可逆变换器的制作方法

本申请一般涉及电子电路，并且更具体地涉及被称为图腾柱输出变换器或中点共源共栅变换器的开关变换器。

背景技术：

开关变换器被用在许多应用中，并且已知众多类型的变换器。

AC-DC变换器中的基于开关安装在中点共源共栅(图腾柱)上的两个晶体管(通常是MOS晶体管)的许多整流桥架构和其他无桥架构是众所周知的。

这些变换器因为它们的效率而通常用于校正功率因数(功率因数校正器-PFC)。

存在改进图腾柱变换器的需求。

技术实现要素：

为了解决现有技术的问题和其他问题，本实用新型提出一种可逆变换器。通过本公开的实施例来提出的图腾柱变换器是特别高效的，一方面它克服了对涌流限制电路的需求，另一方面获得了可逆变换器。

根据本实用新型的第一方面，提供一种可逆变换器。该变换器包括：第一场效应晶体管和第二场效应晶体管，在与DC电压相关联的第一端子和第二端子之间串联耦合；电感元件，将所述第一场效应晶体管和所述第二场效应晶体管的所述串联耦合的第一中点链接到与AC电压相关联的第一端子；以及第一三端双向可控硅开关元件和第二三端双向可控硅开关元件，在与所述DC电压相关联的所述第一端子和所述第二端子之间串联耦合，其中所述第一三端双向可控硅开关元件和第二三端双向可控硅开关元件的所述串联耦合的第二中点被链接到与所述AC电压相关联的第二端子。

根据某些实施例，可逆变换器还包括：第一二极管，与所述第一场效应晶体管并联连接，所述第一二极管的阳极端子被耦合到所述第一中点；以及第二二极管，与所述第二场效应晶体管并联连接，所述第二二极管的阴极端子被耦合到所述第一中点。

根据某些实施例，所述第一二极管和第二二极管中的每个二极管是场效应晶体管的本征漏极-源极二极管。

根据某些实施例，所述第一三端双向可控硅开关元件和所述第二三端双向可控硅开关元件中的每个三端双向可控硅开关元件的栅极在与所述第二中点相关联的一侧上。

根据某些实施例，所述第一三端双向可控硅开关元件和第二三端双向可控硅开关元件中的每个三端双向可控硅开关元件的栅极位于与所述DC电压相关联的所述第一端子和所述第二端子中的对应的一个端子相关联的一侧上。

根据某些实施例，所述第一三端双向可控硅开关元件的栅极位于与所述第二中点相关联的一侧上；并且所述第二三端双向可控硅开关元件的栅极位于与所述第二端子相关联的一侧上，所述第二端子与所述DC电压相关联。

根据某些实施例，可逆变换器还包括控制电路，所述控制电路被配置成通过以下动作来控制变换器操作：在所述AC电压的第一符号的交替期间持续地使所述第二三端双向可控硅开关元件导通；以及在所述AC电压的第二符号的交替期间持续地使所述第一三端双向可控硅开关元件导通。

根据某些实施例，在AC-DC变换模式下，所述控制电路还在所述第一符号的所述交替期间脉冲控制所述第二场效应晶体管；以及在所述第二符号的所述交替期间脉冲控制所述第一场效应晶体管。

根据某些实施例，在DC-AC变换模式下，所述控制电路还：在所述第一符号的所述交替期间脉冲控制所述第一场效应晶体管；以及在所述第二符号的所述交替期间脉冲控制所述第二场效应晶体管。

本实用新型的第二方面提供一种可逆变换器。该可逆变换器包括：第一场效应晶体管和第二场效应晶体管，在DC电压端子之间串联耦合；第一三端双向可控硅开关元件和第二三端双向可控硅开关元件，在所述DC电压端子之间串联耦合；其中所述第一场效应晶体管和第二场效应晶体管之间的连接的中点以及所述第一三端双向可控硅开关元件和第二三端双向可控硅开关元件之间的连接的中点被耦合到AC电压端子；以及控制电路，被配置成控制所述第一场效应晶体管和所述第二场效应晶体管以及所述第一三端双向可控硅开关元件和所述第二三端双向可控硅开关元件的驱动，以选择性地在DC-AC变换模式和AC-DC变换模式下操作所述变换器。

根据某些实施例，当在所述AC-DC变换模式下操作时，所述控制电路：在所述AC电压的第一符号的交替期间持续地使所述第二三端双向可控硅开关元件导通；在所述AC电压的第二符号的交替期间持续地使所述第一三端双向可控硅开关元件导通；在所述第一符号的所述交替期间脉冲控制所述第二场效应晶体管；以及在所述第二符号的所述交替期间脉冲控制所述第一场效应晶体管。

根据某些实施例，当在所述DC-AC变换模式下操作时，所述控制电路：在所述AC电压的第一符号的交替期间持续地使所述第二三端双向可控硅开关元件导通；在所述AC电压的第二符号的交替期间持续地使所述第一三端双向可控硅开关元件导通；在所述第一符号的所述交替期间脉冲控制所述第一场效应晶体管；以及在所述第二符号的所述交替期间脉冲控制所述第二场效应晶体管。

根据某些实施例，可逆变换器还包括在所述中点之一与所述AC电压的一个端子之间耦合的电感器。

通过本公开的实施例来提出的图腾柱变换器是特别高效的，一方面它克服了对涌流限制电路的需求，另一方面获得了可逆变换器。

附图说明

这些特征和优点以及其他特征和优点将在以下与附图有关的特定实施例的非限制性描述中详细公开，其中：

图1是图腾柱AC-DC变换器的常见示例的接线图；

图2部分地以块的形式示意性地且局部地表示可逆图腾柱变换器的一个实施例；

图3A、图3B、图3C、图3D、图3E、图3F、图3G和图3H以时序图的形式图示了图2中的变换器在AC-DC变换模式下的操作；

图4A、图4B、图4C、图4D、图4E、图4F、图4G和图4H以时序图的形式图示了图2中的变换器在DC-AC变换模式下的操作；

图5更详细地表示图2的可逆图腾柱变换器的一个实施例；

图6示意性地且部分地以块的形式表示可逆图腾柱变换器的另一实施例；

图7示意性地且部分地以块的形式表示可逆图腾柱变换器的另一实施例；以及

图8以块的形式示意性地且部分地表示用于为可逆图腾柱变换器的控制电路生成DC电压的电路的实施例。

具体实施方式

在不同的附图中，相同的元件由相同的附图标记指定。具体地，各个实施例共有的结构和/或功能元件可以具有相同的附图标记并且可以具有相同的结构、尺寸和材料特性。

为了清楚起见，仅仅已经呈现并将详细给出对理解将要描述的实施例有用的步骤和元件。具体地，变换器的最终应用尚未详细描述，所描述的实施例与AC-DC、DC-AC或可逆变换器的常见应用兼容。

除非另有说明，否则当提及两个互连的元件时，这意味着直接连接而没有除导体之外的任何中间元件，且当提及两个相互链接的元件时，这意味着这两个元件可以直接链接(连接)或经由一个或多个其他元件链接。

在下文的描述中，表述“近似”、“基本上”和“大约”意味着在10％以内，优选在5％以内。

图1是图腾柱AC-DC变换器的常见示例的接线图。

图腾柱变换器是基于在用于提供DC电压Vdc的两个端子11和12之间串联连接的两个MOS晶体管S1和S2(这里是N沟道晶体管)的使用。晶体管S1的漏极在端子11侧，晶体管S2的源极在端子12侧。DC能量的存储元件C1(例如，电容器或电池)链接端子11和12，端子11(任意地)是电压Vdc的正极端子。两个晶体管S1和S2之间的中点13经由与用于限制涌流和稳态损耗的电路14串联的电感元件L1链接到施加AC电压Vac的第一端子15。电路14例如是与开关K并联的电阻器R(具有正PTC或负NTC温度系数)。电阻器R在启动时限制涌流，并且在稳定状态下，在达到电压平衡时开关K将电阻器短路以限制电阻损耗。施加AC电压Vac的第二端子16链接到与端子11和12之间连接的串联的两个二极管D3和二极管D4相关联的中点17。二极管D3的阳极和D4的阳极分别处于中点17的那一侧上和端子12的那一侧上。

实际上，端子15和16对应于连接到配电网络的连接端子，并且输入滤波器18(滤波器)或电源滤波器一方面介于端子15和电路14之间，且在另一方面，介于端子16和中点17之间。用于测量AC电流的元件19介于滤波器18和中点17之间。表示由元件19测量的电流的信息由控制电路20使用(CTRL)，以用于控制晶体管S1和S2的导通周期。电路20接收其它信息，诸如，例如表示电压Vdc的信息、表示连接到端子11和12的负载的能量需求的信息等。电路20将控制信号提供给电路(驱动器)21和22，以用于生成用于控制各个晶体管S1和S2的栅极的控制信号。也在图1中呈现晶体管S1和S2的本征源极-漏极二极管D1和D2。根据连接到端子11和12的负载的要求，晶体管S1和S2受脉冲宽度调制控制。脉冲频率(例如，从几kHz至几百kHz)通常是固定的并且明显高于(至少100倍的比率)电压Vac的频率(对于配电网络通常小于100Hz，通常为50Hz或60Hz)。

图1中的图腾柱变换器的操作如下。为了简单起见，不考虑滤波器18的存在，但它当然被来自端子15和16并且流向这些端子的电流流过。

在电压Vac的正交替期间，晶体管S2受脉冲宽度调制控制以周期性地闭合(导通)且晶体管S1保持永久打开(关断)。此外，晶体管S2的源极-漏极二极管D2被反向偏置，而晶体管S1的源极-漏极二极管D1被正向偏置并用作续流二极管。在晶体管S2的闭合脉冲期间，电感器L1存储能量。电流从端子15经由电感器L1、晶体管S2和二极管D4流到端子16。连接到端子11和12的DC负载由存储在能量存储元件C1(电容器或电池)的能量供电。在晶体管S2的每次打开时，存储在电感器L1中的能量传递到DC负载。该电流然后从电感器L1，经由晶体管S1的二极管D1流到正极端子11，然后从负极端子12，经由二极管D4流到端子16，以便循环回到电感器L1。在一些情况下，二极管D1是与晶体管S1并联的二极管。

在电压Vac的负交替期间，晶体管S1受脉冲宽度调制控制以周期性地闭合(导通)并且晶体管S2保持永久打开(关断)。此外，晶体管S1的源极-漏极二极管D1被反向偏置，而晶体管S2的源极-漏极二极管D2被正向偏置并用作续流二极管。在晶体管S1的闭合脉冲期间，电感器L1存储能量。电流从端子16经由二极管D3、晶体管S1和电感器L1流到端子15。连接到端子11和端子12的DC负载由存储在能量存储元件C1中的能量供电。在晶体管S2每次打开时，存储在电感器L1中的能量传递到DC负载。该电流然后从电感器L1，经由端子15，然后经由端子16、二极管D3，流到正极端子11，然后从负极端子12，经由二极管D2流到电感器L1。

涌流限制电路14在晶体管S1和S2之一的每个闭合脉冲之前使用，特别是当远离电压Vac的零交叉时。事实上，当晶体管S1或S2闭合时，在接近对应交替的中间时，晶体管S1或S2的端子处的电压增加，这在没有限制电路的情况下会引起电流峰值。在晶体管S1和S2的闭合脉冲的每次开始之前，以脉冲方式打开开关K，使得电阻器R限制电容器C1的充电电流，避免了这些电流峰值，特别是在朝向每个交替的中间时。

图1中的变换器是单向的，即它只能作为AC-DC变换器(整流器模式)操作。在一些应用中，期望具有可逆变换器，即也能够作为DC-AC变换器操作。例如，这用于将能量重新注入配电网络或从电池向电机供电。这时变换器必须能够作为逆变器操作。

所描述的实施例提供了受益于图腾柱架构的优点及其性能以产生可逆变换器。

可逆变换器应用的一个示例是使得利用相同的变换器既可以从配电网络为负载供电又可以在负载不消耗时向该网络注入能量。

可逆变换器应用的另一示例是使得利用相同的变换器既可以从电池向电机(电能-机械能的转移)供电又可以从电机向电池充电(机械能-电能转移)。

也可以想到使用MOS晶体管来代替二极管D3和二极管D4以便使结构成为双向的。然而，限制涌流的需要使得这在MOS晶体管的控制和空间要求和用于限制稳态下的损耗的电路的可靠性方面成为非常限制性的解决方案。涌流限制电路14也是必不可少的。

也可以考虑使用晶闸管代替二极管D3和二极管D4。然而，这不足以使变换器成为双向的。

图2部分地以块的形式示意性地且局部地表示可逆图腾柱变换器的一个实施例。

建立一种具有两个场效应晶体管S1和S2例如，MOS晶体管(这里，N沟道晶体管)的图腾柱结构，两个场效应晶体管S1和S2在具有DC电压Vdc的两个端子11和12之间串联连接。晶体管S1的漏极在端子11的那一侧，晶体管S2的源极在端子12的那一侧。DC能量的存储元件C1(例如，电容器或电池)链接端子11和12，端子11(任意地)是电压Vdc的正极端子。

两个晶体管S1和S2之间的中点13经由电感元件L1链接到AC电压Vac的第一端子15。根据所描述的实施例，提供了用三端双向可控硅开关元件来替换图1中的二极管D3和二极管D4。因此，AC电压Vac的第二端子16链接到在端子11和12之间连接的串联关联的两个三端双向可控硅开关元件T1和T2的中点17。在图2的示例中，三端双向可控硅开关元件T1和T2的栅极gT1和gT2分别是端子11的那一侧和端子12的那一侧。

如将在后面看到的，由于提供的解决方案，涌流限制电路(14，图1)不是必需的。

端子15和端子16例如对应于连接到配电网络或电机的端子等的连接端子，并且输入滤波器18(滤波器)或电源滤波器优选地在一方面介于端子15和节点13之间，另一方面介于端子16和中点17之间。用于测量AC电流的元件19介于滤波器18和中点17之间。表示由元件19测量的电流的信息由控制电路20(CTRL)使用，以用于控制晶体管S1和S2以及三端双向可控硅开关元件T1和T2的导通周期。电路20接收其他信息，诸如，例如表示电压Vdc的信息、在整流模式中表示连接到端子11和12的DC负载的需求的信息等。电路20将控制信号提供给电路(驱动器)21和22以用于生成用于控制各个晶体管S1和S2的栅极gS1和gS2的控制信号，以及还直接或间接地生成到三端双向可控硅开关元件T1和T2的触发器gT1和gT2的控制信号。晶体管S1和S2的本征源极-漏极二极管D1和D2也在图2中表示。作为变型，二极管D1和D2可以是附加的组件。根据另一变型，晶体管S1或S2在电流必须分别流入二极管D1和D2的时间段期间导通。这使得可以减少与本征二极管D1或D2中的电流的流动有关的传导损失。晶体管S1和S2受脉冲宽度调制的控制。脉冲频率(例如，从几kHz至几百kHz)通常是固定的并且明显高于(至少100倍的比率)电压Vac的频率(对于配电网络通常小于100Hz，通常为50Hz或60Hz)。变换器在一个方向或另一方向上既不会升高电压也不会降低电压。这里只考虑AC-DC转换，并且反之亦然。在适当的情况下，在上游或下游存在其他的转换和调节系统以用于降低或增加电压Vac和Vdc的值。

由于晶体管S1和S2的存在，在图腾柱体系结构中使用三端双向可控硅开关元件起初看上去毫无用处。然而，从以下实施例中显而易见的是，使用两个三端双向可控硅开关元件而不是两个二极管使得不仅可以避免涌流限制电路，而且还可以利用特别简单的控制使变换器可逆。

图3A、图3B、图3C、图3D、图3E、图3F、图3G和图3H以时序图的形式图示了在AC电压Vac的周期中图2中的变换器在AC-DC变换模式下的操作。

图3A表示端子15和16之间的电压Vac(线电压或电机电压)的性能的示例。图3B表示电流Iac(线电流或电机电流)的性能的对应的示例。图3C表示端子11和12之间的电压Vdc(电池电压或电容器C1的电压)的对应的性能的示例。图3D表示DC电压侧上的电流Idc的性能的对应的示例。图3E表示三端双向可控硅开关元件T2的闭合周期的一个示例。图3F表示晶体管S2的栅极gS2电压的对应的性能的示例。图3G表示三端双向可控硅开关元件T1的闭合周期的一个示例。图3H表示晶体管S1的栅极gS1电压的对应的性能的示例。

现在考虑稳定状态，即假设电容器C1处于应用所需的电荷电平。启动时的操作类似，但电压Vdc在多次交替时逐渐增加，直到达到应用设置的额定水平。为了简化解释，在下文中忽略滤波器18的存在。

在AC-DC变换模式下，双向可控硅开关T2在电压Vac的正交替期间导通，而双向可控硅开关T1在AC电压的负交替期间导通。然而，与图1中常规情况下的二极管D3和二极管D4不同，将三端双向可控硅开关元件T1和T2置于导通状态并不取决于晶体管S1和S2的导通周期，而是在正交替和负交替的最大可能持续时间期间被迫导通。该持续时间至少覆盖晶体管S1和S2的控制脉冲序列的整个持续时间，并且由AC电压的半周期设置。因此，在晶体管S1或S2的端子处的电压近似为零时，晶体管S1或S2的闭合(根据电压Vac的交替)发生。所描述的实施例未修改晶体管S1和S2的控制。应当注意的是，在没有控制的情况下，当通过它的电流消失(变得小于其维持电流)时，三端双向可控硅开关元件关断。因此，由于在每次交替期间电流的不连续性，为了避免三端双向可控硅开关元件T1或T2的过早的关断，控制持续大约整个交替持续时间(对三端双向可控硅开关元件T1为负，对双向可控硅T2为正)。在交替结束时，相关三端双向可控硅开关元件的控制被中断。

在电压Vac的正交替期间，晶体管S2受脉冲宽度调制控制以周期性地闭合(导通)并且晶体管S1保持永久打开(关断)。此外，晶体管S2的源极-漏极二极管D2被反向偏置，而晶体管S1的源极-漏极二极管D1被正向偏置并用作续流二极管。在晶体管S2的闭合脉冲期间，电感器L1存储能量。电流从端子15经由电感器L1、晶体管S2和三端双向可控硅开关元件T2流到端子16。连接到端子11和12的DC负载由存储在能量存储元件C1(电容器或电池)中的能量供电。在晶体管S2每次打开时，存储在电感器L1中的能量传递到DC负载。然后电流从电感器L1，经由晶体管S1的二极管D1流到正极端子11，然后从负极端子12，经由三端双向可控硅开关元件T2流到端子16，以循环回到电感器L1上。

在电压Vac的负交替期间，晶体管S1受脉冲宽度调制控制以周期性地闭合(导通)并且晶体管S2保持永久打开(关断)。此外，晶体管S1的源极-漏极二极管D1被反向偏置，而晶体管S2的源极-漏极二极管D2被正向偏置并用作续流二极管。在晶体管S1的闭合脉冲期间，电感器L1存储能量。电流从端子16经由三端双向可控硅开关元件T1、晶体管S1和电感器L1流到端子15。连接到端子11和12的DC负载由存储在能量存储元件C1中的能量供电。在晶体管S2每次打开时，存储在电感器L1中的能量传递到DC负载。然后电流从电感器L1，经由端子15然后16、三端双向可控硅开关元件T1流到正极端子11，然后从负极端子12经由二极管D2流到电感器L1。

使用三端双向可控硅开关元件T1和T2具有另一优点，即允许作为逆变器(即以DC-AC转换)操作。这里利用双向三端双向可控硅开关元件是双向的这一事实。

图4A、图4B、图4C、图4D、图4E、图4F、图4G和图4H以时序图的形式示出了图2中的变换器的在AC电压Vac的周期中在DC-AC变换模式下的操作。

图4A表示端子15和16之间的电压Vac(线电压或电机电压)的性能的示例。图4B表示电流Iac(线电流或电机电流)的性能的对应的示例。图4C表示端子11和12之间的电压Vdc(电池电压或电容器C1)的对应的性能的示例。图4D表示DC电压侧上的电流Idc的性能的对应示例。图4E表示三端双向可控硅开关元件T2的闭合周期的示例。图4F表示晶体管S2的栅极gS2电压的对应的性能的示例。图4G表示三端双向可控硅开关元件T1的闭合周期的示例。图4H表示晶体管S1的栅极gS1电压的对应的性能的示例。

在逆变器模式下，不会出现电压Vdc稳态的问题。事实上，这是一个将能量从DC电源(例如，充电的电池)转移到AC负载的问题。

为了作为逆变器工作，即例如，将能量再注入配电网络或为电机供电，变换器中的电流的流动方向必须相对于AC-DC变换器的情况反转。因此，利用相同的符号约定，电流Idc始终为负数。此外，电流Iac的符号相对于电压Vac的符号而反转，即在正交替期间为负，在负交替期间为正。

对于整流器模式，三端双向可控硅开关元件T2在AC电压Vac的正交替期间持续导通，而三端双向可控硅开关元件T1在AC电压Vac的负交替期间持续导通。然而，在晶体管S1和S2侧，与整流器模式不同，晶体管S1在电压Vac的正交替期间被控制，并且晶体管S2在电压Vac的负交替期间被控制。如果AC负载可能变化(例如，在电机的情况下)，则晶体管S1和S2总是受脉冲控制，优选地受脉冲宽度调制控制。

在电压Vac的正交替期间，晶体管S1受脉冲宽度调制控制以周期性地闭合(导通)并且晶体管S2保持永久打开(关断)。此外，晶体管S1的源极-漏极二极管D1被反向偏置，而晶体管S2的源极-漏极二极管D2被正向偏置并用作续流二极管。在晶体管S1的闭合脉冲期间，电感器L1存储能量。电流从端子11经由晶体管S1和电感器L1流到端子15，然后从端子16经由三端双向可控硅开关元件T2流到端子12。在晶体管S1每次打开时，存储在电感器中的能量L1传递到AC网络(或电机)。然后电流从电感器L1流向端子15，然后从端子16经由三端双向可控硅开关元件T2和二极管D2流向电感器L1。

在电压Vac的负交替期间，晶体管S2受脉冲宽度调制控制以周期性地闭合(导通)并且晶体管S1保持永久打开(关断)。此外，晶体管S2的源极-漏极二极管D2被反向偏置，而晶体管S1的源极-漏极二极管D1被正向偏置并用作续流二极管。在晶体管S2的闭合脉冲期间，电感器L1存储能量。电流从端子11，经由三端双向可控硅开关元件T1流到端子16，然后从端子15，经由电感器L1和晶体管S2流到端子12。在晶体管S2每次打开时，存储在电感器中的能量L1传递到AC网络。然后电流从电感器L1，经由二极管D1、三端双向可控硅开关元件T1流到端子16，并且经由端子15循环回到电感器L1。

关于整流器模式，确保的是，在交替的每个结束处，晶体管S1和S2的控制脉冲足够早地停止，以确保在交替结束时电流Iac为零。

更特别针对的应用是其中电压Vac和Vdc具有大于100伏特的幅值的应用。然而，晶体管S1和S2以及三端双向可控硅开关元件T1和T2的控制信号具有从几伏特到10-20伏特范围的幅值。因此，必须提供电路以生成具有适当电压基准的这些控制信号。

以下附图着重于在各种实施例中的晶体管和三端双向可控硅开关元件的控制信号所需的电源连接和电势。

图5更详细地表示图2的可逆图腾柱变换器的一个实施例。

在晶体管S2侧，其源极是地GND(端子12的电势)，其栅极gS2控制信号的基准电势也可以是地GND。电路22例如由以地GND为基准的15伏特的正电压15VDC(端子51)供电，并且从电路20(例如微控制器)接收低电压数字信号CTRLS2(几伏特，例如3-5伏特)。

在晶体管S1侧，端子11的电压对于允许控制gS1以地GND为基准是过高的。在图5的示例中，规定电路21的电源电压(例如，15伏特)以节点13为基准。由于节点13对应于晶体管S1的源极，所以不管节点13的电势如何(随着电压Vac而变化)，都能确保正的栅极-源极电压。15伏特的电势15VDC(以地GND为基准)被施加到二极管D5的阳极，二极管D5的阴极链接到端子52以用于施加电路21的正电源电势。用于施加电路21的基准电势的端子53连接到节点13。电容器C2将二极管D5的阴极链接到节点13以用于调整对电路21供电的15伏特的电压基准。由于电压基准变化，由电路20提供的低电压控制信号CTRLS1经由光耦合器54(Opto)而施加，光耦合器54的传导端子(双极输出光电晶体管的发射极和集电极)分别链接到端子52和电路21的控制输入端子。信号CTRLS1通过以地GND为基准而被施加到光耦合器(其光电二极管的阳极)的控制端子。

在三端双向可控硅开关元件T1侧，三端双向可控硅开关元件T1的栅极电流由光耦合器55(Opto)的晶体管注入，耦合器55(Opto)的导电端子(光电晶体管的发射极和集电极)连接到电容器C82的电极，电容器C82的该电极限定了隔离的(浮动的)DC电源(例如，大约15伏特)的浮动地GNT_T，并通过电阻器R1连接到三端双向可控硅开关元件T1的栅极。电容器C82的另一电极连接到端子56以用于施加以电势GND_T为基准的隔离的DC电源的浮动正电势VDC_T。在图5的示例中，端子11和56被合并。栅极电流因此源自从三端双向可控硅开关元件T1。作为变型，端子VDC_T和GND_T被反转，并且栅极电流被注入到三端双向可控硅开关元件T1中。由电路20提供的低电压控制信号CTRLT1通过以地GND为基准而被施加到光电耦合器55的控制端(其光电二极管的阳极)。

在三端双向可控硅开关元件T2侧，其一个电极连接到地GND，通过经过电阻器R2施加低压控制信号CTRLT2可以直接将来源于电路20的栅极电流注入。

图6以示意方式并且部分地以块的形式表示可逆图腾柱变换器的另一实施例。

关于图5的图，三端双向可控硅开关元件T1和T2的栅极是中点17侧。

然后使用两个光耦合器57和58(Opto)，其相应的控制端子(光电二极管)接收由电路20(未在图6中示出)提供的并且以地GND为基准的低电压信号CTRLT1和CTRLT2。

在图6的示例中，假定期望提取三端双向可控硅开关元件T1和T2的栅极电流。光耦合器57和58的导电端子(光电晶体管的发射极和集电极)分别通过电阻器R1和R2链接到三端双向可控硅开关元件T1和T2的栅极和用于施加隔离的DC电源的浮动的地GND_T的端子56。在该实施例中，浮动正电势VDC_T(例如，大约15伏特)对应于中点17的电势，电容器C82链接中点17和端子56。设置的其余部分与图5的那些相同。

作为变型，端子56(VDC_T)和17(GND_T)的电势之间的关系反转，并且三端双向可控硅开关元件T1和T2的栅极电流被注入栅极而不是从栅极提取。

图7示意性地且部分地以块的形式表示可逆图腾柱变换器的另一实施例。

相对于图6的实施例，三端双向可控硅开关元件T2的栅极是端子12侧(与图5中一样)。因此，信号CTRLT2可以直接施加于其上。

图8示意性地且部分地以块的形式表示用于为可逆图腾柱变换器的控制电路生成DC电压的电路的实施例。

该图图示了用于从AC电压Vac生成电势VDC_T、GND_T和15VDC的电路设置的示例。

使用具有两个次级线圈82和83的变压器81。变压器的初级线圈84在适当的情况下经由滤波器18(图2)被链接在端子15(图2)与开关变换器85(CONV)(例如，以VIPER的商标名称已知的集成电路)之间，开关变换器85(CONV)的另一端子在适当的情况下经由滤波器18(图2)链接到端子16(图2)。

变压器81的第一次级线圈82提供浮动电压(例如，大约15伏特)VDC_T-GND_T。为此，线圈82的第一端子限定了电势GND_T，并且被链接到图5中的实施例中的光耦合器55或者被链接到图6和7中的实施例中的端子56。线圈82的第二端子被链接在整流元件D82(例如，二极管)的输入(阳极)并且电容器C82链接线圈82的两个端子。整流元件D82的输出(阴极)限定电势VDC_T并且被链接到图5中的实施例中的端子56或被链接到在图6和7中的实施例中的中点17。

变压器81的第二次级线圈83提供电压15VDC-GND。为此，线圈83的第一端子限定电势GND并且被链接到端子12(图5至7)。线圈83的第二端子被链接在整流元件D83(例如二极管)的输入(阳极)，并且电容器C83链接线圈83的两个端子。整流元件D83的输出(阴极)限定电势15VDC并且被链接到端子51(图5至7)。

电压VDC_T-GND_T和15VDC-GND的幅值取决于线圈82和线圈83相对于线圈84的变压比。

电压15VDC-GND可用来生成用于电路或微控制器20的以地GND为基准的低电压(例如，3.3伏特)。为此，例如使用线性调节器87(REG)。

所描述的实施例的一个优点是这样产生的图腾柱变换器特别高效。具体地，它克服了对涌流限制电路的需求，同时获得了可逆变换器。

已经描述了特定实施例。各种变化和修改对于本领域技术人员而言将是显而易见的。具体地，从图5至图7中的电路设置的选择取决于用于生成控制电压的应用和电路。事实上，图8中的电路仅仅是一个示例，并且应用的其他部分中出现的电压可以作为变量使用。此外，根据以上给出的功能性描述，实施例的实际实施方式和组件的尺寸在本领域技术人员的掌握之内。