专利名称：开关电源电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种被提供作为用于各种电子器件的电源的开关电源电路。
背景技术：
日本专利公开No.2003-235259本申请人先前已申请了多种在原边上具有谐振转换器的电源电路。
图16是示出根据由本申请人先前设计的发明形成的具有谐振转换器的开关电源电路的实例的电路图。
图16所示的电源电路的开关转换器通过将半桥耦合系统的外部激励电流谐振转换器与仅在开关关闭时执行电压谐振操作的局部电压谐振电路结合而形成。
如图所示，具有相同正电平和负电平的两个副边直流输出电压被输出。
该电源电路处理的负载状态为负载功率Po＝0W～150W，副边直流输出电压Eo＝±35V或更低，以及负载电流＝10A或更低。
在图16所示的电源电路中，包括两个滤波电容器CL和CL以及一个共模扼流圈CMC的共模噪声滤波器连接在工业用交流电源AC上。
作为用于从工业用交流电源AC产生直流输入电压的整流及平滑电路，包括桥式整流电路Di和平滑电容器Ci的全波整流电路设置在共模噪声滤波器之后的级内。
平滑电容器Ci被桥式整流电路Di的整流输出充电，借此在平滑电容器Ci两端之间得到具有对应于一倍的交变输入电压VAC的电平的已被整流并已被平滑的电压Ei(直流输入电压)。
通过由半桥耦合连接两个由MOS-FET形成的开关器件Q1和Q2所形成的开关电路系统如图所示被提供作为电流谐振转换器，该电流谐振转换器被供给有直流输入电压并能转换该直流输入电压。由体二极管形成的阻尼二极管DD1和DD2沿着图中所示的方向分别在开关器件Q1和Q2的漏极和源极之间与开关器件Q1和Q2并联连接。
部分谐振电容器Cp与开关器件Q2的漏极和源极并联连接。部分谐振电容器Cp的电容和初级绕组N1的漏电感L1形成并联谐振电路(局部电压谐振电路)。由此通过该局部电压谐振电路得到仅当开关器件Q1和Q2关闭时发生电压谐振的局部电压谐振操作。
该电源电路设有由例如通用IC形成的振荡及驱动电路2以切换-驱动开关器件Q1和Q2。振荡及驱动电路2具有振荡电路和驱动电路。具有所需频率的驱动信号(栅压)被施加到开关器件Q1和Q2的栅极。因而，开关器件Q1和Q2执行开关操作以便以所需的开关频率处交替地开启/关闭。
隔离变流变压器(isolated converter transformer)PIT(功率隔离变压器)将开关器件Q1和Q2的开关输出传送到副边。
在这种情况下，隔离变流变压器PIT的初级绕组N1的一端经由原边串联谐振电容器C1连接在开关器件Q1的源极和开关器件Q2的漏极之间的连接点(开关输出点)上。由此得到开关输出。
如图所示，初级绕组N1的另一端连接到原边地。
在这种情况下，初级绕组N1和串联谐振电容器C1互相串联连接。串联谐振电容器C1的电容和隔离变流变压器PIT的初级绕组N1(串联谐振绕组)的漏电感L1形成用于将开关转换器的操作转换成电流谐振型操作的原边串联谐振电路。
根据至此的描述，该图所示的原边开关转换器通过上述原边串联谐振电路(L1-C1)得到电流谐振型操作以及通过上述局部电压谐振电路(Cp//L1)得到局部电压谐振操作。
也就是说，该图所示的电源电路采用的是用于使原边开关转换器成为谐振转换器的谐振电路与另一谐振电路结合的形式。此处上述开关转换器将被称为复合谐振转换器。
虽然没有参考附图而描述，但上述隔离变流变压器PIT的结构具有通过例如将铁氧体材料的E-型磁芯互相结合所形成的EE型磁芯。原边绕组部和次级绕组部相互分开，并且初级绕组N1和次级绕组N2缠绕在EE型磁芯的内部磁铁心(magnetic leg)上。
在隔离变流变压器PIT的EE型磁芯的内部磁铁心中形成具有1.0mm或更小的长度的间隙以在初级绕组N1和次级绕组N2之间得到0.85或更高的耦合系数。
实际上，间隙G＝1.0mm，并且就初级绕组N1和次级绕组N2的匝数来说，初级绕组N1＝37T(匝数)以及次级绕组N2＝12T(6T+6T以中心抽头为界)，由此得到耦合系数k＝约0.85。
在隔离变流变压器PIT的次级绕组N2内感应初级绕组N1的输出。
在这种情况下，次级绕组N2设有如图所示的连接到副边地的中心抽头以被分成次级绕组部N2A和次级绕组部N2B。
次级绕组部N2A是在作为整体的次级绕组N2的绕组末端部的一侧上的绕组部。次级绕组部N2B是在作为整体的次级绕组N2的绕组始端部的一侧上的绕组部。也就是说，在这种情况下，在副边上，次级绕组部N2B缠绕在隔离变流变压器PIT的中央磁铁心上，以及次级绕组部N2A缠绕在次级绕组部N2B的外侧上。换句话说，次级绕组部N2B缠绕在较低的部分内，以及次级绕组部N2A缠绕在较高的部分内。
次级绕组N2与两个双波整流电路连接，这两个双波整流电路通过由图中所示的整流二极管Do1A、整流二极管Do2A和平滑电容器CoA构成的组以及图中所示的整流二极管Do1B、整流二极管Do2B和平滑电容器CoB构成的组形成。
在这种情况下，就上述具有相同正电平和负电平的两个副边直流输出电压Eo来说，具有正极性的副边直流输出电压+Eo由通过整流二极管Do1A、整流二极管Do2A和平滑电容器CoA构成的组所形成的双波整流电路产生。具有负极性的副边直流输出电压-Eo由通过整流二极管Do1B、整流二极管Do2B和平滑电容器CoB构成的组所形成的双波整流电路产生。
整流二极管Do1A具有连接在次级绕组部N2A的绕组末端部上的阳极，和连接在平滑电容器CoA的正电极端上的阴极。整流二极管Do2A具有连接在次级绕组部N2B的绕组始端部上的阳极，和连接在整流二极管Do1A的阴极与平滑电容器CoA的正电极端之间的连接点上的阴极。
整流二极管Do1B具有连接在次级绕组部N2B的绕组始端部上的阴极侧，和连接在平滑电容器CoB的负电极端上的阳极侧。整流二极管Do2B具有连接在次级绕组部N2A的绕组末端部上的阴极侧，和连接在整流二极管Do1B和平滑电容器CoB的负电极端之间的连接点上的阳极侧。
平滑电容器CoA的负电极端和平滑电容器CoB的正电极端互相连接，并且平滑电容器CoA的负电极端和平滑电容器CoB的正电极端之间的连接点连接到副边地。
在这些双波整流电路中，在次级绕组N2内感应出的交变电压的一半周期内，整流二极管Do1A导通以用图中所示的整流电流I1给平滑电容器CoA充电，同时整流二极管Do1B导通以用整流电流I2给平滑电容器CoB充电。
在另一半周期内，整流二极管Do2A导通以用整流电流I2给平滑电容器CoA充电，并且整流二极管Do2B导通以用整流电流I1给平滑电容器CoB充电。
也就是说，通过这种操作，平滑电容器CoA在每个半周期内被充电。另一平滑电容器CoB也在每个半周期内被充电。
接着，如图所示，从平滑电容器CoA的正电极端得到具有正极性的副边直流输出电压+Eo。从平滑电容器CoB的负电极端得到具有负极性的副边直流输出电压-Eo。
通过平滑电容器CoA提取出的副边直流输出电压+Eo和通过平滑电容器CoB提取出的副边直流输出电压-Eo每个都被供给到图中未示出的负载侧。
在这种情况下，在平滑电容器CoA侧上得到的副边直流输出电压+Eo分叉以作为控制电路1的输入和用于恒压控制的检测电压。
控制电路1把控制信号输出到振荡及驱动电路2，其中该控制信号是具有以与副边直流输出电压+Eo的电平相对应的方式变化的电平的电压或电流。
振荡及驱动电路2根据来自控制电路1的控制信号输入通过改变由振荡及驱动电路2内的振荡电路产生的振荡信号的频率来改变施加到开关器件Q1和Q2的栅极的切换驱动信号的频率。由此开关频率被改变。借助由此通过根据副边直流输出电压+Eo的电平可变地控制开关器件Q1和Q2的开关频率，原边串联谐振电路的谐振阻抗被改变，并且从形成原边串联谐振电路的初级绕组N1传送到副边的能量被改变。因此，副边直流输出电压-Eo的电平和副边直流输出电压+Eo被可变地控制。也就是说，对副边直流输出电压+Eo和副边直流输出电压-Eo都执行恒压控制。
顺便提及，通过这样可变地控制开关频率来获得稳定性的恒压控制系统在下文将被称为“开关频率控制系统”。
图17示出了作为对图16所示电路的实际实验结果的图16所示电路的主要零件的工作波形。
图17示出了当负载侧上的负载功率Po被恒定设置为150W(最大负载功率)以及交变输入电压VAC被恒定设置为100V时的实验结果。
顺便提及，在得到图中所示的实验结果的过程中，图16所示的电路零件的选择如下所述。
·隔离变流变压器PIT隙宽＝1.0mm，以及耦合系数k＝0.85初级绕组N1＝37T次级绕组N2＝12T＝次级绕组部N2A+次级绕组部N2B＝6T+6T·原边串联谐振电容器C1＝0.033μF·部分谐振电容器Cp＝330pF在图17中，电压V1是开关器件Q2两端之间的电压，并且指示开关器件Q2的开/关时序。也就是说，该电压V1指示原边上的开关操作的开关周期。
如图所示，电压V1的峰值电平被箝位在已被整流并已被平滑的电压Ei的电平处。
电压V1处于零电平的时间是开关器件Q2导电的接通时间。在该接通时间期间，具有如图所示的波形的开关电流IQ2流入包括开关器件Q2和箝位二极管DD2的开关电路系统中。电压V1被箝位在已被整流并已被平滑的电压Ei的电平处的时间是开关器件Q2关闭并且开关电流IQ2处于如图所示的零电平的时间。
虽然图中未示出，但另一开关器件Q1两端之间的电压和流过开关电路(Q1和DD1)的开关电流具有通过将电压V1和开关电流IQ2的相位移动180°所得到的波形。也就是说，如上所述，开关器件Q1和开关器件Q2在开关器件Q1和开关器件Q2交替开启/关闭的时序内执行开关操作。
虽然图中未示出，流过原边串联谐振电路(C1-N1(L1))的原边串联谐振电流Io流动时具有通过将流过开关电路(Q1和DD1)和(Q2和DD2)的开关电流互相合并所得到的波形。
顺便提及，在这种情况下，如图所示开关电流IQ2的峰值电平是4.6Ap。
在得到具有上述波形的原边操作时，在次级绕组部N2A侧上(和次级绕组部N2B侧上)感应出具有如图所示的波形的交变电压V2。在交变电压V2具有正极性的一半周期内，如上所述整流二极管Do1A和Do1B每个都导通。在交变电压V2具有负极性的半周期内，整流二极管Do2A和Do2B每个都导通。由此，在每个正半周期或负半周期内，在次级绕组部N2A侧上流动的整流电流I1和在次级绕组部N2B侧上流动的整流电流I2每个流动时都具有如图所示的波形。
顺便提及，在这种情况下，整流电流I1的峰值电平是8Ap。整流电流I2的峰值电平是3.1Ap。
发明内容
当如在图16所示的电源电路中采用通过开关频率控制系统来稳定副边直流输出电压的谐振转换器的结构时，用于稳定的开关频率的可变控制范围趋于变得相对宽。
这将参考图18被描述。图18通过开关频率fs和副边直流输出电压Eo的电平(在该情况下为副边直流输出电压+Eo的电平)的关系示出了图16所示的电源电路的恒压控制特性。
在该图的描述中，假定图16的电源电路采用所谓的上边控制(upper side control)作为开关频率控制系统。上边控制是指这样的控制，即在高于原边串联谐振电路的谐振频率fo的频率范围内可变地控制开关频率，并且所得到的谐振阻抗的变化用于控制副边直流输出电压Eo的电平。
通常，串联谐振电路的谐振阻抗在谐振频率fo处是最低的。这样，根据上边控制中的副边直流输出电压Eo和开关频率fs之间的关系，副边直流输出电压Eo的电平随着开关频率fs越来越接近谐振频率fo1而升高，以及副边直流输出电压Eo的电平随着开关频率fs远离谐振频率fo1而降低。
因此，在恒定负载功率Po条件下，副边直流输出电压Eo的电平相对于开关频率fs以二次曲线的形式变化，其中当开关频率fs等于原边串联谐振电路的谐振频率fo1时，副边直流输出电压Eo的电平达到最高点，并且副边直流输出电压Eo的电平随着开关频率fs远离谐振频率fo1而降低，如图18所示。
就在最小负载功率Pomin时和在最大负载功率Pomax时对应相同开关频率fs的副边直流输出电压Eo的电平来说，在最大负载功率Pomax时的副边直流输出电压Eo的电平被移动以从在最小负载功率Pomin时的副边直流输出电压Eo的电平减少预定的量。也就是说，当开关频率fs固定时，副边直流输出电压Eo的电平随着负载变得更大而降低。
根据上述特性，当副边直流输出电压Eo将在Eo＝tg处被上边控制稳定时，开关频率的可变范围(必需控制范围)是用Δfs表示的范围，该可变范围在图16所示的电源电路中是必需的。
实际上，图16所示的电源电路通过开关频率控制系统执行恒压控制以使副边直流输出电压Eo稳定在例如30V处，处理作为AC 100V系统的交变输入电压VAC＝85V～120V时的输入变化范围和副边直流输出电压Eo的最大负载功率Pomax＝150W和最小负载功率Pomin＝0W(无负载)的负载状态。
在这种情况下，由图16所示的电源电路改变的用于恒压控制的开关频率fs的可变范围是fs＝约80kHz～200kHz，这样Δfs为约100kHz的相应地宽范围。
已知的所谓宽范围预备(wide range-ready)电源电路被配置成能处理例如约AC 85V～288V的交变输入电压范围，以准备好用于例如日本或美国的使用交变输入电压AC 100V系统的区域和例如欧洲等的使用AC 200V系统的区域。
下面将给出要考虑的事项以将图16所示的电源电路配置成如上所述的宽范围预备电源电路。
如上所述，宽范围预备电源电路准备好用于例如AC 85V～288V的交变输入电压范围。因此，与例如仅有AC 100V系统或仅有AC 200V系统的单范围的情况相比，副边直流输出电压Eo的电平变化范围增加了。对副边直流输出电压Eo的恒压控制需要更宽的开关频率控制范围，其中副边直流输出电压Eo的电平变化范围被扩大以便准备好用于上述交变输入电压范围。例如，就图16所示的电路来说，开关频率fs的控制范围需要扩大到约80kHz～400kHz的范围。
然而，在目前状态下，可由用于驱动开关器件的IC(振荡及驱动电路2)处理的驱动频率的上限为约200kHz。即使形成并安装了能够以上述高频驱动的切换-驱动IC，在上述高频处驱动开关器件仍会大大降低功率转换效率，实际上这样会使电源电路不能实际用作电源电路。
已知例如以下结构可制造通过实际上准备好用于宽范围的开关频率控制系统来获得稳定性的开关电源电路。
在其中一结构中，被供给有工业用交流电源并能产生直流输入电压(Ei)的整流电路系统具有根据AC 100V系统或AC 200V系统的工业用交流电源的输入在倍压整流电路和全波整流电路之间切换的功能。
在这种情况下，形成电路以便检测工业用交流电源的电平，并且根据检测到的电平由使用电磁继电器的开关执行整流电路系统中的电路连接的切换以便形成倍压整流电路或全波整流电路。
然而，如上所述，整流电路系统中的这种开关结构需要预定数目的电磁继电器。另外，需要提供至少一个由两个平滑电容器构成的组以形成倍压整流电路。这样，零件的数目相应地增加，从而导致成本增加，并且电源电路板的安装区域增大，从而导致尺寸增大。在形成电源电路的零件中，尤其是这些平滑电容器和电磁继电器具有大尺寸，因而会大大增加板的尺寸。
此外，就用于在全波整流操作和倍压整流操作之间切换的结构来说，假定当例如发生瞬时功率中断或交变输入电压下降到低于额定电压的值，并由此当AC 200V系统的工业用交流功率是输入时交变输入电压的电平变得低于对应AC 200V系统的电平时，发生检测到交变输入电压的电平对应AC 100V系统并且执行切换到倍压整流电路的错误操作。当上述错误操作发生时，对在AC 200V系统的电平处的交变输入电压执行倍压整流操作，因此例如开关器件Q1和Q2或许不能承受该电压从而击穿。
因此，为防止上述错误操作，实际电路不仅检测主开关转换器的直流输入电压，而且还检测备用电源侧上的转换电路的直流输入电压。这样，用于检测备用电源侧上的转换电路的直流输入电压等的附加零件会促使进一步增加上述的成本和电路板尺寸。
另外，为防止错误操作而检测备用电源侧上的转换器的直流输入电压意味着具有用于切换整流操作的电路的宽范围预备电源电路实际上仅能用在具有除主电源上还有备用电源的电子器件中。也就是说，其中能安装电源电路的电子器件局限于具有备用电源的类型，因此电源电路的应用范围相应地变窄。
另一已知的具有宽范围能力的结构可根据AC 100V系统/AC 200V系统的工业用交流电源的输入在半桥耦合和全桥耦合之间切换原边电流谐振转换器的形式。
采用该结构，即使当由于例如如上所述的瞬时功率中断而使AC200V系统的交变输入电压降低到AC 100V系统的电平，从而发生错误操作时，只有开关操作从半桥操作变为全桥操作而不会出现开关器件等不能承受上述电压的情况。因此，消除了对检测备用电源侧上的直流输入电压的需要，从而电源电路可用在无备用电源的电子器件中。另外，由于在工业用电源线中不会执行切换，所以电路形式的切换可由半导体开关执行。因此，避免了对例如电磁继电器的大开关零件的需要。
然而，该结构需要至少四个开关器件用于形成全桥耦合以便对应AC 100V系统。也就是说，与可由两个开关器件形成的仅是半桥耦合系统的转换器的结构相比，需要添加两个开关器件。
另外，采用该结构，在全桥操作中四个开关器件执行切换操作，以及在半桥操作中三个开关器件执行切换操作。当谐振转换器具有低开关噪声时，增加这样执行切换的开关器件的数目在开关噪声方面是不利的。
因此，由于与单范围预备结构相比增加了零件数目等的缘故，因此具有宽范围能力的上述结构都不能避免增加电路规模和增加成本。另外，这出现了单范围预备结构没有出现的新间题，例如就前面结构来说器件应用范围受限制和就后面结构来说的开关噪声的增加。
此外，如图16所示的电源电路中的相当宽的开关频率控制范围会引起在稳定副边直流输出电压Eo过程中的快速响应特性方面退化的另一个问题。
一些电子器件包括例如在最大负载状态和基本无负载之间瞬时地改变负载状态的方式而变化的操作。上述负载变化也被称为开关负载。包括在这种器件中的电源电路需要适当地稳定响应如上所述被称为开关负载的负载变化的副边直流输出电压。
然而，在如参考图18的前面所述的宽开关频率控制范围的情况下，需要相对长的时间以变成开关频率，该开关频率用于响应例如如上所述的开关负载的负载变化将副边直流输出电压设置在所需电平处。也就是说，由于恒压控制响应特性的原因从而得到不利的结果。
此外，在图16所示的电路中，次级绕组N2具有中心抽头，并且提供两个由双波整流电路和平滑电容器Co形成的整流及平滑电路以输出多个副边直流输出电压。在这种结构中，除被开关频率控制系统保持恒定的输出电压之外的输出电压(在该情况下为-Eo)被改变。这就是所谓的交叉调节。
所得到的实验结果表明由于图16的电路的交叉调节特性的原因，相对于负载功率Po＝150W～0W的变化，副边直流输出电压-Eo的变化范围ΔEo＝1.0V。
图16的结构的交叉调节这样变坏的原因如下所述。
如上所述，在图16的电路中，用于负载变化的开关频率的可变范围是宽的。实际上，尤其在负载功率Po＝约25W～0W时的轻负载处，开关频率急剧增加。实验结果表明当开关频率在轻负载处这样急剧增加时，不受恒压控制的副边直流输出电压-Eo的变化范围趋于扩大。
另外，由图17的波形可了解到的，在图16的电路的副边上，整流电流I1的峰值电平是高的以及整流电流I2的峰值电平是低的。因此，在图16的电路的副边上用于产生副边直流输出电压+Eo的平滑电容器CoA被在次级绕组N2的交变电压的一半周期内具有高电平的整流电流和在另一半周期内具有低电平的整流电流充电。用于产生副边直流输出电压-Eo的平滑电容器CoB被在一半周期内具有低电平的整流电流和在另一半周期内具有高电平的整流电流充电。
也就是说，在每个半周期内用于给平滑电容器CoA和CoB充电的电流的电平互相交替。
顺便提及，由于在每个都由提供用于次级绕组N2的中心抽头形成的次级绕组部N2A和次级绕组部N2B之间会产生磁力线的片面性，从而如上所述在流过各自绕组部的整流电流的电平之间会产生不均衡。在这种情况下，如上所述，次级绕组部N2A缠绕在较高的部分内，以及次级绕组部N2B缠绕在较低的部分内，因此，在次级绕组部N2A侧上感应出的交变电压的电平比较高。因而，如图17所示，在这种情况下整流电流I1的峰值电平比整流电流I2的峰值电平高。
副边直流输出电压+Eo被供给作为控制电路1的检测输入，并且一直被恒压控制系统控制以保持恒定。另一方面，为副边直流输出电压-Eo提供开环回路。同样，在这种情况下，如上所述，在每个半周期内用于给平滑电容器CoA和平滑电容器CoB充电的电流的电平之间会产生差异。因此，为保持副边直流输出电压+Eo恒定的控制对保持副边直流输出电压-Eo恒定不能起相同的作用。
这被认为是引起不受恒压控制的副边直流输出电压-Eo的电压变化的原因。
另外，当开关频率被控制为高时，这种在稳定控制操作中的差异变得尤其显著。也就是说，这被认为是当如上所述开关频率在轻负载处急剧增加时交叉调节趋于变坏的原因。
因此，鉴于上述问题，如下所述形成根据本发明的实施例的开关电源电路。
首先，该开关电源电路包括开关装置，其由被供给有直流输入电压并执行开关操作的开关器件形成；和用于切换-驱动该开关器件的切换-驱动装置。
该开关电源电路进一步包括隔离变流变压器，其通过缠绕初级绕组和第一次级绕组以及第二次级绕组而形成，其中初级绕组被供给有通过所述开关装置的开关操作所得到的开关输出，以及通过该初级绕组在第一次级绕组和第二次级绕组内感应出交变电压。
该开关电源电路进一步包括原边串联谐振电路，其至少由隔离变流变压器的初级绕组的漏电感分量和与初级绕组串联连接的原边串联谐振电容器的电容形成，该原边串联谐振电路设有第一谐振频率，并且该原边串联谐振电路将开关装置的操作转换成电流谐振型操作。
该开关电源电路进一步包括第一副边串联谐振电路，其至少由隔离变流变压器的第一次级绕组的漏电感分量和与第一次级绕组串联连接的第一副边串联谐振电容器的电容形成，该第一副边串联谐振电路设有第二谐振频率。
该开关电源电路进一步包括第一副边直流输出电压产生装置，其用于通过对第一次级绕组内得到的交变电压执行整流操作，以及由第一副边平滑电容器平滑整流操作产生的整流输出，来产生第一副边直流输出电压。
该开关电源电路进一步包括第二副边直流输出电压产生装置，其用于通过对第二次级绕组内得到的交变电压执行整流操作，以及由第二副边平滑电容器平滑整流操作产生的整流输出，来产生具有和第一副边直流输出电压相同的电平绝对值并具有和第一副边直流输出电压的极性不同的极性的第二副边直流输出电压。
该开关电源电路进一步包括恒压控制装置，其用于通过根据第一副边直流输出电压的电平借助控制切换-驱动装置来改变开关装置的开关频率从而对第一副边直流输出电压执行恒压控制。
另外，设置在隔离变流变压器的磁芯的预定部位处形成的隙宽以便由原边串联谐振电路和第一副边串联谐振电路形成的电磁耦合型谐振电路的输出特性相对于开关频率的频率信号输入是单峰特性。
这样形成的开关电源电路根据绕进隔离变流变压器内的两个次级绕组的输出产生具有相同正电平和负电平的两个副边直流输出电压。
同样，开关电源电路具有其中形成将原边开关操作转换成电流谐振型操作的原边串联谐振电路的开关转换器的结构，并进一步具有形成在第一次级绕组侧上的串联谐振电路，该串联谐振电路用于产生作为检测输入提供给恒压控制装置的第一副边直流输出电压。采用这种结构，根据本发明的实施例的开关电源电路通过隔离变流变压器的磁耦合形成耦合型谐振电路。在这种情况下，通过将形成在隔离变流变压器的磁芯内的隙宽设置为如上所述的预定长度并因此得到预定耦合系数，有可能相对于作为耦合型谐振电路的输入的开关频率的交变电压得到陡的单峰特性作为输出特性。因此，与仅在原边上形成串联谐振电路的情形相比，开关频率的为稳定所必需的可变范围(必需控制范围)可被减小。
由于开关频率的为稳定所必需的可变范围被这样减小，因此例如在轻负载处的开关频率的增加被抑制，并且第二副边直流输出电压相应地被抑制，从而交叉调节被改善。
这样，根据本发明的实施例，开关频率的为恒压控制所必需的可变控制范围(必需控制范围)与普通电路相比减小了。因此可能会容易地获得仅执行开关频率控制的宽范围预备电源电路。
这样，由于通过开关频率控制能这样获得宽范围能力，因此不必要例如根据工业用交流功率的额定电平来切换整流电路系统或例如采用用于在半桥耦合和全桥耦合之间切换电路的结构。
因此，例如电路部件相应地减小并且板面积相应地减小，电源电路应用于电子器件的范围扩大，以及电源电路在开关噪声方面变得有优势。
为实现本发明的实施例的结构，在基本结构的情况下，只要为具有仅在原边上形成的串联谐振电路的结构至少提供副边串联谐振电容器就可以了。这样通过添加很少量的零件就可获得宽范围能力。
另外，当如上所述开关频率的必需控制范围减小时，在负载功率在最大负载和无负载之间快速变化的情况下，恒压控制响应被改善。这可提供更高的可靠性。
此外，在本发明中，当开关频率的必需控制范围减小时，在产生第一副边直流输出电压和第二副边直流输出电压的结构中，第二副边直流输出电压(不受恒压控制的输出电压)的变化受到抑制。这样与仅在原边上具有谐振电路的普通电路相比交叉调节可被改善。
图1是示出根据本发明的第一实施例的电源电路的结构实例的电路图；图2是在根据该实施例的开关电源电路中提供的隔离变流变压器的结构实例的截面图；图3是根据实施例的电源电路被看作电磁耦合型谐振电路的等效电路图；图4是示出根据本实施例的电源电路的恒压控制特性的曲线；图5是示出依照根据实施例的电源电路的恒压控制操作，对应交变输入电压条件和负载变化的开关频率控制范围(必需控制范围)的图；图6是示出根据实施例的电源电路中的主要零件在AC 100V时的工作波形的波形图；图7是示出根据实施例的电源电路中的上述主要零件在AC 230V时的工作波形的波形图；图8是示出根据第一实施例的电源电路中的功率转换效率、开关频率和对于负载变化的交叉调节的特性的特性图；图9是示出作为第一实施例的修改的电源电路结构的电路图；图10是示出根据第二实施例的电源电路的结构实例的电路图；图11是示出根据第二实施例的电源电路中的功率转换效率、开关频率和对于负载变化的交叉调节的特性的特性图；图12是示出作为第二实施例的修改的电源电路结构的电路图；图13是示出根据第三实施例的电源电路的结构实例的电路图；图14是示出根据第三实施例的电源电路中的功率转换效率、开关频率和对于负载变化的交叉调节的特性的特性图；图15是示出作为第三实施例的修改的电源电路结构的电路图；图16是示出现有技术电源电路的结构实例的电路图；图17是示出图16所示的电源电路中的主要零件的工作的波形图；以及图18是示出图16所示的电源电路的恒压控制特性的图。
具体实施例方式
图1是示出根据第一实施例的以最好的模式用于执行本发明(以下也称为实施例)的开关电源电路的结构实例的电路图。该图所示的电源电路采用通过将半桥耦合系统的外部激励电流谐振转换器和在原边上作为基本结构的局部电压谐振电路结合所产生的结构。
同样，根据第一实施例的电源电路采用所谓的宽范围性能结构以便可操作处理AC 100V系统和AC 200V系统的工业用交流电源的输入。
同样在这种情况下，具有相同正电平和负电平的两个副边直流输出电压是输出。
电源电路处理的负载功率的变化范围例如为Po＝约150W到Po＝0W(无负载)。当采用图16的电路时，在这种情况下电源电路满足以下条件即副边直流输出电压Eo的电平绝对值为例如35V或更低，以及负载电流＝10A或更低。
图1所示的电源电路具有通过将滤波电容器CL和CL以及共模扼流圈CMC连接在工业用交流电源AC上所形成的共模噪声滤波器。
包括桥式整流电路Di和一个平滑电容器Ci的全波整流及平滑电路连接到在噪声滤波器的后一级内的工业用交流电源AC线上。
全波整流及平滑电路被供给有工业用交流功率AC，并执行全波整流操作，由此在平滑电容器Ci两端之间得到已被整流并已被平滑的电压Ei(直流输入电压)。在这种情况下，该已被整流并已被平滑的电压Ei具有对应于交变输入电压VAC的整数倍的电平。
通过将两个由MOS-FET通过如图所示的半桥耦合形成的开关器件Q1和Q2连接形成的开关电路被提供作为被供给有直流输入电压并切换(中断)直流输入电压的电流谐振转换器。阻尼二极管DD1和DD2分别在开关器件Q1和Q2的漏极和源极之间与开关器件Q1和Q2并联连接。阻尼二极管DD1的阳极和阴极分别连接到开关器件Q1的源极和漏极。同样地，阻尼二极管DD2的阳极和阴极分别连接到开关器件Q2的源极和漏极。阻尼二极管DD1和DD2分别是开关器件Q1和Q2的体二极管。
原边部分谐振电容器Cp与开关器件Q2的漏极和源极并联连接。原边部分谐振电容器Cp的电容和初级绕组N1的漏电感L1形成并联谐振电路(局部电压谐振电路)。由此得到仅当开关器件Q1和Q2关闭时发生电压谐振的局部电压谐振操作。
该电源电路设有振荡及驱动电路2以切换-驱动开关器件Q1和Q2。振荡及驱动电路2具有振荡电路和驱动电路。在这种情况下，例如通用IC可用作振荡及驱动电路2。振荡及驱动电路2内的振荡电路产生具有所需频率的振荡信号。驱动电路产生切换驱动信号，其是用于使用振荡信号切换-驱动MOS-FET的栅压。切换驱动信号被施加到开关器件Q1和Q2的栅极。因而，开关器件Q1和Q2执行开关操作以便根据对应切换驱动信号的周期的开关频率在交替时序内连续地开启/关闭。
提供隔离变流变压器PIT以将开关器件Q1和Q2的开关输出传送到副边。
隔离变流变压器PIT的初级绕组N1的一端经由原边串联谐振电容器C1连接在开关器件Q1的源极和开关器件Q2的漏极之间的连接点(开关输出点)上。由此开关输出被传送。初级绕组N1的另一端连接到原边地。
隔离变流变压器PIT具有如图2的截面图所示的结构。
如图2所示，隔离变流变压器PIT具有通过将铁氧体材料的E形磁芯CR1和CR2以磁芯CR1的磁铁心与磁芯CR2的磁铁心相对的方式互相结合所形成的EE型磁芯(E-E-形磁芯)。
提供的绕线轴B是例如由树脂采用原边绕组部和次级绕组部互相分开以便相互独立的形状形成的。初级绕组N1缠绕在绕线轴B的一个绕组部上。次级绕组N2(在该情况下为次级绕组N2A和次级绕组N2B)缠绕在绕线轴B的另一个绕组部上。被原边绕组(N1)和副边绕组(N2)这样缠绕的绕线轴B附着于上述的EE型磁芯(CR1和CR2)。由此，原边绕组和副边绕组在各自不同的绕组区域内缠绕在EE型磁芯的内部磁铁心上。这样得到了整个隔离变流变压器PIT的结构。
另外，间隙G形成在如图所示的EE型磁芯的内部磁铁心内。在这种情况下，间隙G的隙宽设置为例如约2.4mm。由此，得到副边和原边之间的耦合系数例如k＝约0.65或更低的松耦合状态。顺便提及，实际的耦合系数k设置为k＝0.65。间隙G可通过使E型磁芯CR1和CR2的内部磁铁心短于E型磁芯CR1和CR2的两个外部磁铁心形成。
顺便提及，当具有包括前面图16所示的电源电路的普通电流谐振转换器的电源电路被配置以提供例如35V或更低的相对低电平作为副边直流输出电压Eo的电平时，次级绕组N2对初级绕组N1的匝数比被设置为相当低的值。在次级绕组N2对初级绕组N1的匝数比被设置为相当低的值的普通结构中，隔离变流变压器PIT内形成的间隙设置为例如约1.0mm或更小，借此得到k＝约0.75或更高作为耦合系数k。
也就是说，在被配置以相似地提供相对低的电平作为副边直流输出电压Eo的电平的第一实施例中，隔离变流变压器PIT的原边和副边之间的耦合度低于普通电源电路中的耦合度。
下面将回到对图1的描述。
具有参考图2所描述的结构的隔离变流变压器PIT在初级绕组N1处产生预定漏电感L1。如上所述，初级绕组N1和原边串联谐振电容器C1互相串联连接。因此，初级绕组N1的漏电感L1和原边串联谐振电容器C1的电容形成串联谐振电路(原边串联谐振电路)。
原边串联谐振电路连接在开关器件Q1和Q2的开关输出点上。因此开关器件Q1和Q2的开关输出被传送到原边串联谐振电路。原边串联谐振电路根据传送到该处的开关输出执行谐振操作。由此，原边串联谐振电路将原边开关转换器的操作转换成电流谐振型操作。
根据至此的描述，该图所示的原边开关转换器通过上述原边串联谐振电路(L1-C1)得到电流谐振型操作以及通过上述原边局部电压谐振电路(Cp//L1)得到局部电压谐振操作。
也就是说，该图所示的电源电路在原边上采用的是这样的结构，即其中用于使原边开关转换器成为谐振转换器的谐振电路与另一谐振电路结合在一起。通过这样将两个谐振电路结合在一起而形成的开关转换器在此将被称为“复合谐振转换器”。
在隔离变流变压器PIT的次级绕组N2内激励(感应)出对应于被传送到初级绕组N1的开关输出的交变电压。
在这种情况下，如图所示，两个次级绕组N2A和N2B被缠绕作为次级绕组N2。副边串联谐振电容器C2A和副边串联谐振电容器C2B分别与次级绕组N2A和次级绕组N2B的一端侧串联连接。
由此，副边串联谐振电容器C2A的电容和次级绕组N2A的漏电感L2A形成副边串联谐振电路，以及副边串联谐振电容器C2B的电容和次级绕组N2B的漏电感L2B形成副边串联谐振电路。也就是说，在第一实施例中，在隔离变流变压器PIT的原边和副边的每一个上都形成串联谐振电路。
顺便提及，在这种情况下，次级绕组N2A和次级绕组N2B设置有相同的匝数。同样，副边串联谐振电容器C2A和副边串联谐振电容器C2B设置有相同的电容。
由包括如图所示互相连接的整流二极管Do1A～Do4A和互相连接的整流二极管Do1B～Do4B的桥式整流电路所形成的全波整流电路连接在各自的副边串联谐振电路(L2A-C2A和L2B-C2B)上。
如图所示，这些桥式整流电路分别设有平滑电容器CoA和平滑电容器CoB。由此，由次级绕组N2A侧上的桥式整流电路和平滑电容器CoA形成全波整流及平滑电路，以及由次级绕组N2B侧上的桥式整流电路和平滑电容器CoB也形成全波整流及平滑电路。
在这种情况下，次级绕组N2A侧和次级绕组N2B侧上的桥式整流电路被连接起来以便次级绕组N2A侧上的桥式整流电路的极性与次级绕组N2B侧上的桥式整流电路的极性相反。也就是说，整流二极管Do1B～Do4B分别沿着与整流二极管Do1A～Do4A相反的方向连接。
如图所示，在次级绕组N2A侧上，桥式整流电路的正电极输出端(整流二极管Do1A和Do3A之间的连接点)连接在平滑电容器CoA的正电极端上。平滑电容器CoA的负电极端和桥式整流电路的负电极输入端(整流二极管Do2A和Do4A之间的连接点)都连接到副边地。由此，从平滑电容器CoA的正电极端侧提取出正极性的副边直流输出电压+Eo。
在次级绕组N2B侧上，桥式整流电路的正电极输出端(整流二极管Do2B和Do4B之间的连接点)和平滑电容器CoB的正电极端都连接到副边地。桥式整流电路的负电极输入端(整流二极管Do1A和Do3A之间的连接点)连接在平滑电容器CoB的负电极端上。由此，从平滑电容器CoB的负电极端侧提取出负极性的副边直流输出电压-Eo。
在这样形成的副边整流及平滑电路中的次级绕组N2A侧上的全波整流电路中，整流二极管Do1A和Do4A构成的组在次级绕组N2A内感应出的交变电压的一半周期内导通以用已被整流的电流给平滑电容器CoA充电。在交变电压的另一半周期内，整流二极管Do2A和Do3A构成的组导通以用已被整流的电流给平滑电容器CoA充电。
在次级绕组N2B侧上的全波整流电路中，整流二极管Do2B和Do3B构成的组在次级绕组N2B内感应出的交变电压的一半周期内导通以用已被整流的电流给平滑电容器CoB充电。在交变电压的另一半周期内，整流二极管Do4B和Do1B构成的组导通以用已被整流的电流给平滑电容器CoB充电。
由此，在平滑电容器CoA两端之间得到具有对应于次级绕组N2A内感应出的交变电压的整数倍的电平的电平的副边直流输出电压Eo，以及在平滑电容器CoB两端之间得到具有对应于次级绕组N2B内感应出的交变电压的整数倍的电平的电平的副边直流输出电压Eo。
在这种情况下，由于次级绕组具有相同的匝数，因此副边直流输出电压+Eo和副边直流输出电压-Eo具有相同的电平绝对值。
如上所述得到的副边直流输出电压+Eo和副边直流输出电压-Eo被提供给图中未示出的负载。就副边直流输出电压+Eo和副边直流输出电压-Eo来说，副边直流输出电压+Eo分叉以作为稍后描述的控制电路1的输入和检测电压。
全波整流电路分别整流和平滑副边串联谐振电路的振荡输出。这样，在这种情况下，副边整流操作也属于电流谐振型。也就是说，已被整流的电流的波形包括副边串联谐振电路的谐振频率的正弦波形。
根据至此的描述，根据第一实施例的开关电源电路在原边上具有原边串联谐振电路(L1-C1)和原边局部电压谐振电路(Cp//L1)，并且在副边上具有副边串联谐振电路(L2-C2)。
如上所述，通过将两个由串联谐振电路和例如原边上的局部电压谐振电路形成的谐振电路结合所形成的开关转换器被称为复合谐振转换器。通过将三个或更多例如第一实施例中的谐振电路结合所形成的开关转换器在此将被称为″多重谐振转换器″。
控制电路1被提供用于通过开关频率控制系统来稳定副边直流输出电压+Eo。
在这种情况下，控制电路1提供对应副边直流输出电压+Eo的电平的变化的检测输出，该检测输出作为振荡及驱动电路2的检测输入。振荡及驱动电路2驱动开关器件Q1和Q2以便开关器件Q1和Q2的开关频率根据由控制电路1提供的检测输出而变化。由振荡及驱动电路2内的振荡电路产生的振荡信号的频率是变化的。
通过改变开关器件Q1和Q2的开关频率，原边串联谐振电路的谐振阻抗改变，这样从隔离变流变压器PIT的初级绕组N1传送到次级绕组N2侧的功率量改变。由此，可稳定副边直流输出电压Eo的电平。
虽然稍后将详细描述，但在根据第一实施例的电源电路的开关频率控制系统中，高于由原边串联谐振电路的谐振频率fo1和副边串联谐振电路的谐振频率fo2确定的中间谐振频率fo的频率范围被设置为开关频率可变范围。也就是说，采用所谓的上边控制系统。
通常，串联谐振电路的谐振阻抗在谐振频率处是最低的。这样，当基于串联谐振电路的谐振频率的上边控制系统用在第一实施例中时，谐振阻抗随着开关频率fs的增加而增大。
因此，例如当副边直流输出电压Eo随着负载增大而降低时，执行控制以便降低开关频率。这会降低谐振阻抗，从而增加从原边传送到副边的功率量，因此副边直流输出电压Eo升高。
另一方面，当副边直流输出电压Eo随着负载降低而升高时，执行控制以便增加开关频率。这会增大谐振阻抗，从而减少从原边传送到副边的功率量，因此副边直流输出电压Eo降低。这样，通过改变开关频率，副边直流输出电压Eo被稳定。
具有上述结构的图1的电源电路在原边和副边的每一个上都具有串联谐振电路(原边串联谐振电路(L1-C1)和副边串联谐振电路(L2-C2))。正如参考图2所描述的，隔离变流变压器PIT的原边和副边之间的耦合系数设置为预定值或更低。
在第一实施例中，通过采用这种结构，基于电流谐振转换器的电源电路可被实施用作所谓的宽范围预备电源电路，该宽范围预备电源电路对AC 100V系统和AC 200V系统的工业用交流电源的输入都可进行操作处理。这将在下面描述。
图3的电路图示出了从原边串联谐振电路和副边串联谐振电路之间的关系的角度来观察的根据图1所示的第一实施例的电源电路的等效电路。顺便提及，在该等效电路图中，与图1中相同的零件用相同的参考数字标识。
图3示出了以在匝数比为1∶n的条件下分别具有预定匝数的初级绕组N1和次级绕组N2缠绕的隔离变流变压器PIT。在该图中，隔离变流变压器PIT内的原边和副边之间的耦合度用耦合系数k表示。
在隔离变流变压器PIT的原边上，L11和L1e分别代表初级绕组N1的漏电感和初级绕组N1的激磁电感(exciting inductance)。在隔离变流变压器PIT的副边上，L21和L2e分别代表次级绕组N2的漏电感和次级绕组N2的激磁电感。
在图3的等效电路图中，开关频率fs的交变电流(频率信号)是隔离变流变压器PIT的原边上的输入。也就是说，原边开关转换器(开关器件Q1和Q2)的开关输出形成输入。
接着，开关频率fs的交变电流输入被提供给隔离变流变压器PIT的原边上的原边串联谐振电路。如图所示，该原边串联谐振电路可被认为是通过将原边串联谐振电容器C1和漏电感L11与初级绕组N1串联连接并且将激磁电感L1e与初级绕组N1并联连接所形成的电路。
同样地，隔离变流变压器PIT的副边上的串联谐振电路可被认为是通过将副边串联谐振电容器C2和漏电感L21与次级绕组N2串联连接并且将激磁电感L2e与次级绕组N2并联连接所形成的电路。在该图中，如此形成的副边串联谐振电路的输出被提供给负载RL。在这种情况下，负载RL是副边全波整流电路的后一级内的电路和负载。
在具有上述连接方式的图3的等效电路中，假设k是隔离变流变压器PIT的耦合系数以及L1是初级绕组N1的自感，那么初级绕组N1的漏电感L11可表示为L11＝(1-k2)L1 (等式1)初级绕组N1的激磁电感L1e可表示为L1e＝k2×L1 (等式2)同样地，假设L2是次级绕组N2的自感，那么次级绕组N2的漏电感L21和次级绕组N2的激磁电感L2e分别表示为L21＝(1-k2)L2 (等式3)L2e＝k2×L2 (等式4)图3所示的等效电路在原边上具有原边串联谐振电路以及在副边上具有副边串联谐振电路，其中这些电路通过隔离变流变压器PIT的电磁感应而互相耦合。因此该图所示的电路可被认为通过电磁耦合形成耦合型谐振电路。这样，根据隔离变流变压器PIT的耦合度(耦合系数k)，对图1所示的电源电路中的副边直流输出电压Eo的恒压控制的特性可不同。这将参考图4被描述。
图4示出了上述图3的等效电路响应输入(开关频率信号)的输出特性。也就是说，图4通过副边直流输出电压Eo与开关频率fs的关系来表示副边直流输出电压Eo的控制特性。在该图中，横坐标轴表示开关频率，以及纵坐标轴表示副边直流输出电压Eo的电平。
顺便提及，在该图中，所示出的原边串联谐振电路的谐振频率fo1和副边串联谐振电路的谐振频率fo2相互重合。这表明得到相似的特性而与谐振频率fo1和谐振频率fo2的设置值无关。
假设设置耦合系数k＝1的紧耦合状态作为隔离变流变压器PIT的耦合度。接着，把k＝1代入(等式1)和(等式3)，在这种情况下，初级绕组N1的漏电感L11和次级绕组N2的漏电感L21表示为L11＝L21＝0(等式5)也就是说，由于隔离变流变压器PIT是紧密耦合的，因此不存在初级绕组N1和次级绕组N2的漏电感。
这样，在隔离变流变压器PIT的原边和副边之间的紧耦合状态下的恒压控制特性是所谓的双峰特性，其中副边直流输出电压Eo在不同于原边串联谐振电路的谐振频率fo1和副边串联谐振电路的谐振频率fo2的频率f1和f2处达到最高点，如图4中的特性曲线1所示。频率f1表示为f1=fo/1+k]]>(等式6)频率f2表示为f2=fo/1-k]]>(等式7)(等式6)和(等式7)中的项fo是在原边串联谐振电路的谐振频率fo1和副边串联谐振电路的谐振频率fo2中间的中间谐振频率。频率fo由原边阻抗和副边阻抗以及原边和副边的共有阻抗(相互耦合电感M)确定。相互耦合电感M表示为M=kL1×L2]]>(等式8)当上述耦合系数k从k＝1的状态逐步降低时，也就是说，当松耦合度从紧耦合状态逐步增加时，图4所示的特性曲线1改变以便双峰趋势逐步减弱以及在中间谐振频率fo周围的特性曲线变平。接着，当耦合系数k降低到某一耦合系数k时产生所谓的临界耦合状态。在该临界耦合状态中，如特性曲线2所示，双峰特性趋势消失，并且在中间谐振频率fo周围的曲线的形状变平。
当耦合系数k进一步从临界耦合状态降到更松的耦合状态时，得到其中副边直流输出电压Eo仅在中间频率fo处达到最高点的单峰特性，如图4中的特性曲线3所示。特性曲线3与特性曲线1和2的比较表明虽然特性曲线3的峰值电平本身低于特性曲线1和2的峰值电平，但是特性曲线3具有比特性曲线1和2更陡的如同二次函数曲线形状的斜度。
在根据第一实施例的隔离变流变压器PIT中设置耦合系数k≤0.65的松耦合状态。当耦合系数k被这样设置时，基于如特性曲线3所示的单峰特性的操作被执行。
图4所示的单峰特性和图18所示的现有技术电源电路(图16)的复合谐振转换器的恒压控制特性之间的实际比较表明，与图4所示的单峰特性相比，图18所示的特性具有非常平缓的如同二次函数曲线的斜度。
由于图16所示的电源电路具有和如上所述的图18所示的特性一样的平缓曲线，因此在例如fs＝约80kHz到约200kHz或更高的情况下，甚至在单范围的条件下，为控制开关频率fs以对副边直流输出电压Eo执行恒压控制所必需的范围为Δfs＝约100kHz或更多。
因此，如上所述，对于图16所示的电源电路来说，仅通过由开关频率控制的恒压控制很难准备好用于宽范围。
另一方面，第一实施例的恒压控制特性是由图4中的特性曲线3所表示的单峰特性，这样第一实施例的恒压控制操作如图5所示。
图5示出了根据图1所示的第一实施例的电源电路的四个特性曲线，即，当交变输入电压VAC＝100V(AC 100V系统)时，分别在最大负载功率(Pomax)时和在最小负载功率(Pomin)时的特性曲线A和B，以及交变输入电压VAC＝230V(AC 200V系统)时，分别在最大负载功率(Pomax)时和在最小负载功率(Pomin)时的特性曲线C和D。
由图5可明显看出，Δfs1表示开关频率的可变控制范围(必需控制范围)，该可变控制范围是当对应于AC 100V系统的输入的交变输入电压VAC＝100V时，为将副边直流输出电压Eo保持恒定在所需的额定电平tg处所必需的。也就是说，开关频率的可变控制范围(必需控制范围)是从特性曲线A中的在电平tg处的开关频率fs到特性曲线B中的在电平tg处的开关频率fs的频率范围。
另外，Δfs2表示开关频率的可变控制范围(必需控制范围)，该可变控制范围是当对应于AC 200V系统的输入的交变输入电压VAC＝230V时，为将副边直流输出电压Eo保持恒定在所需的额定电平tg处所必需的。也就是说，开关频率的可变控制范围(必需控制范围)是从特性曲线C中的在电平tg处的开关频率fs到特性曲线D中的在电平tg处的开关频率fs的频率范围。
如上所述，作为第一实施例中的副边直流输出电压Eo的控制特性的单峰特性具有比图18所示的控制特性陡得多的如同二次函数曲线的斜度。
因此，当交变输入电压VAC＝100V和230V时，上述必需控制范围Δfs1和Δfs2与图18所示的Δfs相比大大减小。例如，实际测量结果表明实际测量过的必需控制范围Δfs1和Δfs2减小到图18所示的实际范围Δfs的约1/10或更小。
从Δfs1中的最低开关频率(特性曲线A中的在电平tg处的开关频率fs)到Δfs2中的最高开关频率(特性曲线D中的在电平tg处的开关频率fs)的频率可变范围(ΔfsA)相应地变窄。
在目前状态下，根据图1所示的第一实施例的电源电路中的实际频率可变范围ΔfsA无疑落入由开关驱动IC(振荡及驱动电路2)处理的开关频率的可变范围内。也就是说，图1所示的电源电路实际上可在可变范围ΔfsA内可变地控制开关频率。这意味着当处理AC 100V系统和AC 200V系统之一的工业用交流电源输入时，图1所示的电源电路能稳定副边直流输出电压Eo。即，图1所示的电源电路仅通过开关频率控制就能获得宽范围能力。
顺便提及，电磁耦合型谐振电路已知为如同例如在中间频率变压器耦合放大器一样是在通信技术中一种用于扩大由晶体管形成的放大电路的放大带宽的技术。然而，在上述领域中使用紧耦合状态下的双峰特性或临界耦合状态下的平顶特性，但是不使用松耦合状态下的单峰特性。可以说，在具有这种电磁耦合型谐振电路的技术中，尚未用于通信技术领域的松耦合状态下的单峰特性积极地用在谐振开关转换器领域内的第一实施例中。由此，如上所述，开关频率的为稳定副边直流输出电压Eo所必需的可变范围(必需控制范围)减小，并且仅通过借助开关频率控制的恒压控制就可获得宽范围能力。
顺便提及，通常，随着隔离变流变压器PIT的原边和副边之间的松耦合度的增加，隔离变流变压器PIT内的功耗趋于增加，并且功率转换效率相应地降低。然而，第一实施例能提供如下所述的可说是充足的功率转换效率特性。这是由于串联谐振电路(副边串联谐振电路)也在副边上形成的缘故。
也就是说，副边串联谐振电路使按照包括通过副边串联谐振电路的谐振操作得到的能量增加的副边直流输出电压Eo来提供功率成为可能，这样可补偿由松耦合引起的效率的降低。
如参考图1所述，在根据第一实施例的电源电路中，次级绕组N2A和次级绕组N2B被缠绕作为次级绕组N2，并且具有相同正电平和负电平的副边直流输出电压+Eo和副边直流输出电压-Eo根据次级绕组N2A和次级绕组N2B的各自的输出产生。
在同样产生具有相同正电平和负电平的副边直流输出电压+Eo和副边直流输出电压-Eo的图16的电路中，在不受恒压控制的副边直流输出电压-Eo内产生电压变化(交叉调节)。另一方面，通过采用上述实施例的准备好用于宽范围的结构可改善这种交叉调节。
具体来说，实施例至少在产生还被供给作为对恒压控制的检测输入的直流输出电压的侧上具有串联谐振电路，借此，如上所述，开关频率的为稳定所需的必需控制范围可减小。
这还会抑制已是普通问题的在轻负载处的开关频率的增加，并且相应地抑制副边直流输出电压-Eo内的变化，该变化与原边开关频率内的上述变化同时发生。这样，由于该第一点的原因，与普通电路相比交叉调节被改善。
另外，根据图1所示的结构，副边串联谐振电路形成在用于产生副边直流输出电压-Eo的系统中。这使消除图16的普通电路中的在次级绕组N2A和次级绕组N2B之间产生的磁力线的片面性效应成为可能。也就是说，图1的结构可均衡次级绕组N2A内感应出的交变电压的电平和次级绕组N2B内感应出的交变电压的电平。
这可从以下事实来理解，即在次级绕组N2A侧上流动的整流电流I1和在次级绕组N2B侧上流动的整流电流I2具有相同的峰值电平，正如后面将参考图6和图7的波形图所描述的一样。
由于流过各自绕组的整流电流的电平之间的不均衡被这样消除，因此如同在图16所示的电路中的一样，在每个半周期内，在给副边上给各自的电容器(CoA和CoB)充电的电流的电平之间的不均衡可被消除。
也就是说，在这种情况下，恒压控制操作可在次级绕组N2A侧和次级绕组N2B侧上产生基本相同的效应。同样由于这一点的缘故，图1所示的电路可改善交叉调节。
顺便提及，次级绕组N2A和次级绕组N2B内感应出的交变电压的电平通过也在如上所述的用于产生副边直流输出电压-Eo的系统中形成副边串联谐振电路来相互均衡的原因如下所述。
在这种情况下，为次级绕组N2B设置与次级绕组N2A的匝数相同的匝数，并且连接具有与副边串联谐振电容器C2A相同的电容的副边串联谐振电容器C2B。这样，次级绕组N2A侧上的谐振电路和次级绕组N2B侧上的谐振电路执行相同的谐振操作。原边和副边上的谐振电路互相耦合。这样，对于在次级绕组中得到的交变电压的电平来说，谐振操作的效应超过了磁耦合的效应，因此，在次级绕组N2A侧和次级绕组N2B侧上得到电平基本相同的交变电压。
图6和图7是图1所示电路的主要零件工作的波形图。
在这些图中，图6示出了当交变输入电压VAC＝100V时的工作波形，以及图7示出了当交变输入电压VAC＝230V时的工作波形。这些图示出当负载功率Po保持恒定在150W时(副边直流输出电压±Eo＝30V)的实验结果。
在得到图6和图7所示的结果的过程中，图1所示的电源电路的主要零件的选择如下所述。
就隔离变流变压器PIT来说，EE型磁芯内的间隙G的隙宽设置为2.4mm，并且作为初级绕组和次级绕组的匝数，N1＝37T，以及N2A＝N2B＝6T。通过该结构，得到k＝约0.65作为隔离变流变压器PIT本身的耦合系数k。
用于形成原边串联谐振电路、副边串联谐振电路和原边局部电压谐振电路的谐振电容器的选择如下所述。
·原边串联谐振电容器C1＝0.033μF·原边部分谐振电容器Cp＝1000pF·副边串联谐振电容器C2A＝副边串联谐振电容器C2B＝1.2μF顺便提及，这样设置零件以满足以下条件即最大负载功率Pomax＝150W或更低，副边直流输出电压±Eo＝35V或更低，以及负载电流＝10A或更低。
图6和图7中的矩形波形式的电压V1是开关器件Q2两端之间的电压，该电压指示开关器件Q2的开/关时序。
电压V1具有波形以便在开关器件Q2导电并且处于开启状态的接通时期期间电压V1处于零电平处，以及在开关器件Q2不导电的断开时期期间电压V1箝位在已被整流并已被平滑的电压Ei的电平处。
在开关器件Q2的接通时期期间，具有如图所示的波形的开关电流IQ2流入包括开关器件Q2和箝位二极管DD2的开关电路系统。在开关器件Q2的断开时期期间，开关电流IQ2处于零电平处。
虽然图中未示出，但另一开关器件Q1两端之间的电压和流过开关电路(Q1和DD1)的开关电流具有通过将电压V1和开关电流IQ2的相位移动180°所得到的波形。也就是说，开关器件Q1和开关器件Q2执行开关操作以便在相同的周期性时序内交替地开启/关闭。
顺便提及，流过原边串联谐振电路(L1-C1)的原边串联谐振电流Io流动时可看作通过将流过开关电路(Q1和DD1)和(Q2和DD2)的开关电流互相合并所得到的分量。
所得到的结果表明，在图6中当交变输入电压VAC＝100V时开关电流IQ2的峰值电平Ap-Q2是4.2Ap。在图7中当交变输入电压VAC＝230V时开关电流IQ2的峰值电平Ap-Q2是3.5Ap。
响应上述原边串联谐振电流Io的流动，在缠绕在隔离变流变压器PIT的副边上的次级绕组N2B内(和次级绕组N2A侧上)感应出具有如图所示的波形的交变电压V2。交变电压V2的一个周期长度对应原边上的开关周期。如图所示，交变电压V2的峰值电平基本上被箝位在副边直流输出电压Eo的电平处。
在交变电压V2的一半周期内，如上所述，在次级绕组N2A侧上的整流电路中的整流二极管Do1A和Do4A导通，以及在次级绕组N2B侧上的整流二极管Do2B和Do3B导通。在交变电压V2的另一半周期内，整流二极管Do2A和Do3A以及整流二极管Do4B和Do1B导通，因此整流电流流动。
在次级绕组N2A侧上流动的整流电流I1和在次级绕组N2B侧上流动的整流电流I2具有如图所示的波形。
所得到的实验结果表明，如图6所示，当交变输入电压VAC＝100V时图1所示电路中整流电流I1的峰值电平Ap-1和整流电流I2的峰值电平Ap-2都是6Ap。另一所得到的实验结果表明，如图7所示，当交变输入电压VAC＝230V时峰值电平Ap-1和峰值电平Ap-2都是相同的4.5Ap电平。
图8示出了作为对图1所示的电源电路的实验结果的相对于在最大负载功率Pomax＝150W到最小负载功率Pomin＝0W(无负载)范围内的负载变化的开关频率fs的变化特性、AC→DC功率转换效率(ηAC→DC)的变化特性以及副边直流输出电压-Eo的变化特性(交叉调节特性)。在该图中，对应AC 100V系统的交变输入电压VAC＝100V时的特性用实线表示，以及对应AC 200V系统的交变输入电压VAC＝230V时的特性用虚线表示。
顺便提及，在得到图8所示的特性的过程中，零件的选择与参考图6和图7所描述的零件的选择相同。
图8中AC→DC功率转换效率(ηAC→DC)随着负载功率Po的增加而增加。测量结果表明在最大负载功率Po＝150W的负载状态下，当交变输入电压VAC＝100V时AC→DC功率转换效率ηAC→DC＝87.5％，以及当交变输入电压VAC＝230V时AC→DC功率转换效率ηAC→DC＝89.0％。
开关频率fs随着负载变得更大而降低。当交变输入电压VAC＝100V时，相对于负载功率Po＝150W～0W的变化，开关频率fs的变化范围Δfs是2.9kHz。因此，100V系统的单范围内的必需控制范围为约3kHz。
当交变输入电压VAC＝230V时，相对于相同的负载变化，开关频率fs的变化范围Δfs是8.7kHz。因此，200V系统的单范围内的必需控制范围为约9kHz。
由这些实验结果还应当理解，图1的结构大大降低了开关频率的必需控制范围。
如图所示，副边直流输出电压-Eo随着负载变得更大而降低。
所得到的结果表明，当交变输入电压VAC＝100V时，相对于负载功率Po＝150W～0W的变化，副边直流输出电压-Eo的变化范围Δ-Eo是0.6V。另一所得到的结果表明，当交变输入电压VAC＝230V时，相对于相同的负载变化，变化范围Δ-Eo是0.5V。
这些变化范围比在图16所示的普通电路情况下的变化范围Δ-Eo＝1.0V窄。也就是说，与图16的电路相比图1的电路改善了交叉调节。
根据至此的描述，根据图1所示的第一实施例的电源电路仅通过开关频率控制就可获得宽范围能力。
这样，例如在获得宽范围能力的过程中，不必改变用于根据工业用交流电源的额定电平来产生直流输入电压(Ei)的整流电路系统内的整流操作，或不必采用其中在半桥耦合系统和全桥耦合系统之间切换开关转换器类型的结构。
当对这种电路开关结构的需要消除时，至少为半桥耦合所必需的有可能是例如仅使用一个平滑电容器Ci和仅使用两个开关器件。因而，在电路元件的数目、电路的规模、开关噪声等方面获得相应的减小。
另外，当对电路开关结构的需要消除时，因此不必提供特殊结构来防止由于电路开关原因的错误操作。这也会防止元件数目的增加和成本的增加。此外，由于用于防止错误操作的备用电源不是必要的，因此其中可使用该电源电路的装置的范围可扩大。
在得到这种实施例的效应的过程中，所需的作为被添加到仅在原边上具有串联谐振电路的普通电流谐振转换器的结构上的零件的最少量只是副边串联谐振电容器。也就是说，可通过添加比当采用普通电路开关系统结构时数目少得多的零件来获得宽范围能力。
另外，无论电源电路具有宽范围能力还是单范围能力，如上所述开关频率的必需控制范围Δfs的显著减小都会大大改善恒压控制响应。
具体来说，某些电子器件执行这样的操作，即以在最大负载和无负载之间相对快速地改变(切换)的方式改变负载功率Po。这种负载变化被称为开关负载。执行这种开关负载操作的器件包括例如作为用于个人计算机的外围设备的打印机。
当例如如图16所示的具有相对宽的必需控制范围Δfs的电源电路包括在执行这种开关负载操作的器件内时，如上所述，开关频率fs通过负载功率突变之后的相应的大量改变而改变。因此，得到快速恒压控制响应是困难的。
另一方面，第一实施例大大减小了每个单范围区域内的必需控制范围Δfs，这一点尤其可由前面的特性图明显看出，因此能通过对负载功率Po在最大负载和无负载之间的突变的快速响应来稳定副边直流输出电压Eo。也就是说，可大大改善对开关负载的恒压控制响应。
接着将参考图9的电路图来描述第一实施例的修改的结构。
顺便提及，虽然图9仅示出了电源电路的副边上的结构，但是原边上使用的结构与图1所示的结构相同。在图9中，与已参考图1被描述的零件相似的零件用相同的参考数字标识，并且其描述将被省略。
在图9所示的修改中，如图所示，图1的电路中的与次级绕组N2B串联连接的副边串联谐振电容器C2B被省略。
当副边串联谐振电路至少在用于产生受恒压控制的副边直流输出电压+Eo的系统中形成，并且隔离变流变压器PIT的耦合系数设置为与在图1的情况下相同的值时，这种修改的结构可减小开关频率的为如同在图1的情况下的稳定所必需的可变控制范围。
也就是说，图9所示的结构可配置成具有如同在图1的情况下的宽范围能力，并且得到伴随宽范围能力的与图1的效应相似的效应。
然而，在这种情况下，由于次级绕组N2B上没有形成串联谐振电路，因此在次级绕组N2A和次级绕组N2B之间产生磁力线的片面性效应。也就是说，在各自的次级绕组N2侧上流动的整流电流的峰值电平之间产生不均衡。与图1的情况不同，这不会改善交叉调节。
然而，在这种情况下，如上所述，如同在图1的情况下一样开关频率的必需控制范围减小。这会改善交叉调节。也就是说，与图16的电路相比改善了交叉调节。
此外，在这种情况下，由于可省略一个副边串联谐振电容器C2B，因此有可能相应地减小电路部件的数目并降低生产成本。
图10示出了根据本发明的第二实施例的电源电路的结构实例。
根据第二实施例的电源电路具有形成作为副边上作为每一个整流电路的倍压半波整流电路。
顺便提及，虽然图10也仅示出了电源电路的副边上的结构，但是原边上使用的结构与图1所示的结构相同。同样在图10中，参考图1被描述的零件用相同的参考数字标识，并且其描述将被省略。
如同图1所示的电路的情况一样，图10所示的电路满足以下条件即负载功率Po＝150W～0W(副边直流输出电压±Eo＝35V或更低以及负载电流＝10A或更低)。
在倍压半波整流电路的次级绕组N2A侧上，次级绕组N2A的一端部(绕组末端部)经由副边串联谐振电容器C2A的串联连接而连接在整流二极管Do1A的阳极上。整流二极管Do1A的阴极连接在平滑电容器CoA的正电极端上。平滑电容器CoA的负电极端连接到副边地。
次级绕组N2A的另一端部(绕组始端部)也连接到副边地。另外，如图所示，在次级绕组N2A的另一端部与副边地之间的连接点和副边串联谐振电容器C2A与整流二极管Do1A的阳极之间的连接点之间插入整流二极管Do2A。也就是说，整流二极管Do2A与次级绕组N2A并联连接。
在这种情况下，插入整流二极管Do2A以便整流二极管Do2A的阴极侧连接在副边串联谐振电容器C2A与整流二极管Do1A的阳极之间的连接点上。
在倍压半波整流电路的另一次级绕组N2B侧上，整流二极管Do1B的阴极经由副边串联谐振电容器C2B的串联连接而连接在次级绕组N2B的一端部(绕组末端部)上。整流二极管Do1B的阳极侧连接在平滑电容器CoB的负电极端上。平滑电容器CoB的正电极侧连接到副边地。
同样在这种情况下，次级绕组N2B的另一端部(绕组始端部)连接到副边地。另外，在次级绕组N2B的另一端部与副边地之间的连接点和副边串联谐振电容器C2B与整流二极管Do1B的阳极之间的连接点之间插入整流二极管Do2B。这样，同样在这种情况下，整流二极管Do2B与次级绕组N2B并联连接。
整流二极管Do2B的阳极侧连接在副边串联谐振电容器C2B与整流二极管Do1B的阴极之间的连接点上。
采用这种连接方式，同样在这种情况下，在平滑电容器CoA处得到具有正极性的副边直流输出电压+Eo，以及在平滑电容器CoB处得到具有负极性的副边直流输出电压-Eo。顺便提及，同样在这种情况下，副边直流输出电压+Eo分叉以被提供作为控制电路1的检测输入。
就在这种情况下的整流操作来说，在次级绕组N2A侧上，与次级绕组N2A并联连接的整流二极管Do2A在交变电压的一半周期内导通。整流电流依次流经次级绕组N2A、整流二极管Do2A和副边串联谐振电容器C2A。也就是说，在该周期内，副边串联谐振电容器C2A被副边整流电流充电。由此，在副边串联谐振电容器C2A两端之间产生具有对应于一倍的次级绕组N2A内感应出的交变电压的电平的电平的电压。
在另一半周期内，整流二极管Do1A导通。整流电流依次流经次级绕组N2A、副边串联谐振电容器C2A、整流二极管Do1A和平滑电容器CoA以给平滑电容器CoA充电。也就是说，整流二极管Do1A在该周期内对其上叠加有如上所述的在副边串联谐振电容器C2A两端之间得到的电压的交变电压执行整流操作。由此，在平滑电容器CoA两端之间产生具有对应于两倍的次级绕组N2A内产生的交变电压的电平的电平的副边直流输出电压+Eo。
在次级绕组N2B侧上，与次级绕组N2B并联连接的整流二极管Do2B在一半周期内导通。整流电流依次流经次级绕组N2B、副边串联谐振电容器C2B和整流二极管Do2B。也就是说，在该周期内，在副边串联谐振电容器C2B两端之间产生具有对应于一倍的次级绕组N2B内感应出的交变电压的电平的电平的电压。
在另一半周期内，整流二极管Do1B导通。整流电流依次流经次级绕组N2B、整流二极管Do1B、平滑电容器CoB、整流二极管Do1B和副边串联谐振电容器C2B以给平滑电容器CoB充电。也就是说，由此在平滑电容器CoB两端之间产生具有对应于两倍的次级绕组N2B内产生的交变电压的电平的电平的副边直流输出电压-Eo。
这样，图10所示的电路的副边上的每个整流及平滑电路都执行倍压半波整流操作，其中平滑电容器Co仅在次级绕组N2内感应出的交变电压的一半周期内被充电，并且得到具有对应于两倍的交变电压的电平的电平作为平滑电容器Co两端之间的电压电平(绝对值)。
图11示出了相对于在根据图10所示的第二实施例的电路中的最大负载功率Pomax＝150W到最小负载功率Pomin＝0W(无负载)范围内的负载变化的开关频率fs、AC→DC功率转换效率(ηAC→DC)和交叉调节(副边直流输出电压-Eo的变化)的特性。同样在该图中，在对应AC 100V系统的交变输入电压VAC＝100V时的特性用实线表示，以及在对应AC 200V系统的交变输入电压VAC＝230V时的特性用虚线表示。
顺便提及，在得到图11所示的特性的过程中，图10的电路零件的选择如下所述。
·隔离变流变压器PIT间隙G＝2.4mm，以及耦合系数k＝0.65·初级绕组N1＝30T
·次级绕组N2A＝次级绕组N2B＝3T·原边串联谐振电容器C1＝0.047μF·原边部分谐振电容器Cp＝1000pF·副边串联谐振电容器C2A＝C2B＝1.2μF由这些选择的条件可以理解，在第二实施例中，如同在根据图1所示的第一实施例的电源电路中一样，在隔离变流变压器PIT内的磁芯的内部磁铁心中形成的间隙G设置为约2.4mm以得到耦合系数k＝0.65。
另外，同样在这种情况下，副边串联谐振电路至少在用于产生受恒压控制的副边直流输出电压的系统中形成。这样，如同在图1的情况下一样，开关频率的必需控制范围被减小。
同样在这种情况下，在图11中，AC→DC功率转换效率(ηAC→DC)随着负载功率Po的增加而增加。测量结果表明在最大负载功率Po＝150W的负载状态下，当交变输入电压VAC＝100V时AC→DC功率转换效率ηAC→DC＝88.0％，以及当交变输入电压VAC＝230V时AC→DC功率转换效率ηAC→DC＝89.5％。
开关频率fs随着负载变得更大而降低。当交变输入电压VAC＝100V时，相对于负载功率Po＝150W～0W的变化，开关频率fs的变化范围Δfs是4.6kHz。因此，100V系统的单范围内的必需控制范围为约5kHz。
当交变输入电压VAC＝230V时，相对于相同的负载变化，开关频率fs的变化范围Δfs是6.7kHz。因此，200V系统的单范围内的必需控制范围为约7kHz。
由这些实验结果还应当理解，图10的结构大大降低了每个单范围内的开关频率的必需控制范围。
也就是说，如同在第一实施例的情况下一样，第二实施例改善了高速瞬态响应特性。
同样在这种情况下，如图所示，副边直流输出电压-Eo随着负载变得更大而降低。
所得到的结果表明，当交变输入电压VAC＝100V时，相对于负载功率Po＝150W～0W的变化，副边直流输出电压-Eo的变化范围Δ-Eo是0.6V，该值是第一实施例的值的一半。
另一所得到的结果表明，当交变输入电压VAC＝230V时，相对于相同的负载变化，变化范围Δ-Eo是0.4V。
由这些实验结果还应当理解，图10的电路改善了交叉调节。
顺便提及，所得到的对根据第二实施例的电源电路的实验结果表明，当负载功率Po＝150W时，在交变输入电压VAC＝100V的条件下，图10所示的整流电流I1的峰值电平Ap-1和整流电流I2的峰值电平Ap-2都是相同的12Ap电平。
另一所得到的结果表明，在交变输入电压VAC＝230V的条件下，峰值电平Ap-1和峰值电平Ap-2是相同的9Ap电平。
另一所得到的结果表明，在负载功率Po＝150W的相同条件下，当交变输入电压VAC＝100V时开关电流IQ2的峰值电平Ap-Q2是3.6Ap，以及当交变输入电压VAC＝230V时开关电流IQ2的峰值电平Ap-Q2是3.1Ap。
图12的电路图示出了第二实施例的修改。
顺便提及，虽然图12也仅示出了电源电路的副边上的结构，但是原边上使用的结构与图1所示的结构相同。在图12中，与已参考图1和图10被描述的零件相似的零件用相同的参考数字标识，并且其描述将被省略。
在图12所示的修改中，如同在图9所示的图1的修改中一样，从图10的电路省略副边串联谐振电容器C2B，并且副边串联谐振电路仅在用于产生受恒压控制的副边直流输出电压+Eo的系统中形成。
然而，在这种情况下，为在次级绕组N2B侧上得到倍压半波整流电路的操作，平滑电容器CoB1和平滑电容器CoB2的串联连接电路被如图中所示那样连接作为平滑电容器CoB以提供副边直流输出电压-Eo。
如同图10所示的平滑电容器CoB的情况一样，平滑电容器CoB1具有连接在整流二极管Do1B的阳极上的负电极端和连接在次级绕组N2B的另一端部(绕组始端部)上的正电极端。提供平滑电容器CoB2以便平滑电容器CoB2的负电极端连接在平滑电容器CoB1的正电极端上，并且平滑电容器CoB2的正电极端连接到副边地。
在这种情况下，与图10的情况不同，整流二极管Do2B的阴极直接连接到副边地，而不是连接在次级绕组N2B的绕组始端部侧上的线上。
在次级绕组N2B侧上的采用上述连接形式的整流及平滑电路中，整流二极管Do2B在次级绕组N2B内感应出的交变电压的一半周期内导通以用整流电流给平滑电容器CoB2充电。由此，在平滑电容器CoB2两端之间产生具有对应于一倍的次级绕组N2B内得到的交变电压的电平的电平的直流电压。在另一半周期内，整流二极管Do1B导通以用整流电流给平滑电容器CoB1充电。由此，在平滑电容器CoB1两端之间产生具有对应于一倍的次级绕组N2B内得到的交变电压的电平的电平的直流电压。
这样，在一个周期内，在平滑电容器CoB1和CoB2的串联连接的两端之间产生具有对应于两倍的次级绕组N2B内感应出的交变电压的电平的副边直流输出电压-Eo。
同样在这种情况下，由于平滑电容器CoB在各个半周期内被充电，并且副边直流输出电压-Eo具有对应于两倍的次级绕组N2B内感应出的交变电压的电平的电平，因此得到倍压半波整流操作。
由于副边串联谐振电路在用于产生受恒压控制的副边直流输出电压+Eo的系统中形成，并且隔离变流变压器PIT的耦合系数设置为与在图1和图10的情况下相同的值，因此第二实施例的这种修改的结构同样能减小开关频率的必需控制范围。这可改善交叉调节。也就是说，与图16的电路相比交叉调节被改善。
图13的电路图示出了根据第三实施例的电源电路的副边结构。
图13中的电路的原边结构也与图1所示的结构相同。与已参考图1和图10被描述的零件相似的零件用相同的参考数字标识，并且其描述将被省略。
在图13所示的第三实施例中，倍压全波整流电路连接在次级绕组N2A和次级绕组N2B的每一个上。
在这种情况下，通过给次级绕组N2A和次级绕组N2B的每一个提供中心抽头，次级绕组N2A和次级绕组N2B分别分成次级绕组部N2A1和N2A2以及次级绕组部N2B1和N2B2。在这种情况下，次级绕组N2A和次级绕组N2B的中心抽头连接到副边地。
分别由与在图1的电路中提供的那些整流二极管相似的整流二极管Do1A～Do4A和整流二极管Do1B～Do4B形成的桥式整流电路被提供给次级绕组N2A和次级绕组N2B。
在次级绕组N2A侧上，次级绕组部N2A1上的一端部经由副边串联谐振电容器C2A1的串联连接而连接在整流二极管Do1A的阳极与整流二极管Do2A的阴极之间的连接点上，其中该一端部是次级绕组N2A的绕组末端部。
次级绕组部N2A2上的一端部经由副边串联谐振电容器C2A2的串联连接而连接在整流二极管Do3A的阳极与整流二极管Do4A的阴极之间的连接点上，其中该一端部是次级绕组N2A的绕组始端部。
整流二极管Do1A的阴极与整流二极管Do3A的阴极之间的连接点连接在平滑电容器CoA的正电极端上。在这种情况下，整流二极管Do2A的阳极与整流二极管Do4A的阳极之间的连接点连接在上述次级绕组N2A与副边地之间的连接点上，并由此连接到副边地。平滑电容器CoA的负电极端连接到副边地。
在次级绕组N2B侧上，图中所示的次级绕组部N2B1、次级绕组部N2B2、副边串联谐振电容器C2B1、副边串联谐振电容器C2B2、整流二极管Do1B～Do4B和平滑电容器CoB采用与上述次级绕组部N2A1、次级绕组部N2A2、副边串联谐振电容器C2A1、副边串联谐振电容器C2A2、整流二极管Do1A～Do4A和平滑电容器CoA相同的连接形式连接。
然而，在这种情况下，由图可理解，整流二极管Do1B～Do4B分别沿着与整流二极管Do1A～Do4A不同的方向连接。平滑电容器CoB的正电极端侧连接到副边地，以及平滑电容器CoB的负电极端侧连接在整流二极管Do1B和Do3B之间的连接点上。
也就是说，同样在这种情况下，通过连接在次级绕组N2B侧上的整流及平滑电路得到具有负极性的副边直流输出电压-Eo。
采用上述连接方式形成的倍压全波整流电路可分成第一倍压半波整流电路和第二倍压半波整流电路，其中第一倍压半波整流电路由分别在次级绕组N2A侧和次级绕组N2B侧上的次级绕组部N2A1、副边串联谐振电容器C2A1和整流二极管Do1A与Do2A以及次级绕组部N2B1、副边串联谐振电容器C2B1和整流二极管Do1B与Do2B形成，以及第二倍压半波整流电路由分别在次级绕组N2A侧和次级绕组N2B侧上的次级绕组部N2A2、副边串联谐振电容器C2A2和整流二极管Do3A与Do4A以及次级绕组部N2B2、副边串联谐振电容器C2B2和整流二极管Do3B与Do4B形成。
在第一倍压半波整流电路中，次级绕组部N2A1和副边串联谐振电容器C2A1以及次级绕组部N2B1和副边串联谐振电容器C2B1分别形成串联连接电路。这样，次级绕组部N2A1的漏电感分量(L2A1)和副边串联谐振电容器C2A1的电容形成第一副边串联谐振电路，并且次级绕组部N2B1的漏电感分量(L2B1)和副边串联谐振电容器C2B1的电容形成第一副边串联谐振电路。
同样，在第二倍压半波整流电路中，形成次级绕组部N2A2(N2B2)和副边串联谐振电容器C2A2(C2B2)的串联连接电路。这样，次级绕组部N2A2(N2B2)的漏电感分量(L2A2和L2B2)和副边串联谐振电容器C2A2(C2B2)的电容形成第二副边串联谐振电路。
第一倍压半波整流电路的整流操作如下所述。
首先描述次级绕组N2A侧，在次级绕组N2A内感应出的交变电压的一半周期内，整流电流依次流过的路径是次级绕组部N2A1、整流二极管Do2A和副边串联谐振电容器C2A1，由此副边串联谐振电容器C2A1被整流电流充电。此时整流操作的结果是在副边串联谐振电容器C2A1两端之间产生具有对应于一倍的次级绕组部N2A1内感应出的交变电压的电平的电压。
在次级绕组N2A的交变电压的另一半循环的随后的周期内，整流电流依次流过的路径是次级绕组部N2A1、副边串联谐振电容器C2A1、整流二极管Do1A和平滑电容器CoA。此时，在其中次级绕组部N2A1内感应出的电压叠加在通过在次级绕组N2A的交变电压的前半周期内的整流操作而在副边串联谐振电容器C2A1两端之间得到的电压上的状态下，平滑电容器CoA被充电。由此，在平滑电容器CoA两端之间产生具有两倍的次级绕组部N2A1的交变电压的电平的电压。
次级绕组N2B侧上的第一倍压半波整流电路执行与上述相同的操作。
具体来说，第一倍压半波整流电路执行倍压半波整流操作，其中在次级绕组N2B的交变电压的一半周期期间，在副边串联谐振电容器C2B1两端之间产生具有对应于一倍的次级绕组部N2B1的交变电压的电平的电压，以及在次级绕组N2B的交变电压的另一半周期期间，平滑电容器CoB被通过将次级绕组部N2B1的交变电压叠加在副边串联谐振电容器C2B1两端之间的电压上所得到的电平充电，由此得到具有对应于两倍的次级绕组部N2B1的交变电压的电平的电压作为平滑电容器CoB两端之间的电压。
顺便提及，在上述倍压半波整流操作的过程中，在每个半周期内朝向正极性和负极性两个方向电流流过副边串联谐振电容器C2。第一副边串联谐振电路相应地执行谐振操作。
第二倍压半波整流电路通过次级绕组部N2A2、副边串联谐振电容器C2A2和整流二极管Do3A与Do4A以及次级绕组部N2B2、副边串联谐振电容器C2B2和整流二极管Do3B与Do4B，在相对于第一倍压半波整流电路的整流操作正好移动半周期的周期性时序内执行与第一倍压半波整流电路相同的倍压半波整流操作。通过该整流操作得到第二副边串联谐振电路的谐振操作。
通过执行这种整流操作，在次级绕组N2A和次级绕组N2B的交变电压的每个半周期内平滑电容器CoA和平滑电容器CoB重复地被第一倍压半波整流电路充电或被第二倍压半波整流电路充电。
也就是说，从整体上来看，连接在次级绕组N2A上的整流电路执行倍压全波整流操作，其中在次级绕组N2A的交变电压是正/负的每个半波周期内平滑电容器CoA被对应于两倍的次级绕组部N2A1或N2A2内感应出的交变电压的充电电势充电。同样，从整体上来看，连接在次级绕组N2B上的整流电路执行倍压全波整流操作，其中在次级绕组N2B的交变电压是正/负的每个半波周期内平滑电容器CoB被对应于两倍的次级绕组部N2B1或N2B2内感应出的交变电压的充电电势充电。
图14示出了在根据图13所示的第三实施例的电路中相对于最大负载功率Pomax＝150W到最小负载功率Pomin＝0W(无负载)范围内的负载变化的开关频率fs、AC→DC功率转换效率(ηAC→DC)和交叉调节(-Eo)的特性。同样在该图中，在对应AC 100V系统的交变输入电压VAC＝100V时的特性用实线表示，以及在对应AC 200V系统的交变输入电压VAC＝230V时的特性用虚线表示。
顺便提及，在得到图14所示的特性的过程中，用于选择图13的电路零件的条件如下所示。
·隔离变流变压器PIT间隙G＝2.4mm，以及耦合系数k＝0.65
·初级绕组N1＝37T·次级绕组N2A＝次级绕组部N2A1+次级绕组部N2A2＝3T+3T＝6T·次级绕组N2B＝次级绕组部N2B1+次级绕组部N2B2＝3T+3T＝6T·原边串联谐振电容器C1＝0.027μF·原边部分谐振电容器Cp＝1000pF·副边串联谐振电容器C2A1＝C2A2＝C2B1＝C2B2＝1.0μF在第三实施例中，如同在根据图1所示的第一实施例的电源电路中一样，在隔离变流变压器PIT内的磁芯的内部磁铁心中形成的间隙G设置为约2.4mm以得到如上所述的耦合系数k＝约0.65。
另外，同样在这种情况下，副边串联谐振电路至少在用于产生受恒压控制的副边直流输出电压的系统中形成。这样，如同在图1的情况下一样，开关频率的必需控制范围被减小。
同样在这种情况下，在图14中，AC→DC功率转换效率(ηAC→DC)随着负载功率Po的增加而增加。测量结果表明在最大负载功率Po＝150W的负载状态下，当交变输入电压VAC＝100V时AC→DC功率转换效率ηAC→DC＝89.8％，以及当交变输入电压VAC＝230V时AC→DC功率转换效率ηAC→DC＝91.1％。
开关频率fs随着负载变得更大而降低。所得结果表明，当交变输入电压VAC＝100V时，相对于负载功率Po＝150W～0W的变化，开关频率fs的变化范围Δfs是5.2kHz。
另一所得到的结果表明，当交变输入电压VAC＝230V时，相对于相同的负载变化，开关频率fs的变化范围Δfs是8.4kHz。
由这些实验结果还应当理解，图13的结构大大降低了每个单范围内的开关频率的必需控制范围。这样，如同在第一实施例的情况下一样，高速瞬态响应特性被改善。
同样在这种情况下，如图所示，副边直流输出电压-Eo随着负载变得更大而降低。
所得到的结果表明，当交变输入电压VAC＝100V时，相对于负载功率Po＝150W～0W的变化，副边直流输出电压-Eo的变化范围Δ-Eo是0.8V。
另一所得到的结果表明，当交变输入电压VAC＝230V时，相对于相同的负载变化，变化范围Δ-Eo是0.6V。
由这些结果还应当理解，图13的电路改善了交叉调节。
顺便提及，所得到的对根据第三实施例的电源电路的实验结果表明，当负载功率Po＝150W时，在交变输入电压VAC＝100V的条件下，图13所示的整流电流I1的峰值电平Ap-1和整流电流I2的峰值电平Ap-2都是相同的8Ap电平。另一所得到的结果表明，在交变输入电压VAC＝230V的条件下，峰值电平Ap-1和峰值电平Ap-2是相同的5.5Ap电平。
在相同的负载功率条件下，当交变输入电压VAC＝100V时开关电流IQ2的峰值电平Ap-Q2是3.7Ap，以及当交变输入电压VAC＝230V时开关电流IQ2的峰值电平Ap-Q2是2.9Ap。
图15示出了第三实施例的修改的结构。
如同在图9所示的图1的修改和图12所示的图10的修改中一样，第三实施例的修改是基于图13的结构的，但是在次级绕组N2B侧上的不受恒压控制的直流输出电压产生系统中没有形成串联谐振电路。
顺便提及，图15的电路的原边上的结构与图1所示相同。在图15中，已参考图13被描述的零件用相同的参考数字标识，并且其描述将被省略。
在图15所示的修改中，图13的电路中的分别与次级绕组N2B串联连接的副边串联谐振电容器C2B1和C2B2被省略。
同样在这种情况下，为得到与图13的电路的倍压全波整流操作相似的倍压全波整流操作，在整流二极管Do2B与Do4B的阴极之间的连接点和次级绕组N2B的中心抽头之间插入平滑电容器CoB2。如图所示，平滑电容器CoB2的负电极端侧连接在次级绕组N2B的中心抽头上，以及平滑电容器CoB2的正电极端侧连接在整流二极管Do2B与Do4B之间的连接点上。
在次级绕组N2B侧上这样形成的整流电路中，在次级绕组N2B内感应出的交变电压的一半周期内，整流电流依次流过的路径是次级绕组部N2B1、整流二极管Do2B、平滑电容器CoB2和次级绕组部N2B1。在平滑电容器CoB2两端之间产生具有对应于一倍的次级绕组部N2B1内感应出的交变电压的电平的电平的直流电压。
同样，在该周期内，在次级绕组部N2B2侧上，整流电流依次流过的路径是次级绕组部N2B2、平滑电容器CoB2、平滑电容器CoB1、整流二极管Do3B和次级绕组部N2B2。由此，平滑电容器CoB1被通过将次级绕组部N2B2的交变电压叠加在如上所述的在平滑电容器CoB2两端之间得到的电压上所得到的电平充电。这样，平滑电容器CoB1两端之间的电压具有对应于两倍的次级绕组部N2B1内得到的交变电压的电平。
在另一半周期内，整流电流依次流过的路径是次级绕组部N2B2、整流二极管Do4B、平滑电容器CoB2和次级绕组部N2B2。在平滑电容器CoB2两端之间产生具有对应于一倍的次级绕组部N2B2内感应出的交变电压的电平的电平的直流电压。
同样，在次级绕组部N2B1侧上，整流电流依次流过的路径是次级绕组部N2B1、平滑电容器CoB2、平滑电容器CoB1、整流二极管Do1B和次级绕组部N2B1。由此，平滑电容器CoB1被通过次级绕组部N2B1的交变电压和在平滑电容器CoB2两端之间得到的电压所得到的电平充电。这样，平滑电容器CoB1两端之间的电压具有对应于两倍的次级绕组部N2B1内得到的交变电压的电平。
由这种整流操作可以理解，同样在这种情况下，从整体上来看，连接在次级绕组N2B上的整流电路在次级绕组N2B内得到的交变电压的每个半周期内给平滑电容器CoB1充电。
也就是说，同样在这种情况下，得到倍压全波整流操作，其中在次级绕组N2B的交变电压是正/负的每个半波周期内平滑电容器CoB1被对应于两倍的次级绕组部N2B1或N2B2内感应出的交变电压的充电电势充电。
由于副边串联谐振电路在用于产生受恒压控制的副边直流输出电压+Eo的系统中形成，并且隔离变流变压器PIT的耦合系数设置为与在图13的情况下相同的值，因此第三实施例的这种修改的结构同样能减小开关频率的必需控制范围。如同在图13中一样，这可改善交叉调节。也就是说，与图16的普通结构相比交叉调节被改善。
应当注意，本发明并不局限于至此所描述的实施例。
例如，包括磁芯类型等的隔离变流变压器PIT的结构可被适当改变。
同样，虽然实施例中所说明的开关转换器是基于外部激励电流谐振转换器的，但可包括例如自激励电流谐振转换器。此外，作为在开关转换器中选择的开关器件，可使用除M0S-FBT之外的例如双极晶体管或IGBT(绝缘栅双极晶体管)的器件。
此外，上述每个部件的常数可根据实际情况等适当地改变。
此外，虽然副边直流输出电压+Eo侧提供用于恒压控制的检测输入，但副边直流输出电压-Eo侧提供检测输入的结构也是可能的。
然而，当在对-Eo侧的恒压控制的情况下，副边串联谐振电路如同在修改中一样仅形成在一侧上时，在+Eo侧上的串联谐振电路被省略。也就是说，在本发明中，至少在用于恒压控制的检测输入侧(受恒压控制的侧)上的直流输出电压产生系统中形成副边串联谐振电路就可以了。
本领域内的技术人员应当理解，根据设计要求和其它因素可进行各种修改，组合，再组合以及变型，只要它们落入所附权利要求或其等价物范围内。
权利要求
1.一种开关电源电路，包括开关装置，其由被供给有直流输入电压并执行开关操作的开关器件形成；切换-驱动装置，其用于切换-驱动所述开关器件；隔离变流变压器，其通过缠绕初级绕组和第一次级绕组以及第二次级绕组而形成，其中初级绕组被供给有通过所述开关装置的开关操作所得到的开关输出，以及通过该初级绕组在第一次级绕组和第二次级绕组内感应出交变电压；原边串联谐振电路，其由所述隔离变流变压器的初级绕组的至少漏电感分量和与所述初级绕组串联连接的原边串联谐振电容器的电容形成，所述原边串联谐振电路设有第一谐振频率，所述原边串联谐振电路将所述开关装置的操作转换成电流谐振型操作；第一副边串联谐振电路，其由所述隔离变流变压器的所述第一次级绕组的至少漏电感分量和与第一次级绕组串联连接的第一副边串联谐振电容器的电容形成，所述第一副边串联谐振电路设有第二谐振频率；第一副边直流输出电压产生装置，其用于通过对所述第一次级绕组内得到的交变电压执行整流操作，以及由第一副边平滑电容器平滑整流操作产生的整流输出，来产生第一副边直流输出电压；第二副边直流输出电压产生装置，其用于通过对所述第二次级绕组内得到的交变电压执行整流操作并由第二副边平滑电容器平滑整流操作产生的整流输出，来产生具有和所述第一副边直流输出电压相同的电平绝对值并具有和所述第一副边直流输出电压的极性不同的极性的第二副边直流输出电压；以及恒压控制装置，其用于通过根据所述第一副边直流输出电压的电平控制所述切换-驱动装置来改变所述开关装置的开关频率从而对所述第一副边直流输出电压执行恒压控制，其中设置在所述隔离变流变压器的磁芯的预定部位处形成的隙宽以便由所述原边串联谐振电路和所述第一副边串联谐振电路形成的电磁耦合型谐振电路的输出特性相对于具有所述开关频率的频率信号输入是单峰特性。
2.如权利要求1所述的开关电源电路，其中通过将第二副边串联谐振电容器与所述次级绕组串联连接形成第二副边串联谐振电路。
3.如权利要求1所述的开关电源电路，其中所述第一副边直流输出电压产生装置和所述第二副边直流输出电压产生装置具有桥式整流电路作为执行所述整流操作的整流电路。
4.如权利要求1所述的开关电源电路，其中所述第一副边直流输出电压产生装置和所述第二副边直流输出电压产生装置每一个都具有通过将所需整流二极管和所述副边平滑电容器连接所形成的倍压半波整流电路以对所述次级绕组内感应出的交变电压执行倍压半波整流操作。
5.如权利要求1所述的开关电源电路，其中每个所述次级绕组通过被提供中心抽头而分成第一次级绕组部和第二次级绕组部；所述第一副边直流输出电压产生装置和所述第二副边直流输出电压产生装置包括第一倍压半波整流电路，其通过将所需整流二极管和所述副边平滑电容器连接形成以对所述第一次级绕组部内感应出的交变电压执行倍压半波整流操作，以及第二倍压半波整流电路，其通过将所需整流二极管和所述副边平滑电容器连接形成以对所述第二次级绕组部内感应出的交变电压执行倍压半波整流操作；以及所述第一副边直流输出电压产生装置和所述第二副边直流输出电压产生装置形成作为倍压全波整流电路，其中在每个所述次级绕组的半周期时序内交替执行通过所述第一倍压半波整流电路的整流操作给所述副边平滑电容器充电和通过所述第二倍压半波整流电路的整流操作给所述副边平滑电容器充电。
全文摘要
提供一种由至少一个次级绕组和副边串联谐振电容器形成的副边串联谐振电路，以及形成电流谐振转换器的副边串联谐振电路，借此通过隔离变流变压器的电磁耦合形成耦合型谐振电路。对该耦合型谐振电路得到单峰特性来说，在隔离变流变压器PIT的磁芯内形成的间隙G设置为约2.4mm，以及耦合系数k设置为k＝0.65或更低。由此，可减小开关频率的可变控制范围，并且可实现宽范围预备结构。同样，由于开关频率的可变控制范围可被这样减小，因此副边直流输出电压－Eo的交叉调节被改善。
文档编号H02M3/28GK1756060SQ20051010649
公开日2006年4月5日 申请日期2005年9月30日 优先权日2004年9月30日
发明者安村昌之 申请人:索尼株式会社