一种基于动态权重的新型定频模型预测电流控制方法与流程

本发明属于功率变换器控制领域，涉及一种基于动态权重的新型定频模型预测电流控制方法，该方法可应用于电机调速、可再生能源发电等领域。

背景技术：

随着永磁同步电机系统功率等级的提升，传统功率器件组成的拓扑结构已无法满足高电压、大功率应用场合需求。为满足实际工程需求，国内外科研人员采用多重化变流技术，将传统两电平六开关拓扑结构进行组合，构成多重化变流器拓扑结构。由于拓扑结构本身的特点，在系统运行时，多重化变流器结构母线电压存在二倍频波动。因此，在对系统进行控制时，若采用传统定频模型预测电流控制，在系统数学模型准确时，具有快速响应的能力，但不能够削弱母线电压波动在稳态时对控制性能的影响，而比例谐振控制(proportionalresonant，简称pr)可以实现交流信号无静差跟踪，因此，pr控制算法能够削弱母线电压波动对控制性能的影响，但是，pr控制算法在动态过程中存在调节滞后的缺点。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的上述不足，提供一种基于动态权重的新型定频模型预测电流控制方法，能够实现控制系统在动、稳态过程中均具有良好控制性能，且具有实现简单，可靠性高的优点。本发明的一种基于动态变权重的新型定频模型预测电流控制方法，包括以下步骤：

步骤，在k时刻，对控制系统所需信号进行采样，具体包括：三组直流母线电压udc1，udc2，udc3、电网侧输入三相电压ea、eb、ec以及三相电流ia、ib、ic；

步骤二，令q轴给定电流为零，根据电压外环给定值与反馈值之间的差值，经过比例积分控制器得到d轴电流给定值id^ref；id^ref与id^ref的表达式分别为：

式中id^ref、iq^ref分别为d-q轴给定电流值，kp为电压外环pi控制器比例系数，ki为电压外环pi控制器积分系数，ueq^ref为电压给定值，ueq为两倍的反馈电压均值。

步骤三，将k采样得到的电压ea、eb、ec经过锁相环运算，得到位置信息θ，并将交流输入电压信号(采样得到)与电流信号(采样与计算得到)通过坐标变换理论，变换为α-β轴系下电压、电流分量；该步骤表达式如下：

式中eα(k)、eβ(k)为k时刻交流侧输入电压在α-β轴系下电压分量，ea(k)、eb(k)、ec(k)为k时刻交流侧输入三相电压；

式中iα(k)、iβ(k)为k时刻交流侧输入电流在α-β轴系下电流分量，ia(k)、ib(k)、ic(k)为k时刻交流侧输入三相电流；

式中iα^ref、iβ^ref分别为给定电流在α-β轴系下电流分量，id^ref、iq^ref分别为d-q轴给定电流值，θ为位置信息；

步骤四，利用k时刻电流、电压采样值，根据系统离散化数学模型，对模型预测控制延时补偿电流值进行计算；其表达式如下：

式中iα(k+1)、iβ(k+1)分别为k+1时刻交流侧输入电流在α-β轴系下电流分量，即延时补偿电流值。ts为系统控制周期，lgx为等效后的交流侧电感，uα(k-1)、uβ(k-1)分别为k-1时刻输出电压矢量在α-β轴系下电压分量；

步骤五，根据步骤四所得到的延时补偿值，将延时补偿值iα，β(k+1)代替k时刻电流值iα，β(k)，代入系统离散化数学模型，求解α-β轴系下，模型预测控制输出电压矢量；其表达式如下：

式中uα^p(k)、uβ^p(k)为模型预测控制输出在α-β轴系下电压分量；

步骤六，根据系统离散化数学模型，求解α-β轴系下，pr控制器输出电压矢量；其表达式为：

式中uα^pr(k)、uβ^pr(k)为pr控制器输出在α-β轴系下电压分量，gpr(s)为pr控制器的传递函数，如下式所示：

式中kp与kr分别为pr控制器的比例系数与谐振系数，ωc、ω0分别为截止频率与谐振频率；

步骤七，将pr控制作为模型预测电流控制的补偿环节，构建动态变权重新型定频模型预测电流控制。以d轴电流误差值作为判断依据，根据钟型曲线中高斯分布函数，设计时变权重函数m，并对m最大值为1进行限幅；其表达式为：

式中，uα^end(k)、uβ^end(k)为最终参考电压矢量，m为时变权重函数，其表达式为：

式中，δid为d轴电流误差值，σ为标准差，恒大于0；假设控制系统稳态时d轴电流差值在+0.2a之间进行波动，在对m函数进行参数整定时，需按照以下规则：

1)当系统处于稳态过程且无采样误差时，d轴电流差值在±0.2a之间进行波动，此时希望为pr控制，因此将0.2a作为一个转折点，当误差绝对值小于等于0.2a时，m恒为1。

2)当系统处于稳态过程且出现采样误差时，电流差值的绝对值将大于0.2a，此时希望m在0到1之间缓慢变化，两种控制算法同时作用，达到快速响应且削弱母线电压波动对控制性能影响的目的。

3)当系统处于动态过程且无采样误差时，假设动态过程电流差值变1a，此时希望模型预测电流控制占据主导作用，m应迅速减小到0。

步骤八，根据k时刻所获得的位置信息θ、三组母线电压，将最终获得的参考电压矢量uα^end(k)、uβ^end(k)除以2，分别由三个svpwm计算单元进行占空比计算，在svpwm计算单元计算时，三个svpwm计算单元的载波相位不同，其中第二、第三svpwm计算单元的载波相位同时滞后于计算单元一1/3个控制周期，从而进行pwm占空比计算，并将所得到pwm信号进行重组，在k+1时刻进行占空比更新，同时在k+1时刻重复步骤一至步骤七，以此进行循环。

与现有技术相比，本发明所具有的效果为：

(1)本发明在动态过程中采用模型预测电流控制，相比于pr控制具有动态响应迅速的优点。

(2)受三重化系统直流母线电压二倍频波动影响，模型预测电流控制无法获得良好稳态性能，本发明采用pr控制对模型预测电流控制进行补偿，能够削弱母线电压二倍频波动对系统控制性能的影响，相比于传统模型预测电流控制具有良好的稳态性能。

附图说明

图1：线电压级联型三重化变流器拓扑图；

图2：线电压级联型三重化变流器等效电路；

图3：系统控制结构图

具体实施方式

当三重化变流器作为电网侧整流电路时，其拓扑结构如图1所示。忽略交流侧输入线路电阻其对系统的影响，将图1中单元1与单元2构成的回路进行推广，可以得到以下关系：

式中uab、ubc、uca为三重化lvc-vsc交流侧线电压，eab、ebc、eca为电网输入线电压，iai、ibi、ici分别为组成单元i中各相的相电流，uaibi、ubici、uciai分别为组成单元i中交流侧ab、bc、ca相相间线电压基波分量，其中，i＝1、2、3。ub1a2、uc2b3、ua1c3分别为连接各单元之间限流电感的电压。

根据上述分析可知，三重化变流可以等效为一个传统两电平功率变换器，如图2所示。图中，lgx为等效后的交流侧电感，其表达式为：

式中，kl为lg与lx之间比值，即：

由于等效开关电路的交流侧线电压等于相邻两个级联的vsc单元线电压之和，则等效后的直流母线电压ueq等于两倍uav，uav表示3组直流母线电压的平均值。根据图2可以得到三重化变流器等效开关电路在α-β轴系下的数学模型表达式为：

式中eα、eβ、iα、iβ分别为α-β轴系下电网电压与电网电流，其获取方式如步骤三所述，可以分别表示为：

式中eα(k)、eβ(k)为k时刻交流侧输入电压在α-β轴系下电压分量，ea(k)、eb(k)、ec(k)为k时刻交流侧输入三相电压。

式中iα(k)、iβ(k)为k时刻交流侧输入电流在α-β轴系下电流分量，ia(k)、ib(k)、ic(k)为k时刻交流侧输入三相电流。

步骤二中，通过电压外环pi控制器计算控制系统d轴给定电流值，可以表示为：

式中id^ref、iq^ref分别为电网侧d-q轴给定电流值，kp为电压外环pi控制器比例系数，ki为电压外环pi控制器积分系数，ueq^ref为电压给定值，ueq为两倍的反馈电压均值。将式(7)按照步骤三中所述进行坐标变换，可以得到：

式中iα^ref、iβ^ref分别为给定电流在α-β轴系下电流分量，id^ref、iq^ref分别为d-q轴给定电流值，θ为位置信息。

步骤四中对模型预测控制延时补偿进行计算，即根据式(4)求解iα，β(k+1)，将式(4)离散化，并求解。可以得到：

式中iα(k+1)、iβ(k+1)分别为k+1时刻交流侧输入电流在α-β轴系下电流分量，即延时补偿电流值。ts为系统控制周期，uα(k-1)、uβ(k-1)分别为k-1时刻给定电压矢量在α-β轴系下电压分量。

步骤五中根据步骤四所得延时补偿电流值，对模型预测控制输出电压矢量uα^p、uβ^p进行计算，可以表示为：

步骤六中对pr控制补偿环节输出电压矢量uα^pr(k)，uβ^pr(k)进行计算，可以表示为：

式中gpr(s)为pr控制的传递函数，如下式所示：

式中kp与kr分别为pr控制器的比例系数与谐振系数，ωc、ω0分别为截止频率与谐振频率。

步骤七中，构建动态变权重新型定频模型预测电流控制，可以表示为：

式中uα^end(k)、uβ^end(k)为最终参考电压矢量，m为时变权重函数，其表达式为：

式中δid为d轴电流误差值，σ为标准差，恒大于0。同时，可以根据实际运行工况的需求，选择合适的σ来构造函数m，由于不同的σ可能使m大于1，因此需对m最大值为1进行限幅。

步骤八，根据三重化变流器结构特点与现有载波移相调制策略，在对系统进行控制时，需采用三个svpwm计算单元，且各svpwm计算单元均采用2uav/3作为空间矢量坐标系中坐标轴的模长，其中uav为直流侧三组电容电压的平均值。因此，k时刻所获得的参考电压矢量uα^end(k)、uβ^end(k)需乘以1/2作为各svpwm计算单元的最终参考电压矢量，在svpwm计算单元计算时，三个svpwm计算单元的载波相位不同，其中第二、第三svpwm计算单元的载波相位同时滞后于计算单元一1/3个控制周期，从而进行pwm占空比计算，并将所得到pwm信号进行重组，在k+1时刻进行占空比更新以及重复步骤一至步骤七，以此循环。此时系统控制框图如图3所示。