W及方 案。为了使公众对本发明有彻底的了解，在W下本发明优选实施例中详细说明了具体的细 节，而对本领域技术人员来说没有运些细节的描述也可W完全理解本发明。
[0039] 参考图1，所示为依据本发明的永磁同步电机的驱动电路的第一实施例的电路框 图；=相逆变器11接收外部电压信号Vbus,W转换为=相交变电压信号供给永磁同步电机 (PMSM)，所述驱动电路根据所述永磁同步电机的转子位置信息，W产生PWM控制信号控制 所述永磁同步电机的逆变器中开关管的开关状态，从而控制所述永磁同步电机的工作电 流。如图1中所示，所述=相逆变器11输出的=相交变电压信号分别记为A相、B相和C 相。 W40] 在本发明实施例中，所述驱动电路包括电流采样电路12、滑模估算电路13,速度 计算电路14和PWM控制电路，所述电流采样电路12采样所述永磁同步电机的其中一相的 转子电流信息W获得电流采样信号ia，运里W采样A相转子电流信息为例说明。所述滑模 估算电路12接收所述电流采样信号ia和表征该相转子电压信息的电压采样信号化，据此 估算该相的反电势信息，并输出表征所述反电势信息的第一电压信号VI，所述第一电压信 号为一正弦波信号。在本实施例中，所述电压采样信号通过直接采样对应一相（即A相） 的电压信息获得。之后，所述速度计算电路14接收所述第一电压信号VI，W据此产生表征 所述转子周期信息的第一角速度信号
[0041] 下面详细介绍滑模估算电路12估算反电势信息的过程：如图2所示为依据本发明 的永磁同步电机的等效模型电路图，根据图2所述的等效图，A、B、C=相的定子绕组电压 为：
[0042] 阳0创其中：Ua、叫、Uc为定子相绕组电压（V)，iA、1b、1历；相定子绕组电流（A)，eA、6b、ec为=相定子绕组反电势（V)，R为电机相电阻，L为每相绕组的自感（H)，M为每两相绕组 间的互感（H)，P为微分算子，有P=d/化。 W44] 下面WA相的相电压和电流为例，根据上述阵列可W得到A相的相电压为：
[0045]Ua=化A+化-M)pIa+Ga (1)
[0046] 将P=d/化代入式（1)中有，相电流ia的微分方程为： W47]
(巧
[0048]为了能够估算出反电势e,，本发明的滑模估算电路13采用滑模观测器进行模拟计 算： W例选择滑模面S为：及二走，
[0050] 其中：^为滑模观测器估算值，i为实际测到的相电流值。根据电机等效电路方程 及滑模面S，构建滑模观测器模型，有 咖]
巧）
[0052] 其中sign为开关符号函数：
[0053]
[0054] 其中，当设置1^>64绝对值的幅值时，公式（3)成立，将式（3)减去式似，可W得 到： 阳化5]
[0056] 而当系统进入滑模面后，有因此，式（4)可W得出： A
[0057] =MtgniiA-Q巧
[005引从式妨可W得知，反电势e,的信息可W通过sign函数表征出来，获得反电势Ga的信息后就可W得到对应的转子位置信息，本领域技术人员可知，通过开关符号函数得到 的信号e,是跳变的量，一般需要进行低通滤波器滤波后获得连续的正弦波信号，例如图4 所示的波形图，将反电势e,的一个正弦变化周期设置为角度是从0-2JT变化，运样，速度计 算电路14产生表征所述转子周期信息的第一角速度信号CO，具体为，当电机稳定运行时， 每个工作周期内，反电势都会是一个完整的正弦波，因此，通过计算运个波形的周期就可W 得到电机的角速度。
[0059] 进一步的，在本实施例中，所述PWM控制电路包括速度调节电路15和S相PWM控 制子电路，每一相PWM控制子电路均包括调制波产生电路、第一乘法电路和开关信号产生 电路。例如，图1中WA相为例，PWM控制子电路包括调制波产生电路16-1、第一乘法电路 Xl-I和开关信号产生电路C-1。其中，所述速度调节电路15接收所述第一角速度信号CO和 参考角速度信号《_ref，W获得一比例信号K;调制波产生电路16-1接收所述第一角速度 信号《，W据此生成第一马蹄形调制波，运里，所述第一马蹄形调制波为半波的马蹄形波， 第一角速度信号《用W确定所述第一马蹄形调制波的周期。第一乘法电路Xl-I接收所述 第一马蹄形调制波和所述比例信号K，W生成第二马蹄形调制波，开关信号产生电路Cl-I 接收所述第二马蹄形调制波和一=角波信号，W产生A相的PWM控制信号。运里，速度调节 电路15为PI调节器，比例信号K用W调节所述第一马蹄形调制波的幅值，W使得第二马蹄 形调制波的幅值为所确定需要的值，从而在后续的比较中，能够获得需要的占空比控制信 号。其中，所述=角波信号由一外部的=角波发生电路提供。
[0060] 需要补充的是，根据=相逆变器的工作原理，=相的转子相位互差120°，因此，当 通过上述的滑模估算电路获得其中一相的转子位置信息后，其余两相可W相应通过第一角 速度信号和相位差的调节来获得对应相位的第一马蹄形调制波，运样，最后获得的=相的 第一马蹄形调制波相位互差120°。同样的，对于B相和C相，根据上述的过程可W获得对 应相的PWM控制信号。
[0061] 如图1所示，各相的PWM控制信号分别用W控制S相逆变器中开关管的导通和关 断，W控制所述永磁同步电机的工作电流为正弦波电流。因此，在本发明实施例中，通过采 样A相的相电压和相电流的信息就可W获得A相的表征转子位置信息的反电势信息。根据 获得的反电势信息可W得到第一角速度信号《，利用该第一角速度信号《可^得到=相 的马蹄形调制波，进而可W获得控制=相逆变器中开关管的开关控制信号，实现正弦波电 流控制。本发明中无需位置传感器来检测转子的位置信息，并且只需采样其中一相的相电 压和相电流即可推出其他两相的转子位置信息，本发明的技术方案简单，成本低。
[0062] 进一步的，为使得系统的效率进一步提高，需要控制每安培定子电流产生的转矩 最大，参考图4所示为依据本发明的永磁同步电机的驱动电路的第二实施例的电路框图， 本实施例是在上一实施例的基础上，进一步包括了角度调节电路47,所述角度调节电路47 接收所述第一电压信号Vl和对应一相（如A相）的转子电流信息ia，并对所述第一电压信 号和所述转子电流信息的角度差进行计算，W获得一角度差值信号A0，所述角度差值信 号传输至A相的调制波产生电路。调制波产生电路可W根据角度差值信号A0对所述第 一马蹄形调制波的起始时刻进行调节，如左移或右移，从而使得马蹄形调制波的相位和相 电流的相位相一致，运样可W使得电机的每安培定子电流产生的转矩最大。
[0063] 优选的，本发明的电压采样信号还可W通过计算的方式获得，参考图5所示为依 据本发明的永磁同步电机的驱动电路的第=实施例的电路框图，本实施例除了相电压采样 与实施例二不相同，其他均与实施例二相同，在本实施例中，所述驱动电路还包括第二乘法 电路X2,所述第二乘法电路接收一正弦波信号Vsin和所述比例信号K，经乘法运算后生成 所述电压采样信号化，其中，所述正弦波信号与所述第一马蹄形调制波相位相同。运里，所 述电压采样信号化与实施例一中采样的电压信号为成正比例关系，且比例系数为K/Vbus。 W64] 通过上述的永磁同步电机的驱动电路可知，本发明通过采样其中一相的相电压和 相电流的信息就可W获得该相的表征转子位置信息的反电势信息。根据获得的反电势