改变为倍压整流电路，并且将用于通过电力反馈系统改善电源因子的电路配置与倍压整流电流组合。
利用被输入到开关变换器的直流输入电压而操作的开关变换器采用如前述实施例的每个中的多复合谐振变换器的电路配置。
绝缘变换器变压器PIT具有与图2类似的结构。间隙G的间隙长度等被设置为使得例如类似于实施例2-1，获得在某个耦合系数k处的弱耦合状态。
在实施例2-2中，如第一实施例，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2应当满足如下关系fo1＞fo2此外，次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为初级侧串联谐振电路谐振频率fo1的约1/2。同样在图18所示的电源电路中，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1被设置为约70kHz，而次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为约35kHz。
从而，对于绝缘变换器变压器PIT，设置了在某个耦合系数或者更小耦合系数处的弱耦合状态，并且提供了初级侧串联谐振电路和次级侧串联谐振电路，由此，形成了适应AC 100V系统和AC 200V系统两者的输入电平范围的适应宽范围的电源电路。
下面将描述电源因子改善电路22。
如上所述，倍压整流电路被结合在电源因子改善电路22中。电源因子改善电路22中所包括的倍压整流电路由整流二极管D11和D11以及彼此串联连接的两个平滑电容器Ci1和Ci2形成。在该情况中，整流二极管D11和D12起到电源因子改善开关器件的作用。因此，快速恢复型整流二极管被选择作为整流二极管D11和D12。
高频电感器L10在共模噪声滤波器(CMC和CL)的后级中连接到商用交流电源AC的正极线路。此外，绝缘变换器变压器PIT的第三绕组N3与高频电感器L10串联连接。第三绕组N3以预定匝数缠绕在绝缘变换器变压器PIT的次级侧上(与次级绕组N2相同的缠绕部分)。
第三绕组N3的没有连接高频电感器L10的侧上一端连接到整流二极管D11的阳极和整流二极管D12的阴极之间的连接点。
整流二极管D11的阴极连接到平滑电容器Ci1的正极端。整流二极管D12的阳极连接到初级侧的地。
彼此串联连接的平滑电容器Ci1和Ci2之间的连接点在共模噪声滤波器(CMC和CL)的后级中连接到商用交流电源AC的负极线路。平滑电容器Ci2的负极端连接到初级侧的地。
滤波电容器CN插入在商用交流电源AC的正极线路和高频电感器L10间的连接点与平滑电容器Ci1和Ci2间的连接点之间。
对于如此形成的电源因子改善电路22中的倍压整流电路的操作，在商用交流电源AC的一半周期(正极性)的时段中，形成了商用交流电源AC→(CMC绕组)→高频电感器L10→第三绕组N3→整流二极管D11→平滑电容器Ci11→(CMC绕组)→商用交流电源AC的整流电流路径。因此，整流二极管D11对商用交流电源AC整流，并且平滑电容器Ci1使整流输出平滑。
在商用交流电源AC的另一半周期(负极性)的时段中，形成了商用交流电源AC→(CMC绕组)→平滑电容器Ci2→整流二极管D12→第三绕组N3→高频电感器L10→(CMC)→商用交流电源AC的整流电流路径。因此，整流二极管D12对商用交流电源AC整流，并且平滑电容器Ci2使整流输出平滑。
从而，作为每个平滑电容器Ci1和Ci2两端的电压，获得了具有与交变输入电压VAC相对应的电平的经整流和平滑的电压。因此，作为平滑电容器Ci1和Ci2的串联电路两端的电压，获得了具有与交变输入电压VAC电平两倍相对应的电平的经整流和平滑的电压Ei。即，获得了倍压整流操作。
根据上述整流电流路径，在商用交流电源AC是正极性的半周期时段中，形成了高频电感器L10、第三绕组N3和整流二极管D1的串联电路，并且在商用交流电源AC是负极性的半周期时段中，形成了整流二极管D12、第三绕组N3和高频电感器L10的串联电路。即，在商用交流电源AC的每个正/负时段中，第三绕组N3都插入在整流电流路径中。从而，在商用交流电源AC的每个正/负时段中，第三绕组N3中所感应的交变电压叠加在整流输出电压上。即，在该情况中，开关器件Q1和Q2的开关输出经由初级绕组N1和第三绕组N3之间的磁耦合，作为电压被反馈到整流电流路径。
由于上述其上叠加了交变电压分量的整流输出电压被提供到整流二极管D11和D12，所以在当交变输入电压VAC的绝对值电平低于平滑电容器Ci1和Ci2两端的电压时的时段期间，整流二极管D11和整流二极管D12也操作，使得对通过整流操作得到的整流电流进行开关(中断)操作。因此，同样在电源因子改善电路22中，在当整流输出电压低于平滑电容器Ci1和Ci2两端电压时的时段期间，充电电流也流动。因此，交变输入电流IAC的导通角被增大，以改善电源因子。
顺便提及，在例如用于产生经整流和平滑的电压Ei的整流电路系统时具有桥式整流电路等的普通全波整流电路的情况中，也可以使用其中通过第三绕组N3来执行电压反馈的系统的电源因子改善电路的配置。因此，可以将图17所示的具有电源因子改善变压器VFT的电源因子改善电路的配置与倍压整流电路相组合。
例如在商用交流电源AC是100V系统的单范围以及具有150W或者更大的最大负载功率的相对大的负载的情况中，用于产生经整流和平滑的电压Ei的整流电路系统是如图18的实施例2-2中的倍压整流电路。在这样的条件下，流过开关变换器的电流增大，并且功耗增加。但是，当经整流和平滑的电压Ei被产生使得通过倍压整流电路被增加为两倍时，在相同的负载条件下，流过开关变换器的电流的量被减小，从而降低了功耗。
应确认，虽然如图17所示的具有电源因子改善变压器VFT的电源因子改善电路21以及如图18所示的具有第三绕组N3的电源因子改善电路22时电压反馈系统的电源因子改善电路，但是，电压反馈系统最初是希望有效抑制具有商用交流电源周期的波纹的电源因子改善电路的配置，该波纹被叠加在次级侧直流输出电压上。
在被称作电源再生系统的配置中，作为反馈型电源因子改善电路，初级侧谐振变换器的谐振电路直接连接到商用交流电源的整流电流路径。从而，在谐振电路中获得的电流作为电源被反馈到整流电流路径，以改善电源因子。
利用这样的电路配置，具有商用交流电源周期的电流趋向于被叠加在流过作为谐振电路的电感的绝缘变换器变压器的初级绕组的电流上。次级侧的整流和平滑电路利用被传递到绝缘变换器变压器次级侧的被叠加的分量操作，从而导致在次级侧直流输出电压上的具有商用电源周期的波纹电压的增大。例如当电源因子PF＝约0.8时，波纹电压的电平增大为5到6倍。
作为与此对抗的一种措施，可以想到将用于稳定化控制的控制增益设置得高。但是，当波纹电压如上所述地增加为5到6倍时，被升高到限值的控制增益不足以有效抑制波纹。相应地，可以想到控制增益升高到某个限值，并且进一步地，用于使次级侧直流输出电压平滑的平滑电容器的电容增加为5到6倍。但是，选择这样的平滑电容器极大地增加了成本，因而是不实际的。
另一方面，电压反馈系统的电源因子改善配置极大地抑制了上述波纹电压。
即，在图17所示的电源因子改善电路21的配置的情况中，初级侧开关变换器的开关输出经由电源因子改善变压器VFT的磁耦合，被反馈到整流电流路径。在该情况中，由于电源因子改善变压器VFT以弱耦合形成，所以具有商用交流电源周期的波纹分量不容易从次级绕组N12感应到初级绕组N11中。即，可以说，初级侧开关变换器中所获得的开关输出经由电源因子改善变压器VFT的弱磁耦合，被直接反馈到用于商用交流电源的整流电流路径。因此，从商用交流电源线路一侧传递到绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的具有商用交流电源周期的电压分量在量上被减小，从而抑制了被叠加在次级侧直流输出电压上的具有商用交流电源周期的波纹电压。
可以说，图18所示的电源因子改善电路22还执行了开关输出经由第三绕组N3到整流电流路径的反馈，其中交变电压通过初级绕组N1被感应。因此，具有商用交流电源周期的波纹分量不容易从第三绕组N3感应到初级绕组N1中。此外，在图18所示的配置中，高频电感器L10与第三绕组N3串联连接。因此，第三绕组N3与高频电感器L10的组合电感等效地意味着第三绕组对初级绕组的低程度的耦合。因此，具有商用交流电源周期的波纹分量更加不容易被感应在初级绕组中。结果，被叠加在次级侧直流输出电压上的具有商用交流电源周期的波纹电压被有效地抑制。
另外，如上所述，根据实施例2-2的电源电路中的绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k被降低到k＝0.63，以获得弱耦合状态，其目的是降低用于稳定次级侧直流输出电压Eo的开关频率的必要控制范围Δfs。这降低了从绝缘变换器变压器PIT的初级侧传递到次级侧的具有商用交流电源周期的交变电压分量的量。实施例2-2通过具有电压反馈系统的电源因子改善电路以及具有绝缘变换器变压器PIT中的较弱的耦合，有效地抑制了被叠加在次级侧直流输出电压Eo上的具有商用交流电源周期的波纹。
顺便提及，应确认，当开关变换器是具有某个耦合系数k或者更大的耦合系数的传统的开关变换器时，会出现上述电源再生系统的电源因子改善电路的文的。
虽然对前述第一实施例相对应的电源电路具有电源再生系统的电源因子改善电路11到15，但是对于绝缘变换器变压器PIT获得了在某个耦合系数k或者更低的耦合系数处的弱耦合状态，从而解决了上述在次级侧直流输出电压山的具有商用交流电源周期的波纹电压增大的问题。
图19是示出了根据实施例2-3的电源电路的配置示例的电路图。顺便提及，在该图中，与示出了前述第实施例配置的示图相同的部分以相同的参考标号表示，并且将省略对其的描述。
如后面在根据图17所示实施例2-1的电源电路的配置基础上所描述的，根据该图中所示实施例2-3的电源电路具有电源因子改善电路23，该电源因子改善电路23被配置使得相对负载变化和交变输入电压的变化，被改善的电源因子恒定。
实施例2-3中的绝缘变换器变压器PIT具有与图2类似的结构。间隙G的间隙长度等被设置为使得例如类似于实施例2-1，获得在某个耦合系数k处的弱耦合状态。
如前述实施例中的，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2应当满足如下关系fo1＞fo2此外，次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为初级侧串联谐振电路谐振频率fo1的约1/2。同样在图19所示的电源电路中，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1被设置为约70kHz，而次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为约35kHz。
从而，对于绝缘变换器变压器PIT，设置了在某个耦合系数或者更小耦合系数处的弱耦合状态，并且提供了初级侧串联谐振电路和次级侧串联谐振电路，由此，在实施例2-3中也形成了适应AC 100V系统和AC 200V系统两者的输入电平范围的适应宽范围的电源电路。
例如如图7和图8的特性所示，根据图17所示的实施例2-1的电源电路随着负载变小或者随着交变输入电压的电平升高，降低被改善的电源因子PF的值。随着负载变小，电源电路中流动的电流的量被降低，相应地，交变输入电流IAC的导通角被减小，从而降低了电源因子。并且，随着交变输入电压的电平升高，开关二极管D1对整流电流进行开关(整流)操作所需的交变输入电压VAC的电平的下限被增大。从而，交变输入电流IAC的导通角减小，因此，电源因子被降低。
虽然根据前述实施例2-1的电源电路具有实际足够的电源因子特性，但是依赖于交变输入电压条件和负载条件，相对于交变输入电压电平和负载的变化，希望获得更稳定的电源因子值。
因此，根据图19所示的实施例2-3的电源电路被配置使得在图17所示的电源因子改善电路11的基础上，使得被改善的电源因子恒定。
图19所示的电源电路的电源因子改善电路23具有控制变压器PRT，代替了图17所示电源因子改善电路21中的电源因子改善变压器VFT。该情况中的控制变压器PRT是通过将图17所示的电源因子改善变压器VFT形成为饱和电抗器而获得的。
控制变压器PRT的结构示例示出在图31和图32中。
图31所示的控制变压器PRT具有两个双U形磁芯CR11和CR12，每个磁芯具有四个磁芯柱。通过将双U形磁芯CR11的磁芯柱的端部与双U形磁芯CR12的磁芯柱的端部接合，形成立方磁芯。
当如此形成立方磁芯时，双U形磁芯CR11和CR12具有与上述四个磁芯柱相对应的四个接合部分。在该情况中，间隙G和G分别形成在四个接合部分的两个相邻接合部分之间，并且在另两个接合部分中不形成间隙。
在如此形成的立方磁芯中，控制绕组Nc以预定匝数缠绕，使得在双U形磁芯CR11的一侧，延伸跨过形成了间隙G的磁芯柱和没有形成间隙的相邻磁芯柱。
在双U形磁芯CR11的另一侧，初级绕组N11和次级绕组N12以预定匝数缠绕，使得在与控制绕组Nc的缠绕方向垂直的缠绕方向中，延伸跨过两个相邻的磁芯柱。此外，在实施例2-3中，检测绕组ND在与初级绕组N11和次级绕组N12相同的缠绕方向上缠绕，使得紧密耦合到初级绕组N11和次级绕组N12的一侧。
利用这样的结构，该情况中的控制变压器PRT被形成为饱和电抗器，其随着流过控制绕组Nc的控制电流Ic增大而变得饱和。同样在这种结构中，在初级绕组N11与次级绕组N12之间获得了希望的弱耦合状态。
如图32所示，可以通过将作为一个磁芯的具有四个磁芯柱的双U形磁芯CR11与作为另一个磁芯的具有任意截面中的U形的单U形磁芯CR21相组合来形成另一种结构的控制变压器PRT，其中单U形磁芯CR21代替了双U形磁芯CR12。
同样在该情况中，以与图31的控制变压器PRT相同的位置关系，形成间隙G和G。与图31一样，控制绕组Nc围绕双U形磁芯CR11的两个磁芯柱缠绕，并且初级绕组N11、次级绕组N12和检测绕组ND围绕单U形磁芯CR21缠绕，如图所示。
顺便提及，可以通过基于图31或者图32的结构来形成在图12和图13所示的实施例1-3和1-4的电源因子改善电路13和14中提供的控制变压器PRT。即电源因子改善电路13和14的控制变压器PRT中的受控绕组NR(和检测绕组ND)可以缠绕在图31或图32的结构中的初级绕组N11和次级绕组N12的位置。
将返回图19进行描述。
控制变压器PRT的初级绕组N11和次级绕组N12的连接模式例如与图17所示的电源因子改善电路21中的电源因子改善变压器VFT的初级绕组N11和次级绕组N12相同。
因此，如在图17的电源因子改善电路21中一样，用于电源因子改善的基本操作经由弱耦合状态中的初级绕组N11和次级绕组N12的磁耦合，将开关输出作为电压反馈到整流电流路径。即，执行了具有电源因子改善变压器VFT的电压反馈系统的电源因子改善操作。
检测绕组ND的一端连接到初级侧的地，检测绕组ND的另一端连接到二极管D5的阳极。二极管D5和电容器C5形成了半波整流电路。
由于如上所述，在控制变压器PRT中，检测绕组ND缠绕使得紧密耦合到初级绕组N11和次级绕组N12，所以具有与出现在初级绕组N11和次级绕组N12中的交变电压相对应的电平的交变电压被感应在检测绕组ND中。
由于初级绕组N11是与绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1串联连接的电感器，所以具有与初级侧串联谐振电路(C1-N1(L1))中作为开关输出而流动的初级侧串联谐振电流相对应的水平的电流流过初级绕组N11。因此，在初级绕组N11(和次级绕组N12)两端获得了具有与初级侧串联谐振电流相对应的水平的电压。根据流过与次级侧直流输出电压Eo相连接的负载的负载电流的水平，初级侧串联谐振电流的水平变化。因此，检测绕组ND中所感应的电压VD的电平代表了负载电流的水平。由于在实施例2-3中，次级侧直流输出电压Eo被稳定，所以负载电流的水平其实被获得作为负载功率值。即，可以说，检测绕组ND检测了负载功率。
检测绕组ND的交变电压被包括二极管D5和电容器C5的半波整流电路整流。因此，作为电容器C5两端的电压，获得了具有与检测绕组ND的交变电压电平相对应的电平的直流电压。即，电容器C5两端的电压被提供到电源因子控制电路3，作为代表负载功率的检测输入。
另外，在电源因子改善电路23中提供了分压电阻R1和R2。分压电阻R1和R2的串联电路与平滑电容器Ci并联连接。即，分压电阻R1和R2的串联电路被提供使得对经整流和平滑的电压Ei(直流输入电压Ei)分压。分压电阻R1和R2的分压点连接到电源因子控制电路3。
由于通过将商用交流电源AC(交变输入电压VAC)转换为直流电流获得了经整流和平滑的电压Ei，所以经整流和平滑的电压Ei的电平根据交变输入电压VAC的电平而变化。因此，与分压电阻R1和R2的分压点连接的电源因子控制电路3被提供了通过分压电阻R1和R2检测的商用交流电源AC的电平。
该情况中的电源因子控制电路3例如通过A类放大器形成为简单放大器电路。电源因子控制电路3被提供了代表负载功率的电容器C5两端的电压的电平，以及代表商用交流电源AC水平的被分压电阻R1和R2分压的电压的水平。电源因子控制电路3相应地改变作为要流过控制变压器PRT控制绕组Nc的直流电流的控制电流Ic的水平。顺便提及，图12和图13所示的电源因子控制电路3可以以与图19所示的电源因子控制电路3相同的方式形成。
作为与负载功率相对应的操作，电源因子控制电路3改变控制电流Ic的水平，使得随着电容器C5两端的电压电平变低，控制电流Ic的水平被降低。电容器C5两端的电压变低意味着负载电流增大，从而负载变小。
作为与商用交流电源AC的电平相对应的操作，电源因子控制电路3改变控制电流Ic的水平，使得随着被分压电阻R1和R2分压的电压电平变低，控制电流Ic的水平被降低。
作为饱和电抗器的控制变压器PRT操作，以随着流过控制绕组Nc的控制电流Ic被降低，增加作为受控绕组的初级绕组N11和次级绕组N12的电感L11和L12。
在电源因子改善电路23中起到电感器作用的次级绕组N12和与次级绕组N12耦合的初级绕组N11的电感L11和L12，根据从初级侧串联谐振电路反馈的某个量的电力，相应地增加了作为次级绕组N12(以及初级绕组N11)的电感器中所存储的能量。这意味着用于电源因子改善的电力反馈量的增大。电力反馈的量的这种增大降低了开关二极管D1对整流电流进行开关(整流)操作所需的交变输入电压VAC的电平的下限，因此，抵消了电源因子的降低(即，根据较小负载的电力反馈量的降低和交变输入电压VAC的增大)。结果，随着负载功率降低，电力反馈量被保持在基本恒定的水平，从而，控制起到作用，使得电源因子恒定，而不管负载功率的变化。
因此，图19所示的实施例2-3可以仅通过开关频率控制就适应宽范围，并且作为具有电压反馈系统的电源因子改善功能的多复合谐振变换器执行控制，使得相对交变输入电压(商用交流电源AC)的变化和负载的变化，被改善的电源因子恒定。
顺便提及，依赖于交变输入电压输入条件和负载条件，电源因子稳定化配置可以例如是与交变输入电压的变化相对应的电源因子稳定化配置，或者与负载的变化相对应的电源因子稳定化配置。这对于图12和图13所示的电源因子改善电路13和14也是适用的。
作为根据前述实施例2-1到2-3的电源电路次级侧的修改形式，有实施例2-4、2-5和2-6的三个示例。这些实施例2-4、2-5和2-6分别示出在图14、图15和图16中。实施例2-1到2-3中的一个的初级侧上的电路配置可以被组合作为实施例2-4、2-5和2-6的初级侧上的电路配置。顺便提及，上面已经描述了图14、图15和图16中的电路形式，因此，下面将省略对它们的描述。
当根据具有图14的电路形式的实施例2-4的电源电路例如与类似于根据图17所示实施例2-1的电源电路的初级侧配置相结合，并且设置了与图17的电源电路相同的交变输入电压条件、负载条件和次级侧直流输出电压Eo电平时，主要部分元件等可以如下选择。
EER-35型铁氧体磁芯被选择用于绝缘变换器变压器PIT，并且间隙G的间隙长度被设置为2.8mm。对于每个绕组的匝数(T)，初级绕组N1＝40T，次级绕组N2A＝N2B＝25T。即，对于次级绕组部分N2A和N2B的每个的匝数，可以将次级绕组部分N2A和N2B的每个设置为25T，这是图17(实施例2-1)中的次级绕组N2匝数的1/2。通过该结构，获得了绝缘变换器变压器PIT中的初级绕组N1与次级绕组N2之间的耦合系数k＝0.63。
用于形成多复合谐振变换器的谐振电容器如下选择。
·初级侧串联谐振电容器C1＝0.033μF·次级侧串联谐振电容器C2＝0.15μF·初级侧部分谐振电容器Cp＝330pF·次级侧部分谐振电容器Cp2＝1000pF电源因子改善变压器VFT中的初级绕组N11的电感L11被设置在L11＝47μH，电源因子改善变压器VFT中的初级绕组N12的电感L12被设置在L12＝03μH。
对于滤波电容器CN，选择1微法。
对如上配置的电源电路进行的实验提供了与图7、图8、图9和图10基本相等的结果。
具体地说，对于交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)，在最大负载功率Pomax＝150W且交变输入电压VAC＝100V时，ηAC→DC＝90.0％，并且在最大负载功率Pomax＝150W且交变输入电压VAC＝230V时，ηAC→DC＝90.3％。从而可以理解，获得了优异的特性。
电源因子PF在最大负载功率Pomax＝150W且交变输入电压VAC＝100V时，是PF＝0.94，并且在最大负载功率Pomax＝150W到最小负载功率Pomin＝0W的范围中，是0.8或者更大。电源因子PF在最大负载功率Pomax＝150W且交变输入电压VAC＝230V时，是PF＝0.85，并且在最大负载功率Pomax＝150W到负载功率Po＝70W的范围中，是0.75或者更大。
并且，在根据实施例2-4的电源电路中，与从交变输入电压VAC＝100V/最大负载功率Pomax＝150W到交变输入电压VAC＝230V/最小负载功率Pomin＝0W的范围相对应的ΔfsA是4kHz或者更小，如前述实施例2-1到2-3。
当根据具有图16的电路形式的实施例2-6的电源电路例如与类似于根据图17所示实施例2-1的电源电路的初级侧配置相结合，并且设置了与图17的电源电路相同的交变输入电压条件、负载条件和次级侧直流输出电压Eo电平时，主要部分元件等可以如下选择。
EER-35型铁氧体磁芯被选择用于绝缘变换器变压器PIT，并且间隙G的间隙长度被设置为2.8mm。对于每个绕组的匝数(T)，初级绕组N1＝40T，次级绕组N2＝25T。在该情况中，对于次级绕组部分N2的匝数，可以将次级绕组部分N2设置为25T，这是图17(实施例2-1)中的次级绕组N2匝数的1/2。通过该结构，获得了绝缘变换器变压器PIT中的初级绕组N1与次级绕组N2之间的耦合系数k＝0.63。
用于形成多复合谐振变换器的谐振电容器如下选择。
·初级侧串联谐振电容器C1＝0.033μF·次级侧串联谐振电容器C2＝0.39μF·初级侧部分谐振电容器Cp＝330pF·次级侧部分谐振电容器Cp2＝1000pF电源因子改善变压器VFT中的初级绕组N11的电感L11被设置在L11＝47μH，电源因子改善变压器VFT中的初级绕组N12的电感L12被设置在L12＝03μH。
对于滤波电容器CN，选择1微法。
对如上配置的电源电路进行的实验提供了与示出了前述电源电路实验结果的图7、图8、图9和图10基本相等的结果。
具体地说，对于交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)，在最大负载功率Pomax＝150W且交变输入电压VAC＝100V时，ηAC→DC＝90.5％，并且在最大负载功率Pomax＝150W且交变输入电压VAC＝230V时，ηAC→DC＝90.8％。从而可以理解，获得了优异的特性。
电源因子PF在最大负载功率Pomax＝150W且交变输入电压VAC＝100V时，是PF＝0.94，并且在最大负载功率Pomax＝150W到最小负载功率Pomin＝0W的范围中，是0.8或者更大。电源因子PF在最大负载功率Pomax＝150W且交变输入电压VAC＝230V时，是PF＝0.85，并且在最大负载功率Pomax＝150W到负载功率Po＝70W的范围中，是0.75或者更大。
并且，在根据实施例2-6的电源电路中，与从交变输入电压VAC＝100V/最大负载功率Pomax＝150W到交变输入电压VAC＝230V/最小负载功率Pomin＝0W的范围相对应的ΔfsA是4kHz或者更小，如前述实施例2-1到2-4(以及2-5)。
应确认，如上所述，除了在对次级绕组N2提供的整流电路系统的形式和配置中的不同之外，根据实施例2-4、2-5和2-6的电源电路具有与前述实施例2-1到2-3类似的多复合谐振变换器的配置。因此，根据实施例2-4、2-5和2-6的电源电路具有前述实施例2-1到2-3的每个中所描述的类似的效果。
图20的电路图示出了根据实施例3-1的电源电路的配置示例。顺便提及，在该图中，与示出了前述第一实施例配置的示图相同的部分以相同的参考标号表示，并且将省略对其的描述。
图20所示的电源电路的基本结构例如类似于图1或者图17。
具体地说，包括桥式整流电路Di和平滑电容器Ci的桥式全波整流电路产生经整流和平滑的电压Ei(直流输入电压)。电源因子改善电路插入在作为桥式整流电路Di的输出与平滑电容器Ci的正极端之间的整流电流路径的线路中。
利用被输入到开关变换器的直流输入电压而操作的开关变换器是基于电路配置与图1类似的电流谐振变换器的多复合谐振变换器。具体地说，提供了具有开关器件Q1和Q2的电流谐振变换器，其中，开关器件Q1和Q2通过半桥耦合彼此耦合。并且，初级侧部分谐振电容器Cp与开关器件Q2并联连接，从而形成初级侧部分电压谐振电路。同样在次级侧，以与图1类似的连接模式，次级侧串联谐振电容器C2连接到次级绕组N2，以形成次级侧串联谐振电路，并且包括整流二极管Do1到Do4和平滑电容器Co的桥式全波整流电路被提供作为整流电路。提供了次级侧部分谐振电容器Cp2，从而形成次级侧部分电压谐振电路。
在实施例3-1中，如第一实施例中一样，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2应当满足如下关系fo1＞fo2此外，次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为初级侧串联谐振电路谐振频率fo1的约1/2。在图20所示的实际的电源电路中，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1被设置为约70kHz，而次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为约35kHz。
虽然实施例3-1中的绝缘变换器变压器PIT的一般结构可以与图2相同，但是间隙G的间隙长度例如被设置为约1.6mm。从而，在绝缘变换器变压器PIT的初级侧与次级侧之间获得了约0.75的耦合系数k。因此，绝缘变换器变压器PIT的耦合程度与图36所示的现有技术电源电路中的相同。顺便提及，根据实施例3-1的电源电路的实际耦合系数k被设置在k＝0.74。
顺便提及，在上述绝缘变换器变压器PIT中设置的自身含有间隙长度的结构类似于例如包括图36所示电源电路的具有现有技术电流谐振变换器的电源电路中所采用的结构。即，该实施例中的绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k被设置为与现有技术基本相同的值。绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k的设置被应用到后面将描述的第三实施例(3-2到3-8)。
从而，在第三实施例中，虽然对绝缘变换器变压器PIT设置了比前述第一和第二实施例更高程度的耦合，但是如后面所描述了，得到了应对AC 100V系统和AC 200V系统两者的输入电平范围的有宽范围能力的电源电路。
因此，第三实施例中的电压反馈系统或者电源再生系统的电源因子改善电路具有与前述第一和第二实施例中的每个都不同的配置。下面将描述根据图20所示实施例3-1的电源电路中所提供的电源因子改善电路31。
该电源因子改善电路31包括作为电感元件的高频电感器(高频扼流圈)L11、开关二极管D1(电源因子改善开关器件)和滤波电容器CN。
该情况中的高频电感器L11在预定缠绕位置处配备有抽头。高频电感器L11从而被分为高频绕组部分L11A(第一绕组部分)和高频绕组部分L11B(第二绕组部分)。在该情况中，高频电感器L11整体绕组的缠绕起始点是高频绕组部分L11B侧的缠绕起始点。因此，高频绕组部分L11B的缠绕结束点和高频绕组部分L11A的缠绕起始点是抽头的位置。高频绕组部分L11A侧的缠绕结束点是高频电感器L11整体绕组的缠绕结束点。
作为高频绕组部分L11A与高频绕组部分L11B之间连接点的抽头与开关二极管D1的阴极连接。开关二极管D1的阳极连接到桥式整流电路Di的正极输出端。
高频电感器L11中的高频绕组部分L11A的缠绕结束点连接到初级绕组N1的一端。高频电感器L11中的高频绕组部分L11B的缠绕起始点连接到平滑电容器Ci的正极端。
在上述连接形式中，在用于从商用交流电源AC产生经整流和平滑的电压Ei的整流系统中在商用交流电源AC是正极性/负极性的每个半周期中所形成的整流电流路径中，高频绕组部分L11B与开关二极管D1串联连接。形成了初级侧串联谐振电路的初级侧串联谐振电容器C1和初级绕组N1的串联电路也经由高频电感器L11的串联连接，连接到平滑电容器Ci的正极端。高频绕组部分L11B插入在整流电流路径中，用于在与开关二极管D1连接的状态中将整流电路发送到平滑电容器Ci。这意味着从经由初级侧串联谐振电路接收开关输出反馈的电源因子改善电路31的角度看，初级侧串联谐振电路包括高频绕组部分L11A的电感以及初级侧串联谐振电容器C1的电容和初级绕组N1的漏电感。
该情况中的滤波电容器CN插入在桥式整流电路Di的正极输出端与平滑电容器Ci的正极端之间。在该插入形式中，滤波电容器CN与开关二极管D1和高频绕组部分L11B的串联电路并联连接。该滤波电容器CN抑制了通过开关变换器的开关操作在整流电流路径中出现的常模噪声。
根据电源因子改善电路31的这样的电路配置，作为高频绕组部分L11B的电感分量与作为开关二极管D1的用于对电流进行开关(中断)操作的器件彼此串联连接，并插入在整流电流路径中。该串联电路的连接点被提供了在初级侧串联谐振电路中获得的开关输出(初级侧串联谐振电流)。根据从而出现在整流电流路径中的交变电压，开关二极管D1执行开关操作，使得中断整流电流。整流电流流到平滑电容器Ci。即，电源因子改善电路31将初级侧串联谐振电路中所获得的初级侧串联谐振电流再生为电源，并且经由整流电流路径，将初级侧串联谐振电流反馈到平滑电容器。
在该情况中，在将初级侧串联谐振电流再生为电源并将初级侧串联谐振电流反馈到平滑电容器Ci寸，可以认为高频绕组部分L11B被插入在整流电流路径中，如上所述。即，电源再生可以被认为是通过高频绕组部分L11B的磁耦合而执行的。
如上所述的在中断状态中流动的整流电流的包络波形的导通时段包括当来自桥式整流电路Di的整流输出电压的电平低于平滑电容器Ci两端电压的电平时的时段。交变输入电流IAC的导通时段基本与整流电流的导通时段重合。即，相比于没有提供电源因子改善电路的情况，交变输入电流IAC的导通角被增大了，并且导通角被增大使得交变输入电流IAC的波形近似交变输入电压VAC的波形，即，电源因子被改善。
由于高频电感器L11与初级绕组N1串联连接，所以高频电感器L11的电感可以等效认为是初级绕组N1的漏电感分量。但是，高频电感器L11中的高频绕组部分L11B与整流电流路径中的开关二极管D1串联连接，从而主要起到被提供了开关输出的用于电源因子改善的高频电感器的作用。被包括作为初级绕组N1的漏电感分量的高频电感器L11的电感主要是高频绕组部分L11A。在作为经由高频电感器L11的串联的整流电流路径的线路中，初级绕组N1可以认为是被连接到开关二极管D1的阴极与高频绕组部分L11B之间的连接点。因此，绝缘变换器变压器PIT的初级侧的漏电感可以认为是由L1+L11A(L1指代绝缘变换器变压器PIT中的初级绕组N1自身的漏电感分量)表示。
因此，虽然如上所述，绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k是k＝0.74，但是如上所述，由于高频电感器L11(高频绕组部分L11A)的电感的组合分量，初级侧的视在漏电感增大。因此，在该电源电路中，获得了小于0.74的值作为绝缘变换器变压器PIT的初级侧与次级侧之间的总耦合系数kt。即，电源电路中的绝缘变换器变压器PIT的耦合度被设置得低于通过绝缘变换器变压器PIT的结构自身而获得的耦合系数k。在实施例3-1中，通过对高频电感器L11设置预定的电感值，总耦合系数kt被设置为约0.65或者更低，并且实践中，被设置为kt＝0.61。从而，当相绝缘变换器变压器PIT的初级绕组添加了电感时，初级侧和次级侧之间的总耦合系数kt的值与绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k的值彼此不同。
如实施例3-1中，当对绝缘变换器变压器PIT添加了电感时，在参考图3到图5的描述中，使用上述总耦合系数kt代替耦合系数k。因此，由于实施例3-1中的总耦合系数kt＝0.61的设置，恒压控制操作是基于图4中的特性曲线3所示的单峰特性而执行的。
因此，根据实施例3-1的电源电路也仅通过开关频率控制就适应宽范围。
当要通过省去了高频电感器L11的绝缘变换器变压器PIT的结构独立获得实施例3-1中的与总耦合系数kt＝约0.65或者更低处的状态类似的弱耦合状态时，可想到例如将绝缘变换器变压器PIT的EE型磁芯中的内磁芯柱的间隙G增大到约2.8mm，并且绝缘变换器变压器PIT自身被形成为具有耦合系数＝约0.65或者更低的弱耦合变压器。
利用这样的构成，可以获得参考图4描述的单峰特性。因此，如参考图5所描述的，开关频率的必要控制范围被降低，并且可以在应对AC 100V系统和AC 200V系统的商用交流电源输入的同时，稳定次级侧直流电压。
但是，在绝缘变换器变压器PIT的这种结构的情况中，在绝缘变换器变压器PIT的磁芯中的间隙G附近，涡流损耗增大，从而相应地降低了交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)。随着交变输入电压VAC的电平升高，由涡流损耗导致的交流到直流电源变换效率的这种降低变得显著。适应宽范围的电源电路因此具有当用在AC 200V系统中时的交流到直流电源变换效率比用在AC 100V系统中时的低的问题。
但是，由于在例如直到最大负载功率Pomax＝约150W或者更低的负载条件下，上述涡流损耗的增大处于可容许的范围内，所以即使当高频电感器L11被省去并且仅通过绝缘变换器变压器PIT来设置处于耦合系数k＝0.65或者更小的弱耦合状态时，如上所述，也可以获得实际可用的适应宽范围的电源电路。但是，当规定为最大负载功率Pomax＝200W时，上述涡流损耗的增大变得太显著，以至于不能被忽略。因此，难于在绝缘变换器变压器PIT自身被设置在耦合系数k＝0.65或者更小的情况下，将适应宽范围的电源电路投入实际使用。
因此，在实施例3-1中，例如为了在被升高到约200W的最大负载功率Pomax的情况下，将适应宽范围的电源电路投入实际使用，高频电感器L11如上所述地连接到初级绕组N1，从而通过高频电感器L11的电感，增大初级绕组N1的等效漏电感。电源电路中的绝缘变换器变压器PIT的总耦合系数kt从而被设置为kt＝约0.65或者更小。
在该情况中，由于绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k可以被设置为k＝约0.75，等于现有技术电源电路的耦合系数，所以间隙G的间隙长度可以如上所述地被设置为约1.6mm。即，间隙长度可以被减小到某个值，其中不会出现涡流增大的问题。
从而，根据实施例3-1的电源电路解决了上述涡流损耗增大的问题，因此，不会引起由于涡流损耗增大的问题而造成的交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)的降低。因此，在AC 200V系统中使用时，电源电路也具有优异的交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)特性，使得电源电路作为适应宽范围的电源电路而实际可用。
如上所述，次级侧上也形成了串联谐振电路(次级侧串联谐振电路)，这是改善电源变换效率的一个因素。
即，次级侧串联谐振电路使得可以将电源提供为次级侧直流输出电压Eo，其包括了通过次级侧谐振操作获得的能量增加，从而补偿了由于弱耦合造成的电源变换效率的下降。此外，如上所述，在次级侧上形成了次级侧部分电压谐振电路，以降低次级侧的整流二极管处的开关损耗。这也很有助于改善电源变换效率。
作为对根据图20所示实施例3-1的电源电路的实验结果，图21示出了相对于最大负载功率Pomax＝200W到最小负载功率Pomin＝0W(无负载)的范围内的负载变化的经整流和平滑的电压Ei、电源因子PF和交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)。在该图中，与AC 100V系统相对应的交变输入电压VAC＝100V时的特性由实线表示，与AC 200V系统相对应的交变输入电压VAC＝230V时的特性由虚线表示。
作为对图20所示电源电路的实验结果，图22示出了相对于交流输入电压在85V到288V的范围内的变化的经整流和平滑的电压Ei、电源因子PF和交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)。顺便提及，负载条件被固定在Po＝200W，其是最大负载条件。
在获得图21和图22所示的特性时，图20所示电源电路的主要部分如下选择。
对于绝缘变换器变压器PIT，EE型磁芯中的间隙G的间隙长度被设置为1.6mm，并且缠绕初级绕组N1＝26T，次级绕组N2＝26T。通过该结构，获得了k＝0.74的绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k。另外，对于高频电感器L11，选择高频绕组部分L11A＝10μH，高频绕组部分L11B＝30μH，从而设置了总耦合系数kt＝0.61。
用于形成初级侧串联谐振电路、次级侧串联谐振电路、初级侧部分电压谐振电路和次级侧部分电压谐振电路的谐振电容器以及滤波电容器CN如下选择。
·初级侧串联谐振电容器C 1＝0.039μF·次级侧串联谐振电容器C2＝0.15μF·初级侧部分谐振电容器Cp＝1000pF·次级侧部分谐振电容器Cp2＝1000pF·滤波电容器CN＝1μF
次级侧直流输出电压Eo的额定电平被设置为135V。
如图21所示，作为开关变换器直流输入电压的经整流和平滑的电压Ei当交变输入电压VAC＝100V时，电平处于140V附近，而当交变输入电压VAC＝230V时，电平处在340V附近。在交变输入电压VAC＝100V和230V两种情况中，流过电路的电流水平都随着负载变大而增加，因此，经整流和平滑的电压Ei的电平被稍微降低。
根据电源因子改善电路31的操作而获得的电源因子PF在交变输入电压VAC＝100V和230V时都随着负载变大而增加。在交变输入电压VAC＝100V时，电源因子PF在负载功率Po＝20W到200W的范围内是0.75或者更大，从而，获得了足够的电源因子值。在最大负载功率Pomax＝200W时，获得了PF＝0.95。在交变输入电压VAC＝230V时，电源因子PF在负载功率Po＝50W到200W的范围内是0.75或者更大，并且在最大负载功率Pomax＝200W时，获得了PF＝0.85。
交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)随着负载功率Po增加而增大。在最大负载功率Pomax＝200W的负载条件下，当交变输入电压VAC＝100V时，ηAC→DC＝90.1％，当交变输入电压VAC＝230V时，ηAC→DC＝92.0％。因此，获得的两种测量结果都超过90％。
根据图22，因为通过被提供了商用交流电源AC(VAC)的全波整流电路的整流操作，获得了作为平滑电容器Ci两端电压的经整流和平滑的电压Ei，所以经整流和平滑的电压Ei随着交变输入电压VAC增大而增大，其中所述全波整流电路包括桥式整流电路Di和平滑电容器Ci。
虽然电源因子PF在交变输入电压VAC增加的情况中降低，但是即使在最大交变输入电压VAC＝288V时，也获得了PF≥0.8。
虽然交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)在交变输入电压VAC的低电平范围中稍微降低，但是在交变输入电压VAC＝100V或者更高的电平范围中，电源变换效率被保持在90％或者更大，如图21的特性所示。
图23和图24的波形图指示出用于获得上述电源因子特性的电源因子改善电路31的电源因子改善操作。图23和图24与交变输入电压VAC相结合地示出了交变输入电流IAC。图23表示当交变输入电压VAC＝100V(AC 100V系统)并且最大负载功率Pomax＝200W时的操作。图24表示当交变输入电压VAC＝230V(AC 200V系统)并且最大负载功率Pomax＝200W时的操作。
如这些图中所示，交变输入电流IAC以与交变输入电压VAC相同的极性流动，其导通角对应于在交变输入电压VAC的每个正/负半波时段中当交变输入电压VAC的绝对值电平高于预定值时的时段。电源因子改善电路31执行上述电源因子改善操作，以相比于没有提供电源因子改善电路31的情况，增大交变输入电流IAC的导通角。即，图23和图24示出了电源因子改善的结果。
顺便提及，该情况中的交变输入电流IAC的电平当交变输入电压VAC＝100V时是9.3安培，当交变输入电压VAC＝230V时是5.3安培。
同样在实施例3-1中，与从交变输入电压VAC＝100V/最大负载功率Pomax＝200W到交变输入电压VAC＝230V/最小负载功率Pomin＝0W的范围相对应的ΔfsA是4kHz或者更小在实施例3-1中，高频电感器L11的高频绕组部分L11B起到要与开关二极管D1串联连接并插入在整流电流路径中用于电源因子改善的高频电感器(电源因子改善电感器)的作用。因此，将在电源因子改善电路31中获得的电源因子PF可以主要通过高频绕组部分L11B的电感来设置。
另一方面，高频绕组部分L11A(耦合系数设置电感器)构成了与初级绕组N1自身的漏电感L1一起形成初级侧漏电感的电感分量。因此，总耦合系数kt可以主要通过高频绕组部分L11A的电感来设置。
图25的电路图示出了根据实施例3-2的电源电路的配置示例。顺便提及，在该图中，与图1相同的部分以相同的参考标号表示，并且将省略对其的描述。
该图中所示的电源电路具有电源因子改善电路32，代替了图20所示实施例3-1的配置中的电源因子改善电路31。
电源因子改善电路32也包括作为高频电感器L11、开关二极管D1和滤波电容器CN。同样在该情况中，高频电感器L11在预定缠绕位置处配备有抽头。高频电感器L11从而被分为在缠绕结束侧的高频绕组部分L11A和高频绕组部分L11B。
在该情况中，高频电感器L11的抽头与开关二极管D1的阳极连接。开关二极管D1的阴极连接到平滑电容器Ci的正极输出端。
高频电感器L11中的高频绕组部分L11A的缠绕结束侧的端部连接到初级绕组N1的一端。高频电感器L11中的高频绕组部分L11B的缠绕起始侧的端部连接到桥式整流电路Di的正极输出端。
同样在上述连接形式中，形成初级侧串联谐振电路的初级侧串联谐振电容器C1和初级绕组N1的串联电路经由高频电感器L11的串联连接，被连接到平滑电容器Ci的正极端。因此，同样在该情况中，形成了初级侧串联谐振电路，包括高频电感器L11的电感以及初级侧串联谐振电容器C1的电容和初级绕组N1的漏电感。
同样在该情况中，在用于从商用交流电源线路AC产生经整流和平滑的电压Ei的整流电路系统中，在商用交流电源AC是正极性/负极性的每个半周期中所形成的整流电流路径中，高频绕组部分L11B与开关二极管D1串联连接。即，同样在电源因子改善电路32中，用作高频电感器的高频绕组部分L11B被提供了开关输出用于电源因子改善。
电源因子改善电路32从而被配置以执行电源再生操作，其中在初级侧串联谐振电路(C1-L1-L11A)中所获得的开关输出(初级侧串联谐振电流)经由开关二极管D1被反馈到平滑电容器Ci。即，获得了二极管耦合型电源再生操作。
同样当提供了这样的二极管耦合型电源因子改善电路32时，开关二极管D1根据被再生的电源对整流电流进行开关和中断操作。结果，如在图20所示的磁耦合型电源因子改善电路31中一样，交变输入电流IAC的导通角被增大，以改善电源因子。
同样在该情况中，初级绕组N1与高频绕组部分L11A串联连接，并进一步连接到用于产生经整流和平滑的电压Ei的整流和平滑电路系统中的整流电流路径(高频绕组部分L11B的串联电路与开关二极管D1的连接点)。从而，对于总耦合系数kt，如实施例3-1中一样，设置了弱耦合状态，使得获得了如例如参考图4和图5所描述的单峰特性，使得开关频率的必要控制范围可以被减小。
图26的电路图示出了根据实施例3-3的电源电路的配置示例。顺便提及，在该图中，与图20、图25等相同的部分以相同的参考标号表示，并且将省略对其的描述。
该图中所示的电源电路具有倍压整流电路作为被提供了商用交流电源AC(交变输入电压VAC)的整流和平滑电路，以产生经整流和平滑的电压Ei(直流输入电压)，其中该倍压整流电路用于产生具有与交变输入电压VAC的两倍相对应的电平的经整流和平滑的电压Ei。另外，图26所示的电源电路具有电源因子改善电路33，如后面将描述，该电源因子改善电路33是通过将用于电源再生系统电源因子改善的电路配置与倍压整流电路相结合而形成的。
电源因子改善电路33由高频电感器L11、滤波电容器CN、整流二极管D11和D12以及两个彼此串联连接的平滑电容器Ci1和Ci2形成。电源因子改善电路33中所包括的倍压整流电路由整流二极管D11和D12以及两个彼此串联连接的平滑电容器Ci1和Ci2形成。在该情况中，整流二极管D11和D12起到电源因子开关器件的作用。因此，快速恢复型整流二极管被选择作为整流二极管D11和D12。
具有倍压整流电路的电源因子改善电路33的配置中的滤波电容器CN在共模噪声滤波器(CMC和CL)的后级中插入在商用交流电源AC的正极线路和负极线路之间。
该情况中的高频电感器L11也配备有抽头。高频电感器L11从而以抽头位置作为划分位置，被分为缠绕结束侧上的高频绕组部分L11A和高频绕组部分L11B。高频电感器L11中的高频绕组部分L11B的缠绕起始侧的端部在共模噪声滤波器(CMC和CL)的后级中连接到商用交流电源AC的正极线路。高频电感器L11抽头连接到整流二极管D11的阳极和整流二极管D12的阴极之间的连接点。高频电感器L11中的高频绕组部分L11A的缠绕结束侧的端部连接到初级绕组N1的一个端部。在该情况中，初级绕组N1的另一个端部也经由初级侧串联谐振电容器C1，连接到开关器件Q1的漏极与开关器件Q2的源极之间的连接点(开关输出点)。
整流二极管D11的阴极连接到平滑电容器Ci1的正极端。整流二极管D12的阳极连接到初级侧的地。
彼此串联连接的平滑电容器Ci1与Ci2之间的连接点在共模噪声滤波器(CMC和CL)的后级中连接到商用交流电源AC的负极线路。平滑电容器Ci2的负极端连接到初级侧的地。
对于如此形成的电源因子改善电路33中的倍压整流电路的操作，在商用交流电源AC的一半周期(正极性)的时段中，形成了商用交流电源AC→(CMC绕组)→高频绕组部分L11B→整流二极管D11→平滑电容器Ci1→(CMC绕组)→商用交流电源AC的整流电流路径。因此，整流二极管D11对商用交流电源AC整流，并且平滑电容器Ci1被作为整流二极管D11的整流输出的整流电流充电，从而获得了整流电压的平滑操作。
在商用交流电源AC的另一半周期(负极性)的时段中，形成了商用交流电源AC→(CMC绕组)→平滑电容器Ci2→整流二极管D12→高频绕组部分L11B→(CMC)→商用交流电源AC的整流电流路径。因此，整流二极管D12对商用交流电源AC整流，并且平滑电容器Ci2使整流二极管D12的整流输出平滑。
从而，作为每个平滑电容器Ci1和Ci2两端的电压，获得了具有与交变输入电压VAC相对应的电平的经整流和平滑的电压。因此，作为平滑电容器Ci1和Ci2的串联电路两端的电压，获得了具有与交变输入电压VAC电平两倍相对应的电平的经整流和平滑的电压Ei。即，获得了倍压整流操作。
根据上述整流电流路径，在商用交流电源AC是正极性的半周期时段中，形成了高频绕组部分L11B和整流二极管D1的串联电路，并且在商用交流电源AC是负极性的半周期时段中，形成了整流二极管D12和高频绕组部分L11B的串联电路。即，同样在该情况中，高频绕组部分L11B与起到开关器件作用的整流二极管D11和D12串联连接，并且在电源因子改善电路33中，高频绕组部分L11B起到被提供有开关输出用于电源因子改善的高频电感器的作用。
该情况中，初级侧串联谐振电路(C1-L1-L11A)的端部(开关输出(初级侧串联谐振电路))连接到高频绕组部分L11B、整流二极管D11的阳极和整流二极管D12的阴极之间的连接点。因此，形成了用于将初级侧开关输出反馈到与商用交流电源AC的每个正/负时段相对应的整流电流路径的系统。
整流二极管D11和D12根据上述被反馈的开关输出，对通过整流操作获得的整流电流进行开关(中断)操作。从而，电源因子改善电路33同样在整流输出电压的电平低于平滑电容器Ci1和Ci2两端电压电平的时段期间，也向平滑电容器Ci1和Ci2提供了充电电流。因此，交变输入电流IAC的导通角被增大，以改善电源因子。
顺便提及，可以认为电源因子改善电路33经由整流二极管D11，将在初级侧串联谐振电路(C1-L1-L11A)中获得的开关输出(初级侧串联谐振电流)反馈到平滑电容器Ci1，并且经由整流二极管D12，将开关输出反馈到平滑电容器Ci2。即，获得了二极管耦合型电源再生操作。
同样在实施例3-3中，初级绕组N1与高频绕组部分L11A串联连接，并进一步连接到用于产生经整流和平滑的电压Ei的整流和平滑电路系统中的整流电流路径(高频绕组部分L11B与开关二极管D1的连接点)。从而，对于总耦合系数kt，设置了弱耦合状态，使得获得了如例如参考图4和图5所描述的单峰特性，使得开关频率的必要控制范围可以被减小。因此，实施例3-3具有与前述实施例类似的效果。
顺便提及，如在实施例3-3中，例如在商用交流电源AC时AC 100V系统的单范围以及具有200W或者更大的最大负载功率的相对大的负载条件的情况中，用于产生经整流和平滑的电压Ei的整流电路系统时倍压整流电路。在这样的条件下，流过开关变换器的的电流增大，并且电源损耗增加。但是，当经整流和平滑的电压Ei被产生使得通过倍压整流电路被增大为两倍时，在相同的负载条件下，流过开关变换器的电流的量被降低，从而电源损耗被降低。实施例的图26的电路配置提供了能够处理约300W或者更大的最大负载功率(Pomax)的适应宽范围的电源电路。
图27的电路图示出了根据实施例3-4的电源电路的配置示例。顺便提及，在该图中，与图20、图25、图26等相同的部分以相同的参考标号表示，并且将省略对其的描述。
该图所述的电源电路采用具有四个开关器件Q1到Q4的全桥耦合系统用于初级侧的电流谐振变换器。
如图所示，在该全桥耦合系统中，开关器件Q3和Q4的半桥连接与开关器件Q1和Q2的半桥连接相并联。
利用开关器件Q1和Q2，作为体二极管的阻尼二极管DD3和阻尼二极管DD4分别在开关器件Q3和Q4的漏极与源极之间与开关器件Q3和Q4并联连接。
在该情况中，提供有开关器件Q3和Q4的情况下，初级侧部分谐振电容器Cp1在开关器件Q4的漏极与源极之间与开关器件Q并联连接。初级侧部分谐振电容器Cp1的电容与初级绕组N1的漏电感L1(以及高频电感器L11的电感)形成了并联谐振电路(部分电压谐振电路)。从而获得了部分电压谐振操作，其中，仅当开关器件Q3和Q4关断时才发生电压谐振。
在该情况中，绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的一端经由初级侧串联谐振电容器C1和后面将描述的电源因子改善变压器VFT的初级绕组N11的串联连接，被连接到开关器件Q1的源极与开关器件Q2的漏极之间的连接点。开关器件Q1的源极与开关器件Q2的漏极之间的连接点是全桥耦合开关电路系统中的一个开关输出点。
初级绕组N1的另一端连接到作为另一个开关输出点的开关器件Q3的源极与开关器件Q4的漏极之间的连接点。
根据上述连接模式，在实施例3-4中形成了初级绕组N1、初级侧串联谐振电容器C1和初级绕组N11的串联连接。因此，通过初级绕组N1自身漏电感L1和电源因子改善变压器VFT的初级绕组N11电感的组合电感，以及初级侧串联谐振电容器C1的电容，形成了初级侧串联谐振电路。
初级侧串联谐振电路插入在开关器件Q1和Q2一侧上的开关输出点与开关器件Q3和Q4一侧上的开关输出点之间。
该情况中的振荡和驱动电路20驱动四个开关器件Q1到Q4。振荡和驱动电路20执行开关驱动，使得开关器件Q1和Q4的组与开关器件Q2和Q3的组交替地导通/关断。这些开关器件的开关输出被传递到被插入在如上所述的开关输出点之间的初级侧串联谐振电路，以将开关操作转换为电流谐振型操作。
顺便提及，实践中，振荡和驱动电路20可以具有两个驱动电路(IC)用于驱动半桥耦合系统的两个开关器件，并且这些驱动电路可以各自执行开关操作，使得开关器件Q1和Q2的组和开关器件Q3和Q4的组彼此同步，并且获得开关器件Q1和Q4的组以及开关器件Q2和Q3的组的上述开关定时。
顺便提及，如在实施例3-4中，全桥耦合系统被采用用于初级侧上的电流谐振变换器配置，以应对大负载的条件。随着负载变大，流过开关变换器的电流增加，电路元件上的负载变大，并且功耗增加。
在全桥耦合中，通过四个开关器件提供了必要负载电流。因此，例如相比于具有两个开关器件的半桥耦合系统的情况，每个元件上的负载变得更小，并且功耗被降低，使得全桥耦合系统在大负载的条件下是有利的。例如，图27的配置提供了能够处理约300W或者更大的最大负载功率(Pomax)的适应宽范围的电源电路。
根据实施例3-4的电源电路具有电源因子改善电路34，用于通过电压反馈系统改善电源因子。电源因子改善电路34包括电源因子改善变压器VFT、开关二极管D1和滤波电容器CN。
开关二极管D1的阳极连接到桥式整流电路Di的正极输出端。开关二极管D1的阴极经由电源因子改善变压器VFT的次级绕组N12的串联连接，连接到平滑电容器Ci的正极端。
在上述电源因子改善电路34的连接形式中，在用于产生经整流和平滑的电压Ei的整流电流路径中，开关二极管D1和次级绕组N12的串联电路插入在桥式整流电路Di的正极输出端与平滑电容器Ci的正极端之间的线路中。即，次级绕组N12起到用于接收具有开关周期的交变电压的电感器的作用，该电压是通过开关输出的电压反馈而得到的。该情况中的次级绕组N12具有与前述实施例中的高频电感器L11中的高频绕组部分L11B类似的功能。
该情况中的滤波电容器CN与开关二极管D1和次级绕组N12的串联电路并联连接。
电源因子改善变压器VFT具有这样的结构，其中，初级绕组N11与次级绕组N12以彼此磁耦合的方式围绕磁芯缠绕。顺便提及，该情况中的电源因子改善变压器VFT具有其中形成了分开的缠绕部分的所谓的分区线轴。初级绕组N11和次级绕组N12在分区线轴中的它们各自的不同缠绕位置中缠绕。从而，作为初级侧与次级侧之间的耦合程度，获得了预定的弱耦合的耦合系数。
在如此形成的电源因子改善电路34中，当在初级侧串联谐振电路中获得了开关输出(初级侧串联谐振电流)时，作为开关输出的电流流过电源因子改善变压器VFT的初级绕组N11，初级绕组N11被认为包括在初级侧串联谐振电路中。然后，电源因子改善变压器VFT根据流过初级绕组N11的交变电流，在次级绕组N12中感应交变电压。
如上所述，电源因子改善变压器VFT的次级绕组N12以和开关二极管D1串联连接的形式，插入在商用交流电源AC的整流电流路径中。因此，次级绕组N12中所感应的交变电压被叠加到整流输出电压上。即，电源因子改善变压器VFT经由电源因子改善变压器VFT的磁耦合，将初级侧串联谐振电流作为电压反馈到整流电流路径。这样的电源因子改善电路的系统，即其中开关输出作为电压被如此反馈用于电源因子改善，在这里被称作电压反馈系统。
因此，该情况中的开关二极管D1也操作使得根据上述交变电压的被叠加的分量，对整流电流进行开关(中断)操作。作为这样的操作的结果，在当交变输入电压VAC的电平低于平滑电容器Ci两端电压时的时段期间，整流电流也流动。结果，如前述实施例中一样，交变输入电流IAC的导通角被增大了，交变输入电流IAC的波形近似交变输入电压VAC的波形。因此，电源因子被改善。
在图27所示的电源电路中，如上所述，电源因子改善变压器VFT的初级绕组N11经由初级侧串联谐振电容器C1，与绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1串联连接。在该情况中，虽然初级侧串联谐振电容器C1介于初级绕组N1和初级绕组N11之间，但是初级侧串联谐振电路的漏电感分量是绝缘变换器变压器PIT中的初级绕组N1自身的漏电感L1与电源因子改善变压器VFT中的初级绕组N11的电感的组合。因此，初级绕组N1和初级绕组N11可以被认为是在初级侧串联谐振电路中彼此串联连接的电感。绝缘变换器变压器PIT的初级侧与次级侧之间的总耦合系数kt因此具有与通过将初级绕组N1自身的漏电感L1与电源因子改善变压器VFT中的初级绕组N11的电感相组合而得到的总漏电感相对应的值。即，在实施例3-4中，电源因子改善变压器VFT中的初级绕组N11具有例如图1所示的高频电感部分L11A的功能。
利用这样的配置，如实施例3-4中，对于总耦合系数kt，设置了弱耦合状态，使得获得了如例如参考图4和图5所描述的单峰特性，使得开关频率的必要控制范围可以被减小。从而，获得了与前述实施例类似的效果。
根据图37所示实施例3-4的电源因子改善电路34的配置与根据图17所示实施例2-1的电源因子改善电路21类似。同样在根据实施例2-1的电源因子改善电路21的情况中，确切地说，初级侧串联谐振电路的漏电感分量是绝缘变换器变压器PIT中的初级绕组N1自身的漏电感L1与电源因子改善变压器VFT中的初级绕组N11的电感的组合，并且总耦合系数kt表示为与通过将初级绕组N1自身的漏电感L1与电源因子改善变压器VFT中的初级绕组N11的电感相组合而得到的总漏电感相对应的值。
但是，根据实施例3-4的电源电路所处理的最大负载功率是200W，如实施例3-1到3-3一样，并且相比于根据实施例2-1的电源电路所处理的150W的最大负载功率，这指示了更大负载的条件。因此，如上所述，根据实施例3-4的电源电路的电流谐振变换器是全桥耦合系统。另一方面，在实施例2-1中使用了半桥耦合系统。通过如此采用全桥耦合系统，可以提供与较大负载相对应地增大的开关电流。随着开关电流被如此增大，电源因子改善变压器VFT中的初级绕组N11的电感(漏电感)作为初级侧串联谐振电路的初级侧漏电感分量，变得有效。
顺便提及，应确认，要与初级侧电流谐振变换器中的全桥耦合系统的配置相组合的电源因子改善电路的形式等可以是任意的，并且例如，另外的电压反馈系统或者电源再生系统的电源因子改善电路可以任意组合。
图28的电路图示出了根据实施例3-5的电源电路的配置示例。顺便提及，在该图中，与图1和图11到图13相同的部分以相同的参考标号表示，并且将省略对其的描述。
如图21和图22所示，随着负载变小或者随着交流输入电压的电平升高，根据实施例3-1的电源电路降低被改善的电源因子PF的值。随着负载变小，在电源电路中流动的电流的量减小，并且相应地，交变输入电流IAC的导通角被减小，从而，减小了电源因子。并且，随着交变输入电压电平升高，开关二极管D1导通整流电流所需的交变输入电压VAC的电平的下限被增大，从而，交变输入电流IAC的导通角被减小，并且因此，电源因子降低。在根据实施例3-4的电源电路中也由于类似原因出现了这样的特性。
同样在该情况中，虽然例如根据前述实施例3-1等的电源电路具有图21和图22所示的实际足够的电源因子特性，但是依赖于交变输入电压条件和负载条件，相对于交变输入电压电平和负载的变化，可能希望获得更稳定的电源因子值。
相应地，根据实施例3-5的电源电路被配置以使得电源因子恒定。为此，实施例3-5具有电源因子改善电路35。
电源因子改善电路35包括开关二极管D1、滤波电容器CN、控制变压器PRT、半波整流电路(D5和C5)、电阻R1和R2以及电源因子控制电路3。同样在该情况中，控制变压器PRT有初级绕组N11、次级绕组N12和检测绕组ND形成。顺便提及，控制变压器PRT的自身结构可以与参考图31或者图32所描述的相同。
另外，在实施例3-5的电源因子改善电路35中，开关二极管D1和控制变压器PRT的次级绕组N12的串联电路插入在桥式整流电路Di的正极输出端与平滑电容器Ci的正极端之间。在该情况中，开关二极管D1的阳极连接到桥式整流电路Di的正极端，并且开关二极管D1的阴极经由控制变压器PRT中的次级绕组N12的串联连接，被连接到平滑电容器Ci的正极端。
在该情况中，控制变压器PRT的初级绕组N11的一端连接到次级绕组N12与开关二极管D1的阴极之间的连接点。该情况中的初级绕组N11的另一端经由初级侧串联谐振电容器C1连接到初级绕组N1。
电源因子改善电路35中的其他连接的模式类似于图19所示的电源因子改善电路23，因此将省略对它们的描述。
从上述电源因子改善电路35的连接模式可以理解，控制变压器PRT的初级绕组N11和次级绕组N12以例如与图20所示实施例3-1的高频电感器L11中的高频绕组部分L11A和L11B类似的模式，分别被提供在电源因子改善电路35中。
具体地说，该情况中的控制变压器PRT的初级绕组N11经由初级侧串联谐振电容器C1与绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1串联连接。因此，控制变压器PRT的初级绕组N11是用于形成初级侧串联谐振电路的电感分量。总耦合系数kt由初级绕组N1自身的漏电感L1和初级绕组N11的电感的组合电感设置。同样在实施例3-5中，总耦合系数kt被设置在例如约0.65或者更低的预定值处，以获得上述单峰特性作为恒压控制特性。
在商用交流电源AC的每个正/负半波时段中所形成整流路径中，控制变压器PRT的次级绕组N12和开关二极管D1形成串联电路。该串联电路的连接点被提供有在初级侧串联谐振电路中获得的开关输出(初级侧串联谐振电流)。即，执行了电源再生系统的开关输出反馈，从而改善了电源因子。
电源因子控制电路3以与图19的电源因子改善电路23相同的方式操作，以相对负载变化和交变输入电压变化，将电源因子控制在恒定水平。即，可以认为，在该情况中，控制变压器PRT是在图20等所示的高频电感器L11的基础上形成的。
顺便提及，同样在该情况中，依赖于交变输入电压输入条件和负载条件，电源因子稳定化配置可以例如是与交变输入电压的变化相对应的电源因子稳定化配置，或者与负载的变化相对应的电源因子稳定化配置。
另外，应确认，如图27所示的实施例3-4中一样，该情况中的控制变压器PRT的初级绕组N11具有高频绕组部分L11A的功能。用于获得参考图4和图5描述的单峰特性的总耦合系数kt由总漏电感设置，该总漏电感是通过将初级绕组N1自身的漏电感L1与控制变压器PRT中的初级绕组N11的电感组合得到的。
作为根据前述实施例3-1到3-5的电源电路的次级侧的修改形式，有实施例3-6、3-7和3-8的三个示例。这些实施例3-6、3-7和3-8的配置分别示出在图14、图15和图16中。实施例3-1到3-5中的一个的初级侧上的电路配置可以被组合作为实施例3-6、3-7和3-8的初级侧上的电路配置。顺便提及，上面已经描述了图14、图15和图16中的电路形式，因此，下面将省略对它们的描述。
当根据具有图15的电路形式的实施例3-7的电源电路例如与类似于根据图20所示实施例3-1的电源电路的初级侧配置相结合，并且设置了与根据实施例3-1的电源电路相同的交变输入电压条件、负载条件和次级侧直流输出电压Eo电平时，主要部分元件等可以如下选择。
EER-40型铁氧体磁芯被选择用于绝缘变换器变压器PIT，并且间隙G的间隙长度被设置为1.6mm。对于每个绕组的匝数(T)，初级绕组N1＝26T，次级绕组N2A＝N2B＝13T。即，对于次级绕组部分N2A和N2B的每个的匝数，可以将次级绕组部分N2A和N2B的每个设置为13T，这是例如图20(实施例3-1)中的次级绕组N2匝数的1/2。通过该结构，获得了k＝0.74的绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k。另外，对于高频电感器L11，选择高频绕组部分L11A＝10μH，高频绕组部分L11B＝30μH，从而设置了总耦合系数kt＝0.61。
用于形成初级侧串联谐振电路、次级侧串联谐振电路、初级侧部分电压谐振电路和次级侧部分电压谐振电路的谐振电容器以及滤波电容器CN如下选择。
·初级侧串联谐振电容器C1＝0.039μF·次级侧串联谐振电容器C2＝0.15μF
·初级侧部分谐振电容器Cp＝1000pF·次级侧部分谐振电容器Cp2＝1000pF·滤波电容器CN＝1μF次级侧直流输出电压Eo的额定电平被设置为135V。
对如上配置的电源电路进行的实验提供了与图21、图22、图23和图24基本相等的结果。
具体地说，对于交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)，在最大负载功率Pomax＝200W且交变输入电压VAC＝100V时，ηAC→DC＝90.0％，并且在最大负载功率Pomax＝200W且交变输入电压VAC＝230V时，ηAC→DC＝91.8％。从而，获得了优异的特性。
电源因子PF在最大负载功率Pomax＝200W且交变输入电压VAC＝100V时，是PF＝0.95，并且在最大负载功率Pomax＝200W到Po＝20W的范围中，是0.75或者更大。电源因子PF在最大负载功率Pomax＝200W且交变输入电压VAC＝230V时，是PF＝0.85，并且在最大负载功率Pomax＝200W到负载功率Po＝50W的范围中，是0.75或者更大。
并且，在根据实施例3-7的电源电路中，与从交变输入电压VAC＝100V/最大负载功率Pomax＝200W到交变输入电压VAC＝230V/最小负载功率Pomin＝0W的范围相对应的ΔfsA是4kHz或者更小，如前述实施例3-1到3-5。顺便提及，具有图14的电路配置的实施例3-6具有与实施例3-7类似的特性。
当根据具有图16的电路形式的实施例3-8的电源电路例如与类似于根据图20所示实施例3-1的电源电路的初级侧配置相结合，并且设置了与根据实施例3-1的电源电路相同的交变输入电压条件、负载条件和次级侧直流输出电压Eo电平时，主要部分元件等可以如下选择。
EER-40型铁氧体磁芯被选择用于绝缘变换器变压器PIT，并且间隙G的间隙长度被设置为1.6mm。对于每个绕组的匝数(T)，初级绕组N1＝26T，次级绕组N2＝13T。即，对于次级绕组部分N2的匝数，可以将次级绕组部分N2设置为13T，这是例如图20(实施例3-1)中的次级绕组N2匝数的1/2。通过该结构，获得了k＝0.74的绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k。另外，对于高频电感器L11，选择高频绕组部分L11A＝10μH，高频绕组部分L11B＝30μH，从而设置了总耦合系数kt＝0.61。
用于形成初级侧串联谐振电路、次级侧串联谐振电路、初级侧部分电压谐振电路和次级侧部分电压谐振电路的谐振电容器以及滤波电容器CN如下选择。
·初级侧串联谐振电容器C1＝0.039μF·次级侧串联谐振电容器C2＝0.33μF·初级侧部分谐振电容器Cp＝1000pF·次级侧部分谐振电容器Cp2＝1000pF·滤波电容器CN＝1μF次级侧直流输出电压Eo的额定电平被设置为135V。
对如上配置的电源电路进行的实验提供了与图21、图22、图23和图24基本相等的结果。
具体地说，对于交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)，在最大负载功率Pomax＝200W且交变输入电压VAC＝100V时，ηAC→DC＝90.3％，并且在最大负载功率Pomax＝200W且交变输入电压VAC＝230V时，ηAC→DC＝92.2％。从而，获得了优异的特性。
电源因子PF在最大负载功率Pomax＝200W且交变输入电压VAC＝100V时，是PF＝0.95，并且在最大负载功率Pomax＝200W到Po＝20W的范围中，是0.75或者更大。电源因子PF在最大负载功率Pomax＝200W且交变输入电压VAC＝230V时，是PF＝0.85，并且在最大负载功率Pomax＝200W到负载功率Po＝50W的范围中，是0.75或者更大。
并且，在根据实施例3-8的电源电路中，与从交变输入电压VAC＝100V/最大负载功率Pomax＝200W到交变输入电压VAC＝230V/最小负载功率Pomin＝0W的范围相对应的ΔfsA是4kHz或者更小，如前述实施例3-1到3-8。
应确认，如上所述，除了在对次级绕组N2提供的整流电路系统的形式和配置中的不同之外，根据实施例3-6、3-7和3-8的电源电路具有与前述实施例3-1到3-5类似的多复合谐振变换器的配置。因此，根据实施例3-6、3-7和3-8的电源电路具有前述实施例3-1到3-5的每个中所描述的类似的效果。
下面将描述作为根据第四实施例的电源电路的实施例4-1。
根据实施例4-1的电源电路的电路配置与示出实施例3-1的图20类似。
在实施例4-1中，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2应当满足如下关系fo1＜fo2此外，实践中，次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为初级侧串联谐振电路谐振频率fo1的约1.5倍。在根据实施例4-1的实际电源电路中，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置在初级侧串联谐振电路的谐振频率fo 1的约1.4到1.3倍。具体地说，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1被设置为fo1≈约70kHz的预定值，而次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为fo2≈约90kHz的预定值。
当例如在根据实施例4-1的电源电路中设置了与根据实施例3-1的电源电路相同的交变输入电压条件(VAC＝85V到288V)、负载条件(Pomax＝200W到Pomin＝0W)和次级侧直流输出电压Eo的额定电平(135V)时，主要部分元件等可以如下选择。
EER-40型铁氧体磁芯被选择用于绝缘变换器变压器PIT，并且间隙G的间隙长度被设置为1.6mm。对于每个绕组的匝数(T)，初级绕组N1＝26T，次级绕组N2＝24T。通过该结构，获得了k＝0.74的绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k。另外，对于高频电感器L11，选择高频绕组部分L11A＝10μH，高频绕组部分L11B＝30μH，从而设置了总耦合系数kt＝0.645。
用于形成初级侧串联谐振电路、次级侧串联谐振电路、初级侧部分电压谐振电路和次级侧部分电压谐振电路的谐振电容器以及滤波电容器CN如下选择。
·初级侧串联谐振电容器C1＝0.047μF·次级侧串联谐振电容器C2＝0.075μF
·初级侧部分谐振电容器Cp＝1000pF·次级侧部分谐振电容器Cp2＝1000pF·滤波电容器CN＝1μF图29示出了当对如上配置的电源电路进行实验时，经整流和平滑的电压(直流输入电压)Ei、电源因子(PF)和交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)相对于在最大负载功率Pomax＝200W到最小负载功率Pomin＝0W(无负载)的范围内的负载变化的各自的特性。在该图中，与AC 100V系统相对应的交变输入电压VAC＝100V时的特性由实线表示，与AC 200V系统相对应的交变输入电压VAC＝230V时的特性由实线表示。
图30示出了经整流和平滑的电压(直流输入电压)Ei、电源因子(PF)和交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)相对于在80V到288V的范围内的交变输入电压变化的各自的特性。顺便提及，负载条件被固定在是最大负载功率的Po＝200W。
如图29所示，作为开关变换器直流输入电压的经整流和平滑的电压Ei当交变输入电压VAC＝100V时，电平处于140V附近，而当交变输入电压VAC＝230V时，电平处在340V附近。在交变输入电压VAC＝100V和230V两种情况中，流过电路的电流水平都随着负载变大而增加，因此，经整流和平滑的电压Ei的电平被稍微降低。
根据电源因子改善电路31的操作而获得的电源因子PF在交变输入电压VAC＝100V和230V时都随着负载变大而增加。在交变输入电压VAC＝100V时，电源因子PF在负载功率Po＝20W到200W的范围内是0.75或者更大，从而，获得了足够的电源因子值。在最大负载功率Pomax＝200W时，获得了PF＝0.95。在交变输入电压VAC＝230V时，电源因子PF在负载功率Po＝50W到200W的范围内是0.75或者更大，并且在最大负载功率Pomax＝150W时，获得了PF＝0.82。
交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)随着负载功率Po增加而增大。在最大负载功率Pomax＝200W的负载条件下，当交变输入电压VAC＝100V时，ηAC→DC＝91.5％，当交变输入电压VAC＝230V时，ηAC→DC＝91.7％。因此，获得的两种测量结果都超过91％。
根据图30，因为通过被提供了商用交流电源AC(VAC)的全波整流电路的整流操作，获得了作为平滑电容器Ci两端电压的经整流和平滑的电压Ei，所以经整流和平滑的电压Ei随着交变输入电压VAC增大而增大，其中所述全波整流电路包括桥式整流电路Di和平滑电容器Ci。
虽然电源因子PF在交变输入电压VAC增加的情况中降低，但是即使在最大交变输入电压VAC＝288V时，也保持了PF≥0.8。
虽然交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)在交变输入电压VAC的低电平范围中稍微降低，但是在交变输入电压VAC＝100V或者更高的电平范围中，电源变换效率被保持在90％或者更大，同样如图9的特性所示。
该交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)的测量结果与实施例3-1中的交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)的测量结果的比较例如指示出实施例4-1中的电源变换效率表现了更好的特性。这主要与在如下方面与实施例3-1不同有关对初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2的频率值以及频率值关系的设置。例如，通过改变谐振频率fo1和fo2的设置，流过开关器件Q1和Q2的开关电流以及流过次级侧整流电路的整流电流的波形出现变化。这种改变例如表现为峰值电平的降低，并且例如引起开关损耗降低。这种因素有助于电源变换效率的改善。
同样在该情况中，图23和图24的波形图指示出用于获得参考图29和图30描述的电源因子特性的电源因子改善电路31的电源因子改善操作。
同样，在根据实施例4-1的电源电路中，与从交变输入电压VAC＝100V/最大负载功率Pomax＝200W到交变输入电压VAC＝230V/最小负载功率Pomin＝0W的范围相对应的ΔfsA是10kHz或者更小。这指示出实现了宽范围能力。
作为根据第四实施例的电源电路的电源因子改善电路和电流谐振变换器的初级侧配置的例如形式等的变化形式，有实施例4-2到4-5。
实施例4-2的电路配置类似于图25所示的实施例3-2。
实施例4-3的电路配置类似于图26所示的实施例3-3。
实施例4-4的电路配置类似于图27所示的实施例3-4。
实施例4-5的电路配置类似于图28所示的实施例3-5。
在实施例4-2到4-5中，采用的相应的图的电路配置，并且以与实施例4-1相同的方式设置初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2。如实施例4-1与实施例3-1的比较一样，根据实施例4-2到4-5的电源电路与根据实施例3-2到3-5的电源电路的相应的比较指示出根据实施例4-2到4-5的电源电路具有更好的交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)特性。
此外，作为根据第四实施例的电源电路的次级侧的变化形式，有实施例4-6、4-7和4-8。
这些实施例实施例4-6、4-7和4-8的配置分别示出在图14、图15和图16中。实施例4-1到4-5中的一个的初级侧的电路配置可以被结合作为实施例4-6、4-7和4-8的初级侧的电路配置。另外，在实施例4-6、4-7和4-8中，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2以与实施例4-1相同的方式设置。
当根据具有图15的电路形式的实施例4-7的电源电路例如与类似于根据图20所示实施例4-1的电源电路的初级侧配置相结合，并且设置了与根据实施例4-1的电源电路相同的交变输入电压条件、负载条件和次级侧直流输出电压Eo电平时，主要部分元件等可以如下选择。
EER-40型铁氧体磁芯被选择用于绝缘变换器变压器PIT，并且间隙G的间隙长度被设置为1.6mm。对于每个绕组的匝数(T)，初级绕组N1＝26T，次级绕组N2A＝N2B＝12T。即，对于次级绕组部分N2A和N2B的每个的匝数，可以将次级绕组部分N2A和N2B的每个设置为基本是例如图20(实施例4-1)中的次级绕组N2匝数的1/2。通过该结构，获得了k＝0.74的绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k。另外，对于高频电感器L11，选择高频绕组部分L11A＝10μH，高频绕组部分L11B＝30μH，从而设置了总耦合系数kt＝0.645。
用于形成初级侧串联谐振电路、次级侧串联谐振电路、初级侧部分电压谐振电路和次级侧部分电压谐振电路的谐振电容器以及滤波电容器CN如下选择。
·初级侧串联谐振电容器C1＝0.047μF·次级侧串联谐振电容器C2＝0.15μF·初级侧部分谐振电容器Cp＝1000pF·次级侧部分谐振电容器Cp2＝1000pF·滤波电容器CN＝1μF对如上配置的电源电路进行的实验提供了与图29、图30、图23和图24基本相等的结果。
具体地说，对于交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)，在最大负载功率Pomax＝200W且交变输入电压VAC＝100V时，ηAC→DC＝91.2％，并且在最大负载功率Pomax＝200W且交变输入电压VAC＝230V时，ηAC→DC＝91.6％。从而，相比于实施例3-7，获得了优异的特性。
电源因子PF在最大负载功率Pomax＝200W且交变输入电压VAC＝100V时，是PF＝0.95，并且在最大负载功率Pomax＝200W到Po＝20W的范围中，是0.75或者更大。电源因子PF在最大负载功率Pomax＝200W且交变输入电压VAC＝230V时，是PF＝0.83，并且在最大负载功率Pomax＝200W到负载功率Po＝50W的范围中，是0.75或者更大。
并且，在根据实施例4-7的电源电路中，与从交变输入电压VAC＝100V/最大负载功率Pomax＝200W到交变输入电压VAC＝230V/最小负载功率Pomin＝0W的范围相对应的ΔfsA是10kHz或者更小，如前述实施例4-1到4-5。顺便提及，具有图14的电路配置的实施例4-6具有与实施例4-7类似的特性。
当根据具有图16的电路形式的实施例4-8的电源电路例如与类似于根据图20所示实施例4-1的电源电路的初级侧配置相结合，并且设置了与根据实施例4-1的电源电路相同的交变输入电压条件、负载条件和次级侧直流输出电压Eo电平时，主要部分元件等可以如下选择。
EER-40型铁氧体磁芯被选择用于绝缘变换器变压器PIT，并且间隙G的间隙长度被设置为1.6mm。对于每个绕组的匝数(T)，初级绕组N1＝26T，次级绕组N2＝12T。即，对于次级绕组部分N2的匝数，可以将次级绕组部分N2设置为基本是例如图20(实施例4-1)中的次级绕组N2匝数的1/2。通过该结构，获得了k＝0.74的绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k。另外，对于高频电感器L11，选择高频绕组部分L11A＝10μH，高频绕组部分L11B＝30μH，从而设置了总耦合系数kt＝0.645。
用于形成初级侧串联谐振电路、次级侧串联谐振电路、初级侧部分电压谐振电路和次级侧部分电压谐振电路的谐振电容器以及滤波电容器CN如下选择。
·初级侧串联谐振电容器C1＝0.047μF·次级侧串联谐振电容器C2＝0.15μF·初级侧部分谐振电容器Cp＝1000pF·次级侧部分谐振电容器Cp2＝1000pF·滤波电容器CN＝1μF对如上配置的电源电路进行的实验提供了与图21、图22、图23和图24基本相等的结果。
具体地说，对于交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)，在最大负载功率Pomax＝200W且交变输入电压VAC＝100V时，ηAC→DC＝91.0％，并且在最大负载功率Pomax＝200W且交变输入电压VAC＝230V时，ηAC→DC＝91.3％。从而，相比于实施例3-8，获得了优异的特性。
电源因子PF在最大负载功率Pomax＝200W且交变输入电压VAC＝100V时，是PF＝0.95，并且在最大负载功率Pomax＝200W到Po＝20W的范围中，是0.75或者更大。电源因子PF在最大负载功率Pomax＝200W且交变输入电压VAC＝230V时，是PF＝0.85，并且在最大负载功率Pomax＝200W到负载功率Po＝50W的范围中，是0.75或者更大。
并且，在根据实施例4-8的电源电路中，与从交变输入电压VAC＝100V/最大负载功率Pomax＝200W到交变输入电压VAC＝230V/最小负载功率Pomin＝0W的范围相对应的ΔfsA是10kHz或者更小，如前述实施例4-1到4-7。
应确认，如上所述，除了在对次级绕组N2提供的整流电路系统的形式和配置中的不同之外，根据实施例4-6、4-7和4-8的电源电路具有与前述实施例4-1到4-5中的一个相类似的多复合谐振变换器的配置。因此，根据实施例4-6、4-7和4-8的电源电路具有前述实施例4-1到4-5的每个中所描述的类似的效果。
顺便提及，在至此的描述中，绝缘变换器变压器PIT自身的初级侧与次级侧之间的耦合系数由k指代，而电源电路中的绝缘变换器变压器PIT的初级侧与次级侧之间的总耦合系数表示为总耦合系数kt，以便耦合系数k与总耦合系数kt彼此区分开。
但是，当如至此所描述的实施例中的第一和第二实施例中，高频电感器L11或者电源因子改善变压器VFT的初级绕组没有与绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1串联连接时，令L1是初级绕组N 1自身的漏电感L1，则考虑到高频电感器L11或者控制变压器PRT的初级绕组是零，电路中的绝缘变换器变压器PIT的总漏电感例如可以表示为L1+0。因此，根据本发明的概念，该情况中的耦合系数k当高频电感器为零时，应当看作总耦合系数kt。
另外，本发明并不限于至此所描述的实施例。
例如，绝缘变换器变压器PIT和控制变压器PRT的结构，包括其磁芯类型等，可以适当地改变。
并且，虽然实施例中所示的开关变换器是基于外激电流谐振变换器，但是实施例中所示的开关变换器例如可以利用自激电流变换器形成。在该情况中，例如，双极晶体管可以被选择作为开关器件。此外，例如作为开关变换器初级侧的开关器件，可以使用出了MOS-FET之外的器件，例如IGBT(绝缘栅双极晶体管)等，只要该器件可在外激电流谐振变换器中使用。
另外，上述每个元件的常数等可以根据实际条件等适当改变。因此，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2的频率值的设置可以适当改变，而不限于前述实施例中所图示的设置。
此外，电源再生系统或者电压反馈系统的电源因子改善电路并不限于各个实施例中所示的配置，而是可以适当地改变。
本领域的技术人员应当理解，依赖于设计需求和其他因素，可以有各种修改、组合、子组合和替换，只要它们在所附权利要求或其等同物的范围内。
权利要求
1.一种开关电源电路，包括整流和平滑装置，所述整流和平滑装置被提供交变电压，并且产生经整流和平滑的电压；开关装置，所述开关装置被提供所述经整流和平滑的电压作为直流输入电压，并执行开关操作，所述开关装置包括开关器件；用于对所述开关器件进行开关驱动的开关驱动装置；通过至少缠绕初级绕组和次级绕组而形成的变换器变压器，所述初级绕组被提供通过所述开关装置的开关操作而获得的开关输出，所述次级绕组中通过所述初级绕组感应了交变电压，在所述变换器变压器的磁芯的预定位置处形成的间隙的长度被设置为使得在所述变换器变压器的初级侧与次级侧之间获得预定耦合系数；初级侧串联谐振电路，所述初级侧串联谐振电路至少由所述变换器变压器的初级绕组的漏电感分量和与所述初级绕组串联连接的初级侧串联谐振电容器的电容形成，对所述初级侧串联谐振电路设置了预定的第一谐振频率，所述初级侧串联谐振电路将所述开关装置的操作转换为电流谐振型操作；次级侧串联谐振电路，所述次级侧串联谐振电路至少由所述变换器变压器的次级绕组的漏电感分量和与所述次级绕组串联连接的次级侧串联谐振电容器的电容形成，对所述次级侧串联谐振电路设置了预定的第二谐振频率；次级侧直流输出电压生成装置，用于通过接收在所述次级侧串联谐振电路中获得的谐振输出并执行整流操作，生成次级侧直流输出电压；恒压控制装置，用于根据所述次级侧直流输出电压的电平，通过控制所述开关驱动装置来改变所述开关装置的开关频率，以对所述次级侧直流输出电压执行恒压控制；和电源因子改善装置，所述电源因子改善装置被配置以将通过所述开关装置的开关操作而在所述初级侧串联谐振电路中获得的开关输出反馈到形成所述整流和平滑装置的整流和平滑电路的预定整流电流路径，并且根据被反馈的开关输出，中断整流电流；其中，所述变换器变压器的初级侧与次级侧之间的总耦合系数被设置为使得通过具有所述初级侧串联谐振电路和所述次级侧串联谐振电路而形成的磁耦合型谐振电路的响应于频率信号输入的输出特性是单峰特性，所述频率信号具有所述开关频率。
2.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述电源因子改善装置被配置为再生在初级侧串联谐振电路中获得的作为所述开关输出的电流作为电源，并且将所述被再生的电流反馈到形成所述整流和平滑装置的整流和平滑电路的预定整流电流路径。
3.根据权利要求2所述的开关电源电路，其中，所述电源因子改善装置至少包括通过将高频电感器与电源因子改善开关器件串联连接而形成的串联电路，其中所述高频电感器串联插入在所述整流和平滑装置中用于整流所述交变电压的整流电路的整流输出端与平滑电容器的正极端之间的整流电流路径中，和与所述串联电路并联连接的滤波电容器；并且所述初级侧串联谐振电路连接到所述高频电感器与所述电源因子改善开关器件之间的连接点。
4.根据权利要求2所述的开关电源电路，其中，所述电源因子改善装置至少包括通过将高频电感器与电源因子改善开关器件串联连接而形成的串联电路，其中所述高频电感器串联插入在所述整流和平滑装置中用于整流所述交变电压的整流电路的整流输出端与平滑电容器的正极端之间的整流电流路径中，和与所述电源因子改善开关器件并联连接的电源因子改善串联谐振电容器，所述电源因子改善串联谐振电容器和所述高频电感器形成串联谐振电路；并且所述初级侧串联谐振电路连接到所述高频电感器与所述电源因子改善开关器件之间的连接点。
5.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述电源因子改善装置被配置为将在所述初级侧串联谐振电路中获得的开关输出作为电压反馈到形成所述整流和平滑装置的整流和平滑电路的预定整流电流路径。
6.根据权利要求5所述的开关电源电路，其中，所述电源因子改善装置至少包括电源因子改善变压器和电源因子改善开关器件，其中所述电源因子改善变压器被设置在所述电源因子改善变压器的初级绕组与初级绕组之间的弱耦合状态中；所述电源因子改善变压器的初级绕组与所述初级侧串联谐振电路串联连接；并且所述电源因子改善变压器的次级绕组与所述电源因子改善开关器件的串联电路被插入在所述整流和平滑装置中用于整流所述交变电压的整流电路的整流输出端与平滑电容器的正极端之间。
7.根据权利要求5所述的开关电源电路，其中，所述电源因子改善装置至少包括第三绕组、高频电感器和电源因子改善开关器件，其中所述第三绕组缠绕在变换器变压器的初级侧，使得具有由在所述变换器变压器的初级绕组中获得的开关输出所感应出的交变电压；并且通过将所述电源因子改善开关器件、所述第三绕组和所述高频电感器彼此串联连接而形成的串联电路被插入在包括形成所述整流和平滑装置的整流电路和平滑电容器的整流和平滑电路中的预定整流电流路径中。
8.根据权利要求2所述的开关电源电路，其中，所述电源因子改善装置至少包括一个电感元件和电源因子改善开关器件，其中所述电感元件通过在预定绕组位置处提供的抽头，被分为第一绕组部分和第二绕组部分；所述第一绕组部分与所述变换器变压器的初级绕组串联连接；并且由所述电源因子改善开关器件和所述第二绕组部分形成的串联电路被插入在形成所述整流和平滑装置的整流和平滑电路的预定整流电流路径中。
9.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，作为所述整流和平滑装置的整流和平滑电路是倍压整流电路；并且作为所述倍压整流电路中的整流元件的二极管器件被提供作为电源因子改善开关器件，用于中断所述电源因子改善装置中的整流电流。
10.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述电源因子改善装置包括电源因子控制装置，用于执行控制使得相对所述交变电压的电平变化，电源因子恒定。
11.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述电源因子改善装置包括电源因子控制装置，用于执行控制使得相对负载变化，电源因子恒定。
12.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述次级侧直流输出电压生成装置具有次级侧部分谐振电容器，所述次级侧部分谐振电容器被连接使得形成部分谐振电路，所述部分谐振电路仅在形成次级侧直流输出电压生成装置的整流元件关断的时刻执行谐振操作。
13.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述次级侧直流输出电压生成装置是通过将具有桥式整流电路的全波整流电路连接到所述次级绕组和所述次级侧串联谐振电容器的串联电路而形成的。
14.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述次级绕组配备有中心抽头，用于划分为第一次级绕组部分和第二次级绕组部分；所述次级侧直流输出电压生成装置包括第一倍压半波整流电路，所述第一倍压半波整流电路是通过将用于倍压半波整流操作的所需整流二极管和次级侧平滑电容器连接到所述第一次级绕组部分和第一次级侧串联谐振电容器的串联电路而形成的，通过所述第一次级绕组部分的漏电感分量和所述第一次级侧串联谐振电容器的电容，所述第一次级绕组部分和所述第一次级侧串联谐振电容器形成第一次级侧串联电路，和第二倍压半波整流电路，所述第二倍压半波整流电路是通过将用于倍压半波整流操作的所需整流二极管和所述次级侧平滑电容器连接到所述第二次级绕组部分和第二次级侧串联谐振电容器的串联电路而形成的，通过所述第二次级绕组部分的漏电感分量和所述第二次级侧串联谐振电容器的电容，所述第二次级绕组部分和所述第二次级侧串联谐振电容器形成第二次级侧串联电路；并且所述次级侧直流输出电压生成装置被形成为倍压全波整流电路，其中所述第一倍压半波整流电路的整流操作对所述次级侧平滑电容器的充电和所述第二倍压半波整流电路的整流操作对所述次级侧平滑电容器的充电在所述次级绕组中所感应的交变电压的半周期时刻中交替地执行。
15.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述次级侧直流输出电压生成装置是通过将倍压半波整流电路连接到所述次级绕组和所述次级侧串联谐振电容器的串联电路而形成的。
全文摘要
本发明提供了一种开关电源电路。除了形成电流谐振变换器的初级侧串联谐振电路之外，提供了至少由次级绕组(N2)和次级侧串联谐振电容器(C2)形成的次级侧串联谐振电路，从而通过绝缘变换器变压器(PIT)的磁耦合，形成了耦合型谐振电路。为了获得该耦合型谐振电路的单峰特性，绝缘变换器变压器(PIT)的总耦合系数(kt)被设置为kt＝0.65或者更低。对于电源因子改善，提供了电压反馈系统或者电源再生系统的电源因子改善电路。
文档编号H02M3/28GK1707931SQ200510073580
公开日2005年12月14日 申请日期2005年6月2日 优先权日2004年6月2日
发明者安村昌之 申请人:索尼株式会社