一种保护电路及方法与流程

本发明涉及boost电路，尤其涉及一种保护电路及方法。

背景技术：

随着电路电子技术的进步，开关电源不断向高功率密度、高效率、高可靠性发展，开关电源的保护功能已经成为了可靠性的一项重要指标。

boost电路作为开关电源的一种最基本的拓扑，可应用于非隔离产品中，功率密度和效率都可以做的很高。但是boost电路存在固有缺陷：在boost电路中存在一个从输入到输出的直通电路，当输出端严重过流或发生短路时，该直通电路会产生的巨大电流，而这个巨大的电流将会损坏boost电路中的有源开关器件或者无源器件比如电感。

因此，在如何控制直通电路所产生的巨大电流对boost电路所造成的损坏是目前亟待解决的问题。

技术实现要素：

为解决现有存在的技术问题，本发明实施例提供一种保护电路及方法。

本发明实施例的技术方案是这样实现的：

本发明实施例提供了一种保护电路，应用于boost电路，所述boost电路设置有通过第一开关的寄生二极管所形成的输入到输出的直通电路；所述保护电路包括：

过流检测电路，配置为对流经所述第一开关的第一电流进行采样；以及检测所述第一电流是否满足第一条件；所述第一条件表征所述boost电路的输出电流发生过流；

第一控制电路，配置为当所述第一电流满足所述第一条件时，向第二开关输出第一控制信号；

第二开关，配置为响应所述第一控制信号，断开所述直通电路。

本发明实施例还提供了一种保护方法，应用于boost电路，所述boost电路设置有通过第一开关的寄生二极管所形成的输入到输出的直通电路，所述方法包括：

对流经所述第一开关的第一电流进行采样；

检测所述第一电流是否满足第一条件；所述第一条件表征所述boost电路的输出电流发生过流；

当所述第一电流满足所述第一条件时，向所述保护电路的第二开关输出第一控制信号，以断开所述直通电路。

本发明实施例提供的保护电路及方法，过流检测电路对流经boost电路的第一开关的第一电流进行采样；并检测所述第一电流是否满足第一条件；当所述第一电流满足所述第一条件时，第一控制电路向第二开关输出第一控制信号；所述第二开关响应所述第一控制信号，断开所述直通电路，通过对流经所述第一开关的第一电流进行采用，来检测所述boost电路的输出电流是否发生过流(这种过流可以称为所述boost电路的输出端严重过流或输出短路)，并在检测到所述boost电路的输出电流过流时，断开所述直通电路，这样，可以防止所述boost电路的输出端在严重过流或输出短路时对boost电路的损坏，从而有效地保护了boost电路。

附图说明

在附图(其不一定是按比例绘制的)中，相似的附图标记可在不同的视图中描述相似的部件。具有不同字母后缀的相似附图标记可表示相似部件的不同示例。附图以示例而非限制的方式大体示出了本文中所讨论的各个实施例。

图1为相关技术中一种异步boost电路结构示意图；

图2为相关技术中一种同步boost电路结构示意图；

图3为本发明实施例一第一种保护电路结构示意图；

图4为本发明实施例一第二种保护电路结构示意图；

图5为本发明实施例一第三种保护电路结构示意图；

图6为本发明实施例二一种保护电路结构示意图；

图7为本发明实施例二另一种保护电路结构示意图；

图8为本发明实施例二图7所示电路的工作时序图；

图9为本发明实施例二第三种保护电路结构示意图；

图10为本发明实施例二第四种保护电路结构示意图；

图11为本本发明实施例二过流检测电路结构示意图；

图12为本发明实施例保护方法流程示意图；

图13为采用本发明实施例的电路的仿真结果图。

具体实施方式

目前，如图1所示，boost电路的一种基本组成包括：电感L、MOSFET Q1、二极管D1及相应的电容。这种boost电路可以称为异步(Non-sync)boost电路。在这种boost电路中，由于二极管D1的存在，boost电路出现输入过压、输入欠压、输出过流、输出短路的异常状况时，输入电压可通过二极管D1直接输出到输出端，即存在由电感L、二极管D1所形成的直通电路，此时输出电压约等于输入电压，无法完全关断；而且D1的功耗大，所以电路的效率并不是很高。

基于图1所示的boost电路所存在的缺陷，产生了图2所示的boost电路。如图2所示，该boost电路包含：电感L、MOSFET Q1、MOSFET Q2及相应的电容。这种boost电路可以称为同步(Sync)boost电路。这种boost电路MOSFET Q2的导通电阻可以非常小，导致Q2的功耗大大降低，整个boost电路的效率大大提高。

图1和图2所示的boost电路的应用原理是：MOSFET Q1导通，输入电压源(VIN)向电感L充电，当MOSFET Q1关断，MOSFET Q2或者D1分别续流并向输出电容Cout充电，已达到升压的目的。

其中，当boost电路达到稳定状态时，输入电压与输出电压关系满足：V_OUT＝V_IN/(1-D)，同时输入端电流大于输出电流。

其中，V_OUT表述输出电压，即输出端VOUT电压，V_IN表示输入电压，即输入端VIN电压，D表示开关周期的占空比。

对于图2所示的boost电路，MOSFET Q2存在寄生二极管，而这个寄生二极管是不能通过改进制作工艺来消除的，所以在该boost电路中，依然存在一个从输入到输出的直通电路，即由电感L、MOSFET Q2的源漏极之间的寄生二极管所形成的直通电路。

在boost电路启动或者正常工作时发生输出端严重过流，或者直接输出端Vout短路到地时，该直通电路产生的电流将处于不可限制的状态直至电感L饱和(电感)或者有源开关器件烧坏为止，甚至可能会导致电路起火，对boost电路造成损坏。也就是说，输出端在电流严重过流或输出短路时会对boost电路造成不必要的破坏。

基于此，在本发明的各种实施例中：针对设置有通过第一开关的寄生二极管所形成的输入到输出的直通电路的boost电路，对流经boost电路第一开关的第一电流进行采样；检测所述第一电流是否满足第一条件；所述第一条件表征所述boost电路的输出电流发生过流；所述第一电流满足所述第一条件时，向所述保护电路的第二开关输出第一控制信号，以断开所述直通电路。

需要说明的是，本文所用的第一、第二……仅表示不同位置的元件不对元件的参数或功能进行限定；或者表示不同的参数，但不对参数的大小进行限定。

实施例一

本实施例提供的保护电路，应用于boost电路，所述boost电路设置有通过第一开关的寄生二极管所形成的输入到输出的直通电路，如图3所示，该电路包括：过流检测电路31、第一控制电路32及第二开关33；其中，

所述过流检测电路31对流经所述第一开关的第一电流进行采样；并检测所述第一电流是否满足第一条件；当所述第一电流满足所述第一条件时，所述第一控制电路32向第二开关33输出第一控制信号；所述第二开关33响应所述第一控制信号，断开所述直通电路。

这里，所述第一条件表征所述boost电路的输出电流发生过流。

在本发明实施例中，所述boost电路设置有通过第一开关的寄生二极管所形成的输入到输出的直通电路。也就是说，本发明实施例中的boost电路为同步boost电路，即为如图2所示的boost电路。相应地，所述第一开关为图2所示电路中的MOS管Q2。

在同步boost电路中，通过对流经所述第一开关的第一电流进行采用，来检测所述boost电路的输出电流是否发生过流(这种过流可以称为所述boost电路的输出端严重过流或输出短路)，并在检测到所述boost电路的输出电流过流时，断开所述直通电路，这样，可以防止所述boost电路的输出端在严重过流或输出短路时对boost电路的损坏，从而有效地保护了boost电路。

在本发明实施例中，所述过流检测电路31是在不增加所述boost电路功耗的基础上，对所述第一电流进行采样，由于所述过流检测电路31在工作过程中并不增加boost电路的功耗，所以提高了boost电路的电压转换效率。

这里，实际应用时，可以通过在所述第一开关两端并联等效电阻的方式来对所述第一电流进行采样，从而达到不增加所述boost电路功耗的目的。

在一实施例中，所述第二开关33可以设置在所述boost电路输出级与负载中间，也就是说，在所述输出级与负载之间串联有所述第二开关33。当收到所述第一控制信号后，所述第二开关33响应所述第一控制信号，断开所述boost电路输出端与负载之间的连接。这样，能够实现负载与boost电路前级的完全断开，也就是说，boost电路的前级仍然为一个完整的boost拓扑，从而同时保护了负载和boost电路。同时，不会增加boost电路的功耗，从而提高了boost电路的电压转换效率。

其中，结合图2可以获知，所述输出级是指boost电路输出端(VOUT)；boost前级是指包含电感L、MOS管Q1、MOS管Q2这些器件的电路，该电路能够实现直流电压的升压转换。

在一实施例中，所述第二开关33还可以串接在所述boost电路的输入端。具体来说，在图2所示的电路中，在输入端VIN与电感L之间串联所述第二开关。当收到所述第一控制信号后，所述第二开关33响应所述第一控制信号，断开所述boost电路输入端与电感之间的连接。

实际应用时，所述第二开关33包含P沟道金属氧化物半导体场效应管(PMOS)或者NMOS，但是PMOS的栅级控制相对NMOS简单，因此对所述第二开关导通和断开的控制就会相对比较简单，从而降低了电路成本。

实际应用时，在boost电路工作过程中，还应该保证boost电路电流的稳定性。

基于此，在一实施例中，如图4所示，该保护电路还可以包括：第二控制电路34；其中，

所述boost电路正常工作时，所述第二控制电路34能够通过负反馈的控制方式使所述boost电路输出端电压保持恒定。

这里，实际应用时，所述第二控制电路34通过对所述boost电路的第三开关(如图2所示的Q1)的电流采样，控制所述boost电路的电流环电路，从而实现boost电路电流的稳定性，即所述boost电路输出稳定的电压。同时，所述第二控制电路34还限制了所述第三开关的峰值电流，从而实现了对所述boost电路中电感电流的峰值控制。

当所述第一电流满足所述第一条件时，所述第二控制电路34向所述第一开关输出第二控制信号，并向所述boost电路的第三开关输出第三控制信号，以使所述boost电路停止对输入电压进行升压调制。

其中，所述第二控制控制信号与第三控制信号的相位反向。

换句话说，所述第二控制电路34关闭了所述boost电路的前级电路，使所述boost电路处于关闭状态。

从上面的描述中可以看出，在本发明实施例中，对boost电路的第一开关的电流采样用于判断输出电流是否过流，而对boost电路的第三开关的电流采样用于对电流环电路的控制以及第三开关峰值电流的限制。

在一实施例中，如图5所示，该保护电路还可以包括：第三控制电路35；其中，

所述第三控制电路35将所述过流检测电路的检测结果实时输出至所述第一控制电路32及第二控制电路34，以便让所述第一控制电路32及第二控制电路34获知所述boost电路的输出电流是否发生过流。

这里，实际应用时，boost电路有可能会处在错误状态时，比如所述第一开关被误断开时，此时所述过流检测电路31的检测结果是无效的，此时，需要通过输出端电压来检测输出端电流是否发生过流。所以第三控制电路35接收使能信号；响应所述使能信号，将所述过流检测电路31的检测结果实时输出至所述第一控制电路32及第二控制电路34，以便让所述第一控制电路32及第二控制电路34获知所述boost电路的输出电流是否发生过流。

基于此，在一实施例中，所述第三控制电路35接收去使能信号，响应所述去使能信号，检测所述boost电路的输出端电压是否满足第二条件；所述第二条件表征所述输出端电压低于所述boost电路的输入电压至预设值；以及向所述第一控制电路32及第二控制电路34输出检测结果；

相应地，当所述boost电路的输出端电压满足所述第二条件时，所述第一控制电路，向所述第二开关输出第一控制信号；为当所述boost电路的输出端电压满足所述第二条件时，所述第二控制电路34向所述第一开关输出第二控制信号，并向所述boost电路的第三开关输出第三控制信号。

其中，所述去使能信号用于指示采用所述输出电压进行过流检测。

当所述第三控制电路35收到去使能信号时，说明所述过流检测电路31的检测结果是无效，需要采用输出电压进行过流检测。

这里，所述预设值根据需要进行设置，举个例子来说，假设功率MOSFET的寄生二极管压降在0.5V-0.7V，所以预设值可以设为1V。

在一实施例中，当所述boost电路的前级和输出级关闭后，可以实现所述boost电路和所述第二开关的软启动。

具体地，所述boost电路关闭后，所述第三控制电路35确定重新启动所述boost电路的等待时间；所述等待时间到达后，重新启动所述boost电路及第二开关；所述过流检测电路31在电路重新启动过程中检测流经所述第一开关的第一电流进行采样；并检测所述第一电流是否满足所述第一条件；当所述第一电流满足所述第一条件时，所述第一控制电路32向第二开关33输出所述第一控制信号，以使所述第二开关33停止重新启动；相应地，当所述第一电流满足所述第一条件时，所述第二控制电路34向所述第一开关输出第二控制信号，并向所述第三开关输出第三控制信号，以使所述boost电路停止重新启动。

在所述boost电路和第二开关33的重新启动过程中，当检测出所述输出电流仍然发生过流时，会让boost电路和第二开关33停止重新启动。然后再新的等待时间到达后，再次去检测所述输出电流是否仍然发生过流，当检测出所述输出电流的过流现象消失时，在所述第三控制电路35的控制下，所述boost电路和第二开关33会正常软启动。这种软启动方式可以称为“打嗝(hiccup)”模式的软启动，采用这种软启动方式，可以大大降低boost电路及第二开关的功耗。

实际应用时，所述等待时间是根据软启动所需的电容值和对所述输出端的采样电压来确定的。

实施例二

本实施例是图5所示电路的一个具体应用实例。

在本实施例中，如图6所示，boost电路61包括：电感L、MOS管Q1、MOS管Q2、输入端电容Cin及输出端电容Cout1；

过流检测电路(OC)31，对流经MOS管Q2的电流进行采样，并判断是否过流；

第一控制电路32包括PMOS逻辑控制电路(PMOS Control)；

第二开关33包括PMOS管Q3；

第二控制电路34包括：电阻R1、电阻R2、误差运算放大器EA0、比较器Comp1、第一SR锁存器SR1、脉冲宽度调制(PWM)逻辑控制电路(PWM Control)、及反相器INV1。电阻R1、电阻R2、误差运算放大器EA0、比较器Comp1、及第一SR锁存器SR1形成电流环负反馈控制电路，来控制boost电路电流的稳定性；

第三控制电路35包括：SS逻辑控制电路(SS Control)及开关S3。

其中，MOS管Q1及Q2均为N沟道金属氧化物半导体场效应管(NMOS)。

为了描述方便，在以下的描述中，将电阻R1、电阻R2以及误差运算放大器EA0的负输入端所形成的节点称为FB；boost电路的输出端节点为VOUT，负载端节点为VOUT_LOAD，误差运算放大器EA0的输出端称为SS_Ready。在芯片中，这些节点可以称为芯片的引脚。PGATE、SS均为芯片的引脚。

图6所示的保护电路的工作原理为：

在boost电路工作过程中，所述过流检测电路31对流经MOS管Q2的电流进行采样，并进行过流检测(得到检测信号Q2_OC)，当所述boost电路的输出电流发生过流时，SS逻辑控制电路将开关S3导通，从而拉低SS引脚的电压，此时误差运算放大器EA0的正相输入端接SS引脚，而不是参考信号节点VREF，从而使得误差运算放大器EA0输出低电平，并输出至PMOS逻辑控制电路，PMOS逻辑控制电路根据低电平信号，拉高PGATE的电压，并输出至PMOS Q3的栅极，从而致使PMOS Q3关断。其中，PMOS逻辑控制电路收到使能信号(EN_Q2)(高电平信号)后开始工作。

同时，误差运算放大器EA0输出的低电平信号，使得MOS管Q1及MOS管Q2断开，从而停止为电容Cout1充电，即boost电路停止工作。

对于第一控制电路32(PMOS逻辑控制电路)及第三控制电路35，如图7所示，第一控制电路32包括：第二锁存器SR2、第二反相器INV2、开关S1、开关S2、齐纳二极管(zener diode)Z1、电流源IA；

第三控制电路35包括：比较器Comp2、多路选通器、第三SR锁存器SR3、延迟器、开关S3。其中，比较器Comp2为迟滞比较器。比较器Comp2、多路选通器、第三SR锁存器SR3、延迟器组成SS逻辑控制电路。

结合图7，第一控制电路32(PMOS逻辑控制电路)的工作原理为：

在PMOS Q3启动期间，第一控制电路32利用第二锁存器SR2输出的信号接通开关S1，此时电流源IA提供的电流(比如60μA)从PGATE端逐步拉低PGATE引脚的电压直至低于VOUT引脚电压。当PMOS Q3的栅源电压低于阈值电压时，PMOS Q3逐步导通，此时一个从升压电路至负载的电流通路逐步建立，输出端的输出电流缓慢向输出电容Cout1充电，同时由于PMOS Q3的逐步导通，VOUT_LOAD端的电压也缓慢上升，从而实现负载端电压的软起动，避免负载端浪涌电流的产生。当PMOS Q3的栅源电压钳位到与齐纳二极管Z1的钳位电压(比如8V)相同时，PMOS Q3完全导通。

当过流检测电路31检测出输出电流发生过流时，即当发生严重的负载过流或者输出短路时，第三控制电路(SS逻辑控制电路)35会将SS引脚的电压拉低，从而使得开关S2接通，PGATE引脚的电压被拉高，致使PMOS Q3关断，负载从boost电路的输出端断开。

需要说明的是：实际应用时，可以根据boost电路的最大输出功率来确定MOS管Q2对应的第一电流阈值(用来判断输出电流是否严重过流或者输出短路)。

从图6及图7可以看出，在芯片中，集成了MOS管Q1、MOS管Q2、过流检测电路31、第一控制电路32、第二控制电路34、以及第三控制电路35。而组成boost电路61的其它器件、PMOS Q3则不集成在芯片上。

从上面的描述中可以获知，第三控制电路35将过流检测结果通知给了第二控制电路34，而第二控制电路34又将过流检测结果通知给了第一控制电路32。

当发生严重的负载过流或者输出短路持续发生时，采用打嗝模式来启动boost电路和PMOS Q3，以减少boost电路以及PMOS Q3的功耗。

图8为图7所示的电路主要工作节点的时序图。打嗝模式的启动过程包括：

第一阶段，当发生短路(HS)时，VOUT_LOAD点的电压下降，电感L的电流(IL)升高，此时过流检测电路检测的流经MOS管Q2的电流信号(Q2_OC)变高，此时第三控制电路35的SS逻辑控制电路将开关SS导通，从而将SS引脚的电压迅速拉低，从而使得SS_READY的电平变低，SS_READY的低电平使得POMS Q3的栅源电压(V_{GS_PMOS})升至零电压，最终导致PMOS Q3关断，负载从boost电路的输出端断开，实现了负载断路的保护。同时，SS_READY的电压变低使得MOS管Q1和Q2均断开，boost电路停止工作。

第二阶段，当负载断路的保护启动后，第三控制电路35的SS逻辑控制电路延时设定时间后，断开开关S3，此时电容Css重新被充电，使得SS引脚的电压升高，当SS电压比FB电压高时，误差运算放大器EA0的输出即SS_READY的电平变高，SS_READY的电压变高使得MOS管Q1、MOS管Q2以及PMOS Q3重新启动，在boost电路重新启动的过程中，电感电流(IL)会增加，如果短路现象依然存在，VOUT_LOAD点的电压依然为低压，过流检测电路输出信号(Q2_OC)仍然为高电平，此时第三控制电路35的SS逻辑控制电路会再次接通开关S3，将SS引脚的电压迅速拉低，从而使得SS_READY的电压再次变低，SS_READY的电压变低使得POMS Q3的栅源电压(V_{GS_PMOS})再次升高至零，最终导致PMOS Q3停止导通，负载从boost电路的输出端又断开了，再次实现了负载断路的保护。同时，SS_READY的电压再次变低使得MOS管Q1和Q2也停止开关。如果负载短路一直持续，第二阶段会一直重复。

第三阶段，第二阶段结束后，第三控制电路35的SS逻辑控制电路延时设定时间后，断开开关S3，此时电容Css重新被充电，SS引脚的电压再次升高，从而使得SS_READY的电平变高，SS_READY高电平使得MOS管Q1、MOS管Q2以及PMOS Q3重新启动，在这些器件重新启动的过程中，电感电流(IL)会增加，当短路现象消失时，VOUT_LOAD点的电压升高，过流检测电路输出信号(Q2_OC)为低电平，最终完成MOS管Q1、MOS管Q2以及PMOS Q3的启动，boost电路的开关功能恢复。

其中，上述重启动过程可以称为软启动过程，是一个自动重启的过程。整个启动过程所需的时间可以称为打嗝时间。而且，从上面的描述中可以看出，打嗝时间的时长由FB的电压和Css的电容值来决定。

这里，对于第三控制电路35的SS逻辑控制电路，当boost电路61处于错误状态时，比如MOS管Q2被误断开时，使能信号EN_Q2置零，即为低电平信号，可以理解为是一个去使能信号，第三控制电路35的SS逻辑控制电路采用输出端电压(V_OUT)来获知输出端电流是否发生过流，具体地，当V_OUT小于输入端(VIN)电压(V_IN)且超过预设值(比如1V)时，认为输出端电流发生了过流。当然，当使能信号EN_Q2为高电平时，第三控制电路35的逻辑控制电路利用过流检测电路31的过流检测结果来获知输出端电流是否发生过流。

在大功率的boost电路应用中，比如输入端(VIN)的电压远低于输出端(VOUT)电压时，PMOS Q3具有大电流，即具有较大的总栅电荷(Qg)，而大电流(Qg)会降低PMOS Q3的关断速度，这样就会导致关断电流远大于设定值。因此实际应用时，在特定的应用环境中，如图9所示，可以从VIN端跨接一个肖特基二极管D1至PGATE端，以加快PMOS Q3的关断速度。

实际应用时，也可以将PMOS Q3设置在输入端，通过断开输入来实现对电路的保护。如图10所示，PMOS Q3串接在VIN端与电感L之间，从而实现boost电路输入的断开。

其中，图10所示的电路所采用的第三控制电路和第二控制电路与图6和7所示的电路的工作相同，所以对应的工作原理也完全相同，这里不再赘述。

图10所示的电路与图6和图7所示电路所不同的是：

第一，由于PMOS Q3串接在输入端，所以需要在地与PMOS Q3的漏极之间串接一个二级管D2。这样，当输出电流发生过流时，PMOS Q3被立即断开，此时可以利用二极管D2为电感L续流，以保证电感L正常工作。

第二，由于PMOS Q3的源极是与输入端(VIN)连接的，所以第一控制电路32也需要与输入端(VIN)连接。

这里，需要说明的是：图10所示电路中的PMOS逻辑控制(PMOS Logic Control)包含了图7所示的第一控制电路32的与门、以及第三控制电路的相应器件。

图11示出了过流检测电路31的电路组成。如图11所示，过流检测电路(OC)31包括：电阻R3、电流源Iset、开关S4、开关S5以及比较器Comp3。

当MOS管Q2处于导通状态时，开关S4和开关S5导通，过流检测电路31开始工作，当I_Q2*R_Q2>I_set*R₃时，比较器Comp3输出高电平信号，说明发生了过流。其中，I_Q2表示流经MOS关Q2的电流，R_Q2表示MOS关Q2的导通电阻，I_set表示电流源Iset提供的电流，R₃表示电阻R3的电阻。

从图11中可以看出，boost电路的功率传输回路上没有任何额外的损耗，所以过流检测电路31是一种无功耗检测电路。

基于上述实施例保护电路，本发明实施例还提供了一种保护方法，应用于boost电路，所述boost电路设置有通过第一开关的寄生二极管所形成的输入到输出的直通电路，如图12所示，该方法包括以下步骤：

步骤1201：对流经所述第一开关的第一电流进行采样；

步骤1202：检测所述第一电流是否满足第一条件；所述第一条件表征所述boost电路的输出电流发生过流；

步骤1203：当所述第一电流满足所述第一条件时，向所述保护电路的第二开关输出第一控制信号，以断开所述直通电路。

这里，在一实施例中，所述断开所述直通电路，包括：

断开所述boost电路输出端与负载的连接。

这里，实际应用时，所述断开所述直通电路还可以是断开所述boost电路的输入。

在一实施例中，该方法还可以包括：

当所述第一电流满足所述第一条件时，向所述第一开关输出第二控制信号，并向所述boost电路的第三开关输出第三控制信号，以使所述boost电路停止对输入电压进行升压调制；其中，

所述第二控制控制信号与第三控制信号的相位反向。

在一实施例中，该方法还可以包括：

当接收到去使能信号时，响应所述去使能信号，检测所述boost电路的输出端电压是否满足第二条件；所述第二条件表征所述输出端电压低于所述boost电路的输入电压至预设值；

当所述boost电路的输出端电压满足所述第二条件时，向所述第二开关输出第一控制信号；向所述第一开关输出第二控制信号，并向所述第三开关输出第三控制信号。

其中，所述去使能信号用于指示采用所述输出电压进行过流检测。

实际应用时，boost电路关闭后，当等待时间到达后，重新启动所述boost电路及第二开关；

在电路重新启动过程中检测流经所述第一开关的第一电流进行采样；以及检测所述第一电流是否满足所述第一条件；

当所述第一电流满足所述第一条件时，向所述第二开关输出所述第一控制信号，以使所述第二开关停止重新启动；

当所述第一电流满足所述第一条件时，向所述第一开关输出第二控制信号，并向所述第三开关输出第三控制信号，以使所述boost电路停止重新启动。

同时，为了更好地说明采用本发明实施例的技术方案，能够对boost电路起到保护的作用，采用图6和图7所示的电路进行了仿真实验。实验条件为：采用100mΩ的电阻来使得boost电路发生短路。

图13示出了仿真结果。采用控制逻辑让boost电路发生短路时，检测到MOS管Q2发生严重过流，此时保护电路会将PMOS Q3断开，并将boost电路关闭，以起到保护boost电路的作用。boost电路关闭后，采用打嗝模式的软启动方式启动boost电路和PMOS Q3，得到了如图13所示的仿真结果。其中，在图13中，从上到下，每幅图中的曲线分别表示：软启动过程中输入端VIN和输出端VOUT_LOAD电压曲线，软启动的电压(SS_READY电压)曲线，MOS管Q2严重过流标识曲线，输出端短路控制曲线，电感L的电流曲线。从这些结果可以看出，boost电路工作正常，充分说明采用本发明实施例提供的方案后，boost电路得到了有效地保护，具体表现在：当采用本发明实施例提供的方案将PMOS Q3断开，并将boost电路关闭后，boost电路能够实现软启动；同时，在软启动过程中，电感L的峰值电流得到有效的控制。当负载端短路消失后，boost电路能够很好地重新启动并回到正常输出。

以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。