052]其中g(ydx)定义为功率传输因子，描述传输功率PtMn随自变量x= 1+0 |k2QWd的变换趋势，图3即为在设定不同补偿系数yi的情况下传输因子g(y1>X)随 自变量x的变化曲线。从图3中可看出，其特征为：ghhX)在-点存在极大 值8_=V(2y 并且在此极大值附近变化较为平坦，因此本发明的设计方法即是利用了 原边CCC型拓扑的这一传输特点，选定原边CCC型拓扑对应传输因子的极值点在设定互感 耦合系数附近，从而保证传输功率在k值有效范围内变化时保持稳定输出。
[0053] 其第一补偿单元14所采用的CCC型补偿拓扑的参数设计方法包括如下具体步骤， 其特征在于：
[0054] (1)根据耦合系数k变化范围[k_，k_]，选定优化参照的耦合系数点kset。
[0055]
[0056] (2)根据传输效率最优的设计原则，设定最优负载&和相应副边带载Q直。
[0057]
[0058] (3)根据功率波动最小原则，设定补偿比例系数P与补偿系数以及设定的耦 合系数点kset的关系。由传输因子g(y1>x)特性可知，补偿系数设定为|y」=x(kset)可 以保证传输功率在kMt点附近波动最小，同时在k^点取得最大传输功率。将= 和x= |1+0 |k2QWd带入等式|y」=x(kset)可得补偿比例系数0与补偿系数yi以及 设定的耦合系数点kMt的关系：
[0059]
[0060] 则在优化参照的耦合系数点kset上，在额定负载条件下，传输功率为
[0061] i
~ \：11
[0062] (4)根据在kset点上传输功率容量PtMn要求，由第⑶步骤给出的传输功率计算 公式，可设定第一补偿系数
[0063]
[0064] 由此可计算得到补偿比例系数P=h/k^-1。
[0065] (5)根据逆变桥ZVS软开关要求，设定第二补偿系数k。在k=kMt点处，考察Zin 的相角随第二补偿系数K的变化趋势。以此为基础，选定第二补偿系数K，使得满足软开 关要求：当k从kMt逐渐减小到0的过程中，Zin的相角将从微感性增大到90°纯感性。从 原边逆变桥向副方侧看过去的总输入阻抗Zin为
[0066]
[0067] 弟二补侫糸数K的穸数犾取]Q：桎间单介绍如下：当根据前面步骤决定了补偿系 数丫:和0之后，选定在k=kset点处，作输入阻抗Zin的相角随第二补偿系数K变化曲线 图，在曲线上寻找使得Zln(kset)的相角接近零即呈微弱感性的点，选定对应K值。
[0068] (6)由第一补偿系数Yi、第二补偿系数k及补偿比例系数0，计算得到CCC型补 偿拓扑所需的三个补偿元件电抗及容值（CM1= 1/TlZ^IX(2Jif。)]，i= 1、2、3)。
[0069]
[0070] 在给定功率线圈参数、有效偏移范围和传输功率容量要求的约束前提下，按照本 发明所设计的无线充电装置能够根据功率线圈的互感耦合程度自动调节功率线圈电流，从 而获得保持稳定输出功率的特性，同时还具有高传输效率、软开关特性以及空载限流保护 功能，适用于宽偏移范围的无线输电应用场合。下面将在【具体实施方式】部分中，结合具体实 施例，对以上所述本发明的工作机理、优点和补偿拓扑参数的设计方法做进一步阐述说明。
[0071] 下面结合附图对本发明的技术方案进一步说明其详细实施方式：
[0072] 本发明所提出的适用于宽偏移范围动态无线充电装置，其系统框架如图1所示。 该系统主要包括直流电源11、高频逆变单元12、原边LC滤波单元13、第一补偿单元14、功 率发射线圈15和功率接收线圈21、第二补偿单元22、不控整流单元23和负载24。
[0073] 其中，所述直流电源11的作用是为高频逆变单元12提供稳定的直流电压Vdl;所 述高频逆变单元12将直流电逆变为高频电压方波Vab，其结构为由四个开关管组成的全桥 逆变电路。所述原边LC滤波单元13串联在逆变桥输出端a和第一补偿单元14之间，由滤 波电感Lf和滤波电容Cf串联组成，其谐振频率为原边逆变频率f。;所述第一补偿单元14由 三个补偿电容和CMl串并联组成。第三补偿电容Cm3与原边发射线圈L1串联构成 一条串联支路，第二补偿电容Cm2与由(^3、1^组成的支路并联，其一端连接在第三补偿电容 Ccni3的02端，其另一端连接在原边发射线圈L:的04端；第一补偿电容CMl与由 组成的支路串联，其一端与由Lf、Cf串联所构成的滤波器单元13的01端相连接，另一端02 为三个补偿电容元件的共同节点。功率发射线圈15与功率接收线圈21通过 高频磁场耦合，电能从原边传递到副边；所述第二补偿单元22为串联型完全补偿拓扑，由 谐振电容(： 2和功率接收线圈21串联组成，其谐振频率与原边逆变频率f。相同；其输出端 c、d与不控整流单元23输入端相连。所述不控整流单元23由整流二极管和滤波电容C。构 成，将接收的高频交流电变换为直流电，供给负载
[0074] 在取不同第一补偿系数丫 ^，功率传输因子g(Yi，x)随自变量x变化趋势如图 3所示。g(y1>X)的变化趋势可看出，当x取在极值点Xcipt=Y跗近则传输因子g(Y1>X) 变化较为平坦，的这种特性为平缓传输功率随偏移距离波动提供了可能。为了保 证在一定的k范围内传输功率平稳，应当设定原边补偿系数Yi，使得k变化范围对应的自 变量x= |l+0 |k2QW(rit极值点y1附近。所述第一补偿单元正是利用了其功率传 输因子g(Yux)的这一极值点特性，使其根据互感耦合情况自动调节发射线圈电流，平缓 传输功率波动。
[0075]图5给出了一对典型的功率收发线圈15、16实物图。图中收发功率线圈为矩形线 圈，采用利兹线镶嵌在有机玻璃板上。功率线圈尺寸参考实际电动汽车需求，为1:5缩比模 型，由于实际汽车离地间隙约为20cm，故缩比模型中收发线圈的垂直间隙保持为4cm。定义 侧向偏移百分比S为侧向偏移量Ay与发射线圈侧向宽度之比。由于互感耦合系数k随侧 向偏移百分比S的变化关系并不受缩比系数影响，因此研究缩比模型也可以反映实际偏 移情况。收发线圈之间互感耦合系数k随侧向偏移百分比S的变化趋势如图7所示。当 侧向偏移百分比有〇增加到45%时，耦合系数k从0. 18降低到0. 13。功率线圈基本参数 及偏移要求如表1所示。
[0076] 表1功率线圈的基本参数和要求
[0077]
[0078；
[0079] 结合实施例的附图4说明原边CCC型补偿拓扑的参数设计过程如下：
[0080] (1)根据耦合系数k变化范围，选定优化参照的耦合系数点kset= 0. 165。
[0081] (2)根据传输效率最优的设计原则，设定副边带载QWd值和最优负载。副边最优 匹配带载品质因子为= 1/L二6.06】，等效交流负载为I= |ZzJ7这匕=13.06D ;直 流负载为& =/〈,,/(2力/ ?!：=i6.13D。如果实际负载不是最优负载，则为了保证传输效率 最优，一般在副边加入阻抗匹配电路。这里假设额定负载为效率最优取值。
[0082] (3)根据传输功率容量PtMn= 500W要求，设定第一补偿系数yi
[0083] 在k=kset处，根据传输功率最大，传输功率波动最小原则，由传输功率容量选取 第一补偿系数h。则第一补偿系数丫 ：= 〇. 2212,则比例系数0 =yi/k^-1 = 0. 3407。 此时补偿拓扑的功率特性曲线已经确定。
[0084] (4)根据逆变桥ZVS软开关要求，设定第二补偿系数k
[0085] 在k=kMt点处，考察Zin的相角随第二补偿系数k的变化趋势。其中Zin为从原 边逆变桥向副方侧看过去的输入阻抗。图6(a)为在k=kset点处，Zin相角随第二补偿系 数k的变化曲线；选定第二补偿系数k= 〇. 32,使得Zin在k=kSf；t点处为微感性。在选 定第二补偿系数的情况下，进一步考察Zin的相角随互感耦合系数k的变化趋势，图6 (b)所 示。当k从kMt逐渐减小到0过程中，Zin的相角将从微感性增大到90°纯感性，满足软开 关要求。
[0086] (5)由第一补偿系数Tl、第二补偿系数k及补偿比例系数0，计算得到原边C