多相交错双向直流变换器的制作方法

本实用新型属于直流变换技术领域，尤其涉及一种多相交错双向直流变换器。

背景技术：

随着科技和社会的发展，电动汽车、光伏储能系统、双向直流UPS (Uninterrupted Power Supply，不间断电源)、航空电源系统等场合对双向 DC-DC(直流变直流)变换器的需求逐渐增加。双向DC-DC(Bi-directional DC-DC Converter，BDC)变换器是一种典型的“一机两用”设备，传统的单向DC-DC变换器通过升压、降压等方式将一种直流电压单向转换为另一种直流电压，只能将能量从一个方向传输到另一个方向，而双向DC-DC变换器是一种双象限运行设备，能够实现能量的双向传输：能量不仅可以从输入端流向输出端，也可以从输出端流回输入端。双向DC-DC变换器的应用可以大幅度减小系统的体积、减轻系统重量和降低系统成本，提高系统运行可靠性，具有重要的市场经济价值。

目前，专利文献公开的(公开号CN 104184323 A)一种双向DC-DC变换电路存在：LLC谐振全桥左右两边完全对称，当输入侧与输出侧接同样电压的电池时，无法实现能量的双向可控传输；对于理想电压源电路方案并不是真正意义上的双向DC-DC变换器；因此，反而比传统的LLC电路增加了副边的谐振电感及谐振电容等功率器件，增加了额外的损耗，效率低。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于提供一种多相交错双向直流变换器，旨在解决传统的双向DC-DC变换电路中存在的较高额外的损耗，效率低的问题。

一种多相交错双向直流变换器，包括：

高压侧端口；

与所述高压侧端口连接的第一保护电路，所述第一保护电路用于EMI滤波、浪涌抑制和极性保护中至少一种；

低压侧端口；

与所述低压侧端口连接的第二保护电路，所述第二保护电路用于EMI滤波、浪涌抑制和反接保护中至少一种；以及

两路或以上，并联在所述第一保护电路和所述第二保护电路之间的BDC 变换器，其中，两路或以上的所述BDC变换器可根据负载控制其中一路或多路同时工作。

进一步地，所述BDC变换器包括：

预调节电路，与所述第一保护电路连接，用于对输出输入电压进行预调节；

钳位电路，与所述预调节电路连接，用于提供所述BDC变换器中开关管的零电压开通条件，以及抑制电压尖峰；

逆变/整流电路，与所述钳位电路连接，顺流降压工作时将直流电逆变成交流电，逆流升压工作时将交流电整流成直流电；

隔离变压器，原边绕组与所述逆变/整流电路连接，具有谐振电感；以及

整流/逆变电路，连接在所述隔离变压器的副边绕组和所述第二保护电路之间，顺流降压工作时将交流电整流成直流电，逆流升压工作时将直流电逆变成交流电。

进一步地，所述逆变/整流电路为采用第一PWM信号控制的原边全桥，所述整流/逆变电路为采用第二PWM信号控制的副边全桥，所述第一PWM信号不同于所述第二PWM信号。

进一步地，所述第二PWM信号为所述第一PWM信号的关联移相信号，所述第二PWM信号的调制相位与所述第一PWM信号之间呈线性关系。

进一步地，在所述第二PWM信号中，所述副边全桥的超前臂的驱动信号上升沿与所述第一PWM信号的上升沿同步，所述副边全桥的滞后臂的驱动信号的下降沿与所述第一PWM信号的下降沿同步。

进一步地，所述钳位电路包括第一开关管和钳位电容，所述第一开关管和所述钳位电容串接在所述预调节电路的正负输出端之间。

进一步地，所述第一开关管的开关频率约为所述原边全桥的开关频率两倍，所述原边全桥的开关频率和所述副边全桥的开关频率相同。

进一步地，所述预调节电路为非隔离单相或多相交错的电压调节电路。

进一步地，所述电压调节电路在所述BDC变换器顺流降压工作时为降压电路，在所述BDC变换器逆流升压工作时为升压电路。

进一步地，所述逆变/整流电路为推挽电路或倍流电路，所述整流/逆变电路为全波电路。

上述的变换器通过设置多路并联的BDC变换器，在顺流降压工作模式和逆流升压工作模式共用一个电路，一机两用，减小了系统体积，减轻了系统重量，降低了系统成本。高压侧和低压侧的工作电压范围宽，适用于不同的应用场景。相位管理技术可以关掉一相或几相双向DC-DC变换器，降低了空载或轻载的损耗，提升了系统的轻载效率。实现超大功率单模块设计，高压侧和低压侧共用保护电路等，节约成本和空间。

附图说明

图1为本实用新型较佳实施例提供的多相交错双向直流变换器的结构示意图；

图2为图1所示的多相交错双向直流变换器电路中BDC变换器的结构示意图；

图3为图1所示的多相交错双向直流变换器电路中BDC变换器的示例电路原理图；

图4为图3所示的BDC变换器工作在顺流降压模式时各个开关管的驱动信号基本驱动时序关系图；

图5为图3所示的BDC变换器工作在顺流降压模式下未加有源钳位电路时各节点电压电流仿真波形；

图6为图3所示的BDC变换器工作在顺流降压模式下增加有源钳位电路后各节点电压电流仿真波形；

图7为图3所示的BDC变换器工作在逆流升压工作模式下原边全桥的零电压关断仿真波形；

图8为图1所示的多相交错双向直流变换器顺流降压模式下两相交错并联与单相工作低压侧输出电流对比；

图9为图1所示的多相交错双向直流变换器逆流升压模式下两相交错并联与单相工作高压侧输出电流对比。

具体实施方式

为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本实用新型进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。

请参阅图1，本实用新型较佳实施例中的多相交错双向直流变换器包括：高压侧端口20、与所述高压侧端口20连接的第一保护电路30、低压侧端口50、与所述低压侧端口50连接的第二保护电路40；以及两路(相)或以上的BDC 变换器10，其中，两路或以上的所述BDC变换器10并联在所述第一保护电路 30和所述第二保护电路40之间的，可根据负载控制其中一路或多路同时工作。第一保护电路30包括高压侧EMI(Electromagnetic Interference，电磁干扰)滤波电路、浪涌抑制电路和极性保护电路中的至少一个，第二保护电路40包括低压侧EMI滤波电路、浪涌抑制电路和反接保护电路中的至少一个。利用相位管理技术，在不同的负载情况下，可以关掉一相或多相BDC变换器10，从而降低功率损耗，并提升系统效率。在一相BDC变换器10工作的情况下，实现最低的待机功耗和空载损耗。

请参阅图2，每个BDC变换器10包括：预调节电路101、钳位电路102、逆变/整流电路103、隔离变压器104及整流/逆变电路105。

预调节电路101与所述第一保护电路30连接，用于对输出输入电压进行预调节；钳位电路102与所述预调节电路连接，用于提供所述BDC变换器10中开关管的零电压开通条件，以及抑制电压尖峰；逆变/整流电路103与钳位电路 102连接，BDC变换器10顺流降压工作时逆变/整流电路103将直流电逆变成交流电，BDC变换器10逆流升压工作时逆变/整流电路103将交流电整流成直流电；隔离变压器104的原边绕组与所述逆变/整流电路103连接，具有谐振电感Lr；整流/逆变电路105连接在所述隔离变压器104的副边绕组和所述第二保护电路40之间，BDC变换器10顺流降压工作时整流/逆变电路105将交流电整流成直流电，BDC变换器10逆流升压工作时整流/逆变电路105将直流电逆变成交流电。BDC变换器10中逆变/整流电路103和整流/逆变电路105通过不同相位的移相控制技术实现纹波抵消，降低低压侧或者高压侧的纹波电流，从而减小滤波器的体积，降低滤波电容的电流应力，延长滤波电容的使用寿命。通过多相BDC交错并联，实现超大功率单模块设计。

具体地，预调节电路101为非隔离单相或多相交错的电压调节电路。电压调节电路在所述BDC变换器10顺流降压工作时为降压电路，在所述BDC变换器10逆流升压工作时为升压电路。如电压调节电路为Buck-Boost电路。钳位电路102可以通过采用N沟道的MOSFET上钳位方式实现，也可以通过采用P沟道的MOSFET下钳位方式实现，或任何采用其他形式的钳位电路实现。逆变/整流电路103可以是全桥电路，也可以是推挽电路。隔离变换器104为了配合不同的逆变/整流电路，原边可以为单匝也可以带中心抽头，副边可以为单匝也可以带中心抽头。变压器的谐振电感(漏感)Lr可以用外部电感实现，也可以用变压器的寄生电感实现，电感可以串联在变压器的原边，也可以串联在变压器的副边。逆变/整流电路105可以是全桥电路，也可以为全波电路。

请参阅图3，作用BDC变换器10的一个优选实施方式，钳位电路102由有源钳位的上钳位电路构成，逆变/整流电路103由原边全桥构成，隔离变压器 104由高频隔离变压器构成，整流/逆变电路由副边全桥构成。其中，逆变/整流电路103及整流/逆变电路105具有双重功能，当BDC变换器10工作在顺流降压状态时，预调节电路101由同步整流Buck降压电路构成，逆变/整流电路103 实现直流转高频交流的逆变功能，同时整流/逆变电路105实现高频交流转直流的整流功能；另外，当BDC变换器10工作在逆流升压状态时，整流/逆变电路 105实现直流转高频交流的逆变功能，同时逆变/整流电路103实现高频交流转直流的整流功能。而且，此时预调节电路101成为了Boost升压电路。

请参阅图3和图4，更进一步地，以BDC变换器10工作在顺流降压状态时，各开关管的基本驱动时序说明工作原理。

其中，预调节电路101的上管驱动信号为Vgs_S1、下管驱动信号为Vgs_S2。 Buck电路采用PWM调制控制模式，其开关频率预设为Fs，S1占空比为D_BK， S2占空比为1-D_BK，且与S1之间保持有适当的死区时间。电压预调节电路101 在其他实施例中也可用多相交错并联Buck电路代替。

钳位电路102为有源钳位电路，包括一开关管S3和钳位电容C2，一开关管S3和钳位电容C2串接在所述预调节电路101的正负输出端之间。以N沟道 MOSFET的上钳位电路为例加以说明，驱动信号如Vgs_S3所示，其开关频率为Fs，且与原边全桥(逆变/整流电路)的驱动信号之间保持有适当的死区时间，在原边全桥驱动信号交叠时间内保持钳位开关管处于关闭状态。

逆变/整流电路103中四个开关管(以N沟道MOSFET为例)的驱动信号 (第一PWM信号)分别为Vgs_S4、Vgs_S5、Vgs_S6、Vgs_S7，采用PWM 调制控制模式，其开关频率为0.5Fs，四个开关管具有相同的占空比D_FB，0.5< D_FB<1，对侧桥臂开关管S4与S7、S5与S6同步开关，同侧上下管S4与S5、 S6与S7以180度相位交错工作，驱动信号Vgs_S4、Vgs_S5、Vgs_S6及Vgs_S7 的上升沿与预调节电路101上管驱动信号Vgs_S1的上升沿保持同步关系，而自身的PWM信号调节其下降沿。

整流/逆变电路105中四个开关管的驱动信号(第二PWM信号)分别为 Vgs_S8、Vgs_S9、Vgs_S10、Vgs_S11，采用移相调制控制模式，其开关频率为0.5Fs，占空比固定为略小于50％并且上下管之间保持有适当的死区时间。如此，第二PWM信号调制相位与第一PWM信号之间呈线性关系。可见，开关管S3的开关频率约为原边全桥的开关频率的两倍，原边全桥的开关频率和副边全桥的开关频率相同。更具体地，开关管S8、S9是超前臂，开关管S10、S11 是滞后臂，超前臂驱动信号的上升沿与逆变/整流电路103驱动信号(第一PWM 信号)的上升沿保持同步关系，滞后臂驱动信号的下降沿与第一PWM信号的下降沿保持同步关系。

以上详述了各个功能单元驱动控制信号之间的逻辑关系。

假设高压侧电压为V_HV，低压侧电压为V_LV，变压器匝比为N:1，忽略各个开关管的导通电压降，以及谐振电感Lr的影响，根据电感L1两端的电压伏秒平衡关系，可推导出高压侧电压与低压侧电压之间的稳态关系，过程如下：

化简整理后可得：

由于，上述等式说明本具体实施电路可以工作在Buck降压控制模式，由占空比D_BK直接控制；也可以工作在全桥升压控制模式，由占空比D_FB直接控制；或者D_BK与D_FB联合控制，从而拓宽了高压侧或者低压侧的工作电压范围。

以下结合仿真波形加以说明。图5-图7中，Vgs为图3中原边全桥的开关 S5为的驱动信号，Vds为图3中原边全桥的开关S5的DS电压波形，IL1为图 3中电感L1的电流波形，Id为图3中原边全桥的开关S5漏极电流波形，ILr 为图3中谐振电感Lr的电流波形。

假设Buck电路(预调节电路101)的占空比D_BK＝1，电路由占空比D_FB直接控制，D_FB＝0.75。图5是顺流降压工作模式下未加有源钳位电路102时各节点的电压电流波形，其中Vds是原边全桥(逆变/整流电路103)的DS电压波形，可以看出，谐振电感Lr造成了原边全桥的Vds电压尖峰很高，同时全桥 Vds波形出现了高频振铃，对EMI也将产生不良影响。

与此对比，图6是增加了有源钳位电路102后各节点的电压电流仿真波形。可以看出，原边全桥的Vds电压尖峰得到了有效抑制，同时Vds的高频振铃现象也消失，改善了电路的EMI特性。同时，增加了有源钳位电路102后，钳位电容C2在全桥Vds为高电平的前半段时间内吸收了谐振电感Lr的多余能量，然后在全桥Vds为高电平的后半段时间内重新释放出来，该过程是谐振电感Lr 与钳位电容C2的谐振过程。结合仿真波形可以看出，在全桥Vds电平即将变低的时刻，谐振电感Lr的电流等于电感L1的电流加上钳位电容C2的电流，此时钳位开关管S3提前关闭，导致钳位电容C2的电流迅速降为0，从而谐振电感Lr的电流大于电感L1的电流，谐振电感Lr与原边全桥的结电容Coss发生谐振，Vds电压迅速下降，在原边全桥中MOSFET S5的的Vgs开通前，其 Vds已经下降为0，从而实现了ZVS(Zero Voltage Switch，零电压开关)软开关。

该有源钳位电路在逆流升压工作模式下同样能够实现对原边全桥Vds电压尖峰的有效抑制，在此不再赘述。

在更具体的实施方式中，原边全桥的逆变/整流电路103单元与普通的副边全桥电路相比，其上下管占空比具有时间上的交叠而非死区控制。该原边全桥在顺流降压工作模式下能够以零电压导通的软开关方式降低开关管损耗，在逆流升压工作模式下也能够以零电压关断的软开关方式降低开关损耗，图7是关于逆流升压工作模式下原边全桥零电压关断的仿真波形。

整流/逆变电路105是一个副边全桥电路，采用与逆变/整流电路103的原边全桥的PWM信号相关联的移相控制模式，在顺流降压工作模式下能够实现ZVS的零电压开通条件，在逆流升压工作模式下由于谐振电感Lr与开关管Coss 的谐振作用，也能够实现超前臂ZVS-滞后臂ZCS(Zero Current Switch，零电流开关)的零电压开通-零电流关断的软开关条件，从而进一步降低了开关损耗，提高系统的效率，降低系统温升。

上述详述了单路BDC变换器10的电路结构及其各个电路单元的工作原理及工作过程。通过两级电路共用升降压电感的有机级联，实现了顺流降压模式和逆流升压模式的有机结合，实现了宽工作电压范围适用于不同的使用场景，实现了ZVS等软开关降低电路损耗，提高了效率。

更进一步，本方案通过多相BDC变换器10交错并联，利用相位管理技术可以关掉一相或几相BDC变换器10，降低了空载或轻载的损耗，提升了系统的轻载效率。交错移相控制技术实现不同的移相控制，降低了高压侧或低压侧的纹波电流，减小了滤波器，提升了滤波电容的寿命。实现超大功率单模块设计，高压侧和低压侧共用EMI滤波电路、极性保护电路、浪涌抑制电路、反接保护电路等，节约成本和空间。

以下举例说明多相BDC变换器10交错并联对高压侧或低压侧输出电流纹波的影响。在上述仿真电路的基础上，再增加一路同样配置的BDC变换器10 线路与之交错并联，以相位错开90度为例进行仿真分析。图8是顺流降压模式两相交错及单相工作情况下，低压侧输出电流的对比。图9是逆流升压模式两相交错及单相工作情况下，高压侧输出电流的对比。可以看出，多相BDC变换器10交错并联后，不管高压侧还是低压侧，其输出电流的纹波幅度降低，频率翻倍，由此带来的好处是高压侧与低压侧滤波器体积的缩小，系统重量的减轻，提升了滤波电容的寿命。

本方案通过多相BDC变换器10交错并联，利用相位管理技术可以关掉一相或几相双向DC-DC变换器，降低了空载或轻载的损耗，提升了系统的轻载效率。交错移相控制技术实现不同的移相控制，降低了高压侧或低压侧的纹波电流，减小了滤波器，提升了滤波电容的寿命。实现超大功率单模块设计，高压侧和低压侧共用EMI滤波电路、极性保护电路、浪涌抑制电路、反接保护电路等，节约成本和空间。

本解决方案可广泛应用于电动汽车、光伏储能系统、不间断双向UPS、航空电源等诸多个领域，具有不可估量的市场经济价值。

上述的变换器通过设置多路并联的BDC变换器10，在顺流降压工作模式和逆流升压工作模式共用一个电路，一机两用，减小了系统体积，减轻了系统重量，降低了系统成本。高压侧和低压侧的工作电压范围宽，适用于不同的应用场景。相位管理技术可以关掉一相或几相双向DC-DC变换器，降低了空载或轻载的损耗，提升了系统的轻载效率。实现超大功率单模块设计，高压侧和低压侧共用保护电路等，节约成本和空间。

以上所述仅为本实用新型的较佳实施例而已，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。