专利名称：具有取样频率转换的数模转换系统及其取样频率转换方法
技术领域：
本发明涉及一种音讯数字模拟转换系统，特别是涉及一种通过一低通滤波器来降低取样频率转换的运算量的音讯数字模拟转换系统及其相关方法。
背景技术：
目前业界所釆用的音讯数字模拟转换(audio DAC )系统架构中，在数字模拟转换器的输入端之前，往往仅针对所输入的音频讯号做升频补零点(interpolation)及滤波(filter)的处理，却缺少支援不同取样频率的音讯播放功能。
为了支^^爰不同取样频率的播放功能，音讯数字模拟转换系统必须搭配一精准的工作时钟，且此工作时钟必须是取样频率的整数倍。请参考图1，图1为显示出一音讯数字模拟转换系统的取样频率与工作时钟的对应值的表格100。 一般常见的工作时钟有256xFs/384xFs/512xFs/768xFs,其中Fs即为上述的取样频率。然而，在一般的多媒体播放器中，表格100中所列的工作时钟并不存在于原本的系统中。为适应不同取样频率的音讯播放功能，设计上必须增加一个相对应于所产生的工作时钟的专属锁相回路(PLL)电路，但却会造成硬件制作成本的提高。
为了在一 固定的工作时钟下，提供具有取样频率转换功能的音讯数字模拟转换系统，目前已有不少学者提出了一些方法。请参考图2至图4,图2、图3与图4分别为现有技术中具有取样频率转换的数字模拟转换系统的示意图。于图2中，其作法是将数字模拟转换系统200的输入讯号In均先转换成取样频率为48KHz的音讯讯号，其中滤波器& (z)、 H2 (z)将大幅增加系统运算的负担。以44.1KHz转48KHz为例，在B = 160、 A=147的条件下，设定截止频带(stop-band)增益为(-90dB ),则H！ (z)为一个9665阶的有限脉冲响应滤波器(FIRfilter),即使将补点/丢点机制切成三个
6阶段(8-7, 10-7, 2-3)再做处理，其运算成本亦高。
于图3中，其作法是将不同取样频率的输入讯号，通过数字^t拟转换系统300中的A、 B以及H3 (z)做补点/丟点的组合，其中滤波器Hs(z)同样会增加系统的运算成本。以44.1KHz转48KHz为例，在B-2500、 A=147的条件下，设定截止频带增益为(-90dB),则H3 (z)为一个7917阶的有限脉冲响应滤波器，即使将补点/丟点机制切成三个阶段(25-7， 10-7,10-3)再做处理，其运算成本亦高。若是将滤波器H3 (z)直接移除，仅做补点/丢点的机制，则在音频范围内(20Hz~ 20kHz )会引入大量的镜像讯号(image),导致音讯品质低落。
于图4中，模拟转换系统350已揭示于美国专利第6834292号专利中，以在模拟转换系统350的输入端进行44.1KHz至48KHz的频率转换为例，其中各项参数分别为R1 = 2、 R2-32、 R3=160、 Si = 4704,则Hu ( z )为126阶的有限脉冲响应滤波器、H22 (z)为143阶的有限脉沖响应滤波器以及&3 (z)为3阶的梳状滤波器(comb filter)。在不考虑H44 (z)的运算量的情况下，总共需要193次的乘加法运算才能完成一次频率转换，以基四布斯乘法器(Radix-4 Booth Multiplier)为例来将乘法换算成加法，总共需要1737次的加法才能完成一次频率转换。
由此可见，现有技术中已提出不少应用于音讯数字模拟转换系统的取样频率转换机制，但这些机制的运算量太大且无法省略，对于成本以及整
体效能的考虑上都不是很理想。因此，为了在不增加专属的锁相回路电路的条件下，能够提供具有取样频率转换功能的音讯数字模拟转换系统，且必须达到降低系统的运算量的目的，现今的音讯数字模拟转换系统必须加以改良。
发明内容
本发明的目的之一在于提供一种具有取样频率转换的数字模拟转换系统及其相关方法，以解决现有技术中的问题。
本发明的实施例揭示了 一种具有取样频率转换的数字模拟转换系统。数字模拟转换系统包含插补器、S级运算滤波单元、升频与降频电路以及讯号处理电路。插补器用来将第一数字输入讯号进行N倍插补点运算以产生第二数字输入讯号，其中第二数字输入讯号的第二频率为第 一数字输入讯号的第一频率的N倍。每一级运算滤波单元包含有一K倍补零点电路以及 一滤波电路。K倍补零点电路用来将第二数字输入讯号进行K倍补零点运 算以产生第三数字输入讯号，其中第三数字输入讯号的第三频率为第二频 率的K倍。滤波电路耦接于K倍补零点电路，用来对第三数字输入讯号进 行滤波处理以产生一滤波后数字输入讯号。升频与降频电路执行B倍升频 操作与A倍降频操作于滤波后数字输入讯号上，以产生一第四数字输入讯 号。讯号处理电路耦接于升频与降频电路，其依据第四数字输入讯号产生 一模拟输出讯号。其中，第一数字输入讯号为一音讯讯号，且数字模拟转 换系统为 一音讯数字模拟转换系统。
本发明的实施例揭示了 一种应用于 一数字模拟转换系统的取样频率转 换方法。该方法包含有将第一数字输入讯号进行N倍插补点运算以产生 第二数字输入讯号，其中第二数字输入讯号的第二频率为第 一数字输入讯 号的第一频率的N倍；将第二数字输入讯号进行K倍补零点运算以产生第 三数字输入讯号，其中第三数字输入讯号的第三频率为第二频率的K倍； 对第三数字输入讯号进行滤波处理以产生一滤波后数字输入讯号；重复上 述的K倍补零点运算以及滤波处理的步骤S次；执行B倍升频操作与A倍 降频操作于滤波后数字输入讯号上，以产生第四数字输入讯号；以及依据 第四数字输入讯号产生一模拟输出讯号。
由上可知，本发明提供一种具有取样频率转换的数字模拟转换系统及 其相关取样频率转换方法。通过增加S级的运算滤波单元(包含两倍补零 点电路与低通滤波电路)于数字模拟转换系统中，可以大幅降低传统的音 讯数字模拟转换系统的运算量。且由于滤波后数字输入讯号的镜像讯号的 中心频率皆会落在两倍音频范围之外，则可省略原本位于升频部份与降频 部份的间的高阶滤波器，对于降低计算量以及控制成本的成效皆十分显著。 再者，可依据本发明所揭示的演算法来决定A、 B、 S的最佳数值。如此一 来，在不增加专属的锁相回路电路的条件下，本发明所揭示的音讯数字模 拟转换系统不但能够提供取样频率转换功能，还可以达到降低系统的运算 量的目的，且仍可以维持音讯播放的品质。
图1为显示出一音讯数字模拟转换系统的音讯取样频率与工作时钟的对应值的表格。
图2为现有技术中具有取样频率转换的数字模拟转换系统的示意图。
图3为现有技术中具有取样频率转换的数字模拟转换系统的示意图。 图4为现有技术中具有取样频率转换的数字模拟转换系统的示意图。 图5为本发明具有取样频率转换的数字模拟转换系统的一实施例的示 意图。
图6本发明应用于一音讯数字模拟转换系统的取样频率转换方法的一 操作范例的流程图。
图7本发明决定图5中各参数S、 A、 B的演算法的一操作范例的流程图。
图8为图5所示的两倍补零点电路与低通滤波电路的参考电路的示意图。
图9为图5所示的升频与降频电路的参考电路的示意图。
附图符号说明
200、 300、 350、 400
数字模拟转换系统
H！ (z)、 H2 (z)、 H3 (z)、 H (z)、
H22 ( z )、 410 420 430
HLP ( z )
440
442
444
450
460
470
480
H33 (z)、 H44 (z) 插补器
运算滤波单元 两倍补零点电路
低通滤波电路
升频与降频电路
升频部份
降频部份
讯号处理电路
重复器
三角积分调制器 数字模拟转换器 第一数字输入讯号 第二数字输入讯号
9
滤波器第三数字输入讯号 第四数字输入讯号 滤波后数字输入讯号 模拟输出讯号 参数
第一部份 第二部份
具体实施例方式
请参考图5,图5为本发明具有取样频率转换的数字模拟转换系统400 的一实施例的示意图。数字模拟转换系统400包含(但不局限于)插补器 410、 S级运算滤波单元420、升频与降频电路440以及讯号处理电路450。 插补器410用来将第一数字输入讯号So肌进行一N倍插补点运算以产生第
二数字输入讯号SDIN2，其中第二数字输入讯号Sdjn2的第二頻率f2为第一数
字输入讯号SD肌的第一频率&的N倍。举例而言，插补器410为1: 8插 补器(亦即N-8),则第二频率f2为第一频率&的八倍，但本发明并不局 限于此。每一级运算滤波单元420包含有两倍补零点电路430以及一低通 滤波电路Hw(z)，其中两倍补零点电路430用来将第二数字输入讯号SDIN2 进行两倍补零点(zero interpolation)运算以产生第三数字输入讯号SDIN3， 而第三数字输入讯号Sdin3的第三頻率f3为第二频率&的两倍(亦即f3 = 2xf2)，低通滤波电路Kb> (z)则耦接于两倍补零点电路430,用来对第三 数字输入讯号SmN3进行滤波处理以产生滤波后数字输入讯号SDF。升频与 降频电路440则包含升频部份442以及降频部份444，分别用来执行B倍升 频操作与A倍降频操作于滤波后数字输入讯号Sdf上，以产生第四数字输 入讯号SDIN4。讯号处理电路450耦接于升频与降频电路440,其包含重复 器(Holder) 460、三角积分调制器(delta-sigma modulator, DSM) 470以 及数字模拟转换器480,其中重复器460用来执行1/2/4倍数据重复的操作 于第四数字输入讯号SDIN4，而三角积分调制器470则是执行三角积分运算 于经过数据重复后的第四数字输入讯号So腿以产生一输出数据Data,最后 数字模拟转换器480执行数字模拟转换于输出数据Data上以产生模拟输出 讯号SA0UT。关于重复器460、三角积分调制器470以及数字模拟转换器480
10
SdiN3 S画4
Sdf Saout A、 B、 S 820 840的相关细节与运作为本领域技术人员所熟知，于此不再赘述。
于本实施例中，数字模拟转换系统400为一音讯数字模拟转换系统， 且第一数字输入讯号Smm为一音讯讯号。
请注意，上述所提及的各参数S、 A、 B的数值是可依据一特定演算法 来计算的，将于下列的实施例详加说明。举例而言，当第一数字输入讯号 Sdini的第一頻率fi等于48KHz时，S等于0、 A等于8以及B等于125; 当第一数字输入讯号Sm^的第一频率f,等于44.1KHz时，S等于4、 A等 于127以及B等于135;以及当第一数字输入讯号SDIN1的第一频率等于 32KHz时，S等于4、 A等于71以及B等于104。换言之，当第一数字输 入讯号SD,的第一频率&等于48KHz时，无须使用任何的运算滤波单元 420;当第一数字输入讯号SDIN1的第一频率&等于44.1KHz或者32KHz时， 则需要使用四级的运算滤波单元420。但是，以上所述的实施例仅用来作为 本发明的范例说明，并非本发明的限制条件。
值得注意的是，上述的低通滤波器Hu> (z)可由一低阶有限脉冲响应 滤波器来实施，例如一四阶有限脉冲响应滤波器，其脉沖响应为(0.25, 0.75, 0.75, 0.25 )，本领域的技术人员应可了解，此并非本发明的限制条 件，本发明亦可采用其他滤波器来实施。此外，上述的低通滤波器Hu (z) 于音频范围内(亦即20Hz 20kHz)的脉冲响应的衰减量仅有0.036dB,符 合业界标准。通过此低通滤波器HLP (z)来作取样频率的转换，可以大幅 降低传统的音讯数字模拟转换系统的运算量。且由于滤波后数字输入讯号 S加的镜像讯号(image)的中心频率于频谱上的位置皆会落在两倍的音频 范围之外(亦即大于40KHz),无须额外设置其他的滤波器于升频部份442 与降频部4分444的间。
请再注意，以进行44.1KHz至48KHz的频率转换为例，本发明所揭示 的数字模拟转换系统400总共需要96次的乘法运算以及240次的加法运算， 同样以基四布斯乘法器为例来将乘法换算成加法，总共需要1104次的加法 即可完成一次频率转换。与图4所揭示的数字模拟转换系统350进行比较， 可以减少36.44%的运算量，进而有效地降低运算功率的消耗。
请参考图6,图6本发明应用于一音讯数字模拟转换系统的取样频率转 换方法的一"^喿作范例的流程图，其包含(但不局限于)以下的步骤(请注意， 假若可获得实质上相同的结果，则这些步骤并不一定要遵照图6所示的执行次序来执行)
步骤602:开始。
步骤604:将第一数字输入讯号进行N倍插补点运算以产生第二数字输 入讯号。
步骤606:将第二数字输入讯号进行两倍补零点运算以产生第三数字输 入讯号。
步骤608:对第三数字输入讯号进行滤波处理以产生滤波后数字输入讯号。
步骤610:重复上述的两倍补零点运算以及滤波处理的步骤S次。 步骤612:执行B倍升频操作与A倍降频操作于滤波后数字输入讯号
上，以产生第四^t字输入讯号。
步骤614:依据第四数字输入讯号产生模拟输出讯号。
步骤616:依据一特定演算法来计算S、 A以及B的数值。
请结合图6所示的各步骤以及图5所示的各元件即可了解各元件如何
运作，为简洁起见于此不再赘述。接下来，举例子说明该特定演算法如何
计算S、 A以及B的数值。
请参考图7,图7是本发明决定图5中各参数S、 A、 B的演算法的一
操作范例的流程图，其包含(但不局限于)以下的步骤 步骤702:开始。
步骤704:依据公式Fs， -FsxN来计算Fs，的数值，并依据公式CFILC1 =FData/Fs来计算CFILC1的数值、依据公式CFILC2 = F她/Fs，来计算CFILC2的数 值，其中Fs代表该第一数字输入讯号So肌的第一频率f,, Foata代表该第四 数字输入讯号进行一数据重复操作以及一三角积分运算后的一输出数据 Data的频率，而Chlc2代表(B/A)欲趋近的数值。
步骤706:选择S的数值。
步骤708:判断C肌d是否为整数来产生一判断结果。当CnLd为整数
时，执行步骤710;否则，执行步骤720。
步骤710:判断第一频率等于48KHz,并设定A的数值等于N。 步骤712:依据公式B- (AxCFILC1) / (NxS，)来计算B的数值，其中
S，= Ks。
步骤720:判断第一频率不等于48KHz，并选择A的一候选数值，并取C瓜C2，为Cnix2的近似值。
步骤722:依据公式Cint = floor (( AxC腦，)/S，)来计算Cint的数值， 并依据公式B= (S，max/S，) xCint来计算B的一候选数值，其中floor ((AxC慰2，) /S，)取小于或等于(AxCFILC2，) /S，的最接近整数，S，=KS, 而S，匿为S，可容许的最大值，S，max = KA(logK(floor(FData/Fs，))。
步骤730:定义a = 1: ( A-l )，并依据公式b = ( axB/A) - floor ( axB/A) 来计算b的多个数值，其中floor (axB/A)取小于或等于(axB/A )的最接 近整数。
步骤732:依据公式out-bxFs，xS，来计算out的多个数值，其中out代 表镜像讯号的中心频率于频谱上的位置；并依据公式Fsnew- (FData/N)x(A/ (BxS，))来计算Fs腳,其中Fs丽代表Fs的估计值。
步骤734:判断out的多个数值中的一最小值是否大于40KHz以及Fsnew 与Fs的一频率误差是否小于一预定值。当该最小值大于40KHz且该频率误 差小于该预定值时，执行步骤736;否则，回到步骤708。
步骤736:将上述的A、 B的候选数值套入数字模拟转换系统中。
上述流程的步骤仅为本发明所举可行的实施例，并非限制本发明的限 制条件，且在不违背本发明的精神的情况下，此方法可还包含其他的中间 步骤或者可将几个步骤合并成单一步骤，以做适当的变化。
首先，依据步骤704的公式来计算Fs，、 C乱d以及CnLC2的数值。接着， 选择S的数值，举例而言，可依据试误(try and error)方式来选择S的数 值，但本发明并不限定依据何种方式来决定S的数值。于步骤708中，判 断CnLd是否为整数，当第一数字输入讯号SDIN1的第一频率f！等于48KHz, 此时CFILC1是为整数(CFILC1 = FData/48K = 125 )，则设定A的数值等于N (N =8)、并依据步骤712的公式来计算B的数值(步骤710-712);当第一数 字输入讯号SDIN1的第一频率f\不等于48KHz,此时CFILC1并非为整数，则 选择A的候选数值、并依据步骤722的公式来计算B的候选数值(步骤720 ~ 722)。接着，利用a、 b来计算镜像讯号的中心频率于频谱上的位置，并计 算取样频率的估计值Fsnew (步骤730 ~ 732 )。当out的最小值大于40KHz 且该频率误差小于该预定值时，将上述的S、 A、 B的数值套入数字模拟转 换系统400的中(步骤736);否则，重复执行步骤708 ~ 734直到找到合适 的S、 A、 B的凄t值。接下来，举几个例子来进行说明。于第一种情况下，当三角积分调制
器470的输出数据Data的频率Fd淑等于6MHz且取样频率Fs等于48KHz 时，选择S等于O，此时Cnun为整数，则设定A-8、并依据公式计算出B =(8x125 ) / ( 8x20) = 125。接着，定义a- 1:7、并计算出b= ( 0.625 0.25 0.875 0.5 0.125 0.75 0.375 )，可以得到out的最小值为48KHz〉40KHz,
在此种情况下，无需增加任何的低通滤波器HLp (z)的运算。
于第二种情况下，当三角积分调制器470的输出数据Data的频率FData 等于6MHz且取样频率Fs等于44.1KHz时，选择S等于4,此时CFIIjC1并 非为整数，则选择A- 127、 CFILC2，= 17,007 (取0^(:2 = 17.006802...的近似 值)，S， = 24=16,并依据公式计算出Cint = floor ( 127x17.007/16) = 134、 B =(16/24) xl34= 134。接着，定义a- 1:126、并计算出b= ( 0.055 0.1102... 0.9449 )，可以得到out的最小值为44.447KHz〉40KHz,但是Fsnew = 44.4261^而频率误差=+0.8%>0.01% (该特定值)并不理想，因此重复 执行步骤708-734,最后可以决定A= 127、 B = 135、 S = 4。在此种情况下， 必须增加四级的两倍补零点430与低通滤波器HLP (z)的运算，其频率误 差为-0.0063%。
于第三种情况下，当取样频率Fs等于32KHz时，同样可依据图6的步 骤决定A = 71、 B = 104、 S = 4。在此种情况下，必须增加四级的两倍补零 点430与低通滤波器Hb (z)的运算，其频率误差为0.00375%。
于其他的情况下，假设取样频率为其它常见较低的取样频率(例如 8KHz、 11.025KHz、 12kHz、 16KHz、 22.05KHz、 24KHz等)时，则可利用 取样频率转换后重复数据(例如重复器460)的机制(Hold 2/4)来完成， 或者依据图7的步骤来决定A、 B、 S的最佳数值。
将本发明所揭示的数字模拟转换系统400与图2、图3、图4的数字模 拟转换系统200、 300、 350进行比较，可得知本发明还增加了两块电路-S 级运算滤波单元420 (包含两倍补零点电路430与低通滤波电路HLP (z)) 以及升频与降频电路440。请参考图8至图9，图8为图5所示的两倍补零 点电路420与低通滤波电路H^ (z)的参考电路的示意图，图9则为图5 所示的升频与降频电路440的参考电路的示意图。于图8中，是以脉冲响 应为(0.25, 0.75, 0.75， 0.25 )的四阶有限脉冲响应滤波器为例来实践低 通滤波电路HLP (z)，第一部份820用来实施0.75的路径，第二部份840
14则用来实施0.25的路径。于图9中，是以B = 125、 A = 8 (亦即取样频率为 48KHz)为例，由于125/8 = 15.625，则取计数值Cnt等于15或者16。当然， 可依据图9所示的参考电路加以修改，即可适用于不同的取样频率(例如 44.1KHz、 32KHz)。以上所述的实施例仅用来作为本发明的范例说明，并 非本发明的限制条件，本领域的技术人员应可了解，运算滤波单元420、升 频与降频电路440亦可采用其他电路架构来实践，此亦属于本发明所涵盖 的范围。
以上所述的实施例仅用来说明本发明的技术特征，并非用来局限本发 明的范畴。由上可知，本发明提供一种具有取样频率转换的数字模拟转换 系统及其相关取样频率转换方法。通过增加S级的运算滤波单元420 (包含 两倍补零点电路430与低通滤波电路HLP( z ))于数字模拟转换系统400中， 可以大幅降低传统的音讯数字模拟转换系统的运算量。且由于滤波后数字
输入讯号SDF的镜像讯号的中心频率皆会落在两倍音频范围之外(亦即大于
40KHz),则原本位于升频部份442与降频部份444的间的高阶滤波器可以 省略，对于降低计算量以及降低成本的成效皆十分显著，进而大幅减少运 算功率的消耗。再者，可依据图7所揭示的演算法来决定A、 B、 S的最佳 数值。如此一来，在不增加专属的锁相回路电路的条件下，本发明所揭示 的音讯数字模拟转换系统400能够提供取样频率转换功能，且可以达到降 低系统的运算量的目的，却又可以维持音讯播放的品质。此外，本发明所 揭示的音讯数字模拟转换系统400的带外抑制(out-of-band rejection )为-60dB,可满足现今音讯数字模拟转换系统的规格。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明的权利要求所做的均 等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。
权利要求
1.一种具有取样频率转换的数字模拟转换系统，包含有一插补器，用来将一第一数字输入讯号进行一N倍插补点运算以产生一第二数字输入讯号，其中该第二数字输入讯号的一第二频率为该第一数字输入讯号的一第一频率的N倍；S级运算滤波单元，每一级运算滤波单元包含有一K倍补零点电路，用来将该第二数字输入讯号进行K倍补零点运算以产生一第三数字输入讯号，其中该第三数字输入讯号的一第三频率为该第二频率的K倍；以及一滤波电路，耦接于该K倍补零点电路，用来对该第三数字输入讯号进行滤波处理以产生一滤波后数字输入讯号；一升频与降频电路，用来执行一B倍升频操作与一A倍降频操作于该滤波后数字输入讯号上，以产生一第四数字输入讯号；以及一讯号处理电路，耦接于该升频与降频电路，用以依据该第四数字输入讯号产生一模拟输出讯号。
2. 如权利要求1所述的数字模拟转换系统，其中该第一数字输入讯号 为一音讯讯号，以及该数字模拟转换系统为一音讯数字模拟转换系统。
3. 如权利要求2所述的数字模拟转换系统，其中当该第一数字输入讯 号的该第一频率等于48KHz时，N等于8、 K等于2、 S等于0、 A等于8 以及B等于125。
4. 如权利要求2所述的数字模拟转换系统，其中当该第一数字输入讯 号的该第一频率等于44.1KHz时，N等于8、 K等于2、 S等于4、 A等于 127以及B等于135。
5. 如权利要求2所述的数字模拟转换系统，其中当该第一数字输入讯 号的该第一频率等于32KHz时，N等于8、 K等于2、 S等于4、 A等于71 以及B等于104。
6. —种应用于一数字模拟转换系统的取样频率转换方法，包含有 将一第一数字输入讯号进行一 N倍插补点运算以产生一第二数字输入讯号，其中该第二数字输入讯号的 一第二频率为该第 一数字输入讯号的一 第一频率的N倍；将该第二数字输入讯号进行K倍补零点运算以产生一第三数字输入讯号，其中该第三数字输入讯号的一第三频率为该第二频率的K倍；对该第三数字输入讯号进行滤波处理以产生一滤波后数字输入讯号；重复上述的K倍补零点运算以及滤波处理的步骤S次；执行一 B倍升频操作与一 A倍降频操作于该滤波后数字输入讯号上，以产生一第四数字输入讯号；以及依据该第四数字输入讯号产生 一模拟输出讯号。
7. 如权利要求6所述的取样频率转换方法，其中该第一数字输入讯号为 一音讯讯号，以及该数字模拟转换系统为 一音讯数字模拟转换系统。
8. 如权利要求7所述的取样频率转换方法，其还包含依据一特定演算法来计算S、 A以及B的数值，以及该特定演算法包含(a) 依据一第一公式Fs， = FsxN来计算Fs，的数值，并依据一第二公式CFILC1 = FData/Fs来计算CFILC1的数值、依据一第三公式CFILC2 = Foata/Fs，来计算CnLC2的数值，其中Fs代表该第一数字输入讯号的该第一频率，CFILC2代表(B/A)欲趋近的数值，Foata代表该第四数字输入讯号进行一数据重复操作以及一三角积分运算后的一输出数据的频率；(b) 选择S的数值；(c) 判断C肌d是否为整数来产生一判断结果；以及(d) 依据该判断结果与S的数值来决定A与B的数值。
9. 如权利要求8所述的取样频率转换方法，其中步骤(d)包含(d-l)当Craxi为整数时，判断该第一频率等于48KHz,并设定A的数值等于N;(d-2 )依据一第四公式B = ( AxCFILC1) / (NxS,)来计算B的数值，其中S'=KS;(d-3 )定义a = l:( A-l ),并依据一第五公式b = ( axB/A ) - floor( axB/A)来计算b的多个数值，其中floor (axB/A)取小于或等于(axB/A)的最接近整数；(d-4 )依据一第六公式out = bxFs，xS，来计算out的多个数值，其中out代表镜像讯号的中心频率于频谱上的位置；(d-5 )依据一第七公式Fs歸=(FData/N) x ( A/ ( BxS，))来计算Fs隨,其中FSnew代表FS的估计值，Foata代表该第四数字输入讯号进行一数据重复操作以及一三角积分运算后的 一输出数据的频率；(d-6 )判断out的该多个数值中的一最小值是否大于40K以及Fsnew与 Fs的一频率误差是否小于一预定值；以及(d-7)当该最小值大于40K且该频率误差小于该预定值时，依据步骤 (d-l) ~ (d-2)来决定A、 B的数值。
10. 如权利要求8所述的取样频率转换方法，其中步骤(d)包含 (d-l)当Craxn并非为整数时，判断该第一频率不等于48KHz,并选择A的一候选数值，并取C肌c2，为CFILC2的近似值；(d-2 )依据一第四公式Cint = floor (( AxCFILC2， ) /S，)来计算Cint的数 值，并依据一第五公式B- (S，max/S，) xCjnt来计算B的一候选数值，其中 floor (( AxC塑,)/S，)取小于或等于(AxCFILC2，) /S，的最接近整数，S，=KS, 而S，max为S，可容许的最大值，S，m『KA(logK(floor(FData/Fs，))；(d-3 )定义a = l:( A-l )，并依据一第六公式b - ( axB/A ) - floor( axB/A ) 来计算b的多个数值，其中floor (axB/A)是取小于或等于(axB/A )的最 接近整数；(d-4)依据一第七公式out-bxFs，xS，来计算out的多个数值，其中out 代表镜像讯号的中心频率于频谱上的位置；(d画5 )依据一第八公式Fsnew = ( FData/N ) x ( A/ (BxS，))来计算Fsnew，其中FS,代表FS的估计值，而Foata代表该第四数字输入讯号进行一数据 重复操作以及一三角积分运算的后的一输出数据的频率；(d-6 )判断out的该多个数值中的一最小值是否大于40K以及FSnew与Fs的一频率误差是否小于一预定值；以及(d-7)当该最小值不大于40K或该频率误差并不小于该预定值时，重 复步骤(c)、 (d-1) ~ (d-7)。
11. 如权利要求IO所述的取样频率转换方法，其中步骤(d)另包含 (d-8)当该最小值不大于40K或该频率误差并不小于该预定值时，依据步骤(d-l) ~ (d-2)中A与B的候选数值来决定A、 B的数值。
12. 如权利要求7所述的取样频率转换方法，其中当该第一数字输入讯 号的该第一频率等于48KHz时，N等于8、 K等于2、 S等于0、 A等于8 以及B等于125。
13. 如权利要求7所述的取样频率转换方法，其中当该第一数字输入讯号的该第一频率等于44.1KHz时，N等于8、 K等于2、 S等于4、 A等于 127以及B等于135。
14.如权利要求7所述的取样频率转换方法，其中当该第一数字输入讯 号的该第一频率等于32KHz时，N等于8、 K等于2、 S等于4、 A等于"71 以及B等于104。
全文摘要
一种具有取样频率转换的数模转换系统及其取样频率转换方法。该具有取样频率转换的数字模拟转换系统包含插补器、S级运算滤波单元、升频与降频电路及讯号处理电路。插补器将第一数字输入讯号进行N倍插补点运算以产生第二数字输入讯号。每一级运算滤波单元包含K倍补零点电路及滤波电路。滤波电路进行滤波处理以产生滤波后数字输入讯号。升频与降频电路执行B倍升频与A倍降频于滤波后数字输入讯号上以产生第四数字输入讯号。讯号处理电路依据第四数字输入讯号产生模拟输出讯号。
文档编号H03M1/66GK101677246SQ20081016565
公开日2010年3月24日 申请日期2008年9月19日 优先权日2008年9月19日
发明者冯乐天 申请人:扬智科技股份有限公司