功率放大器单元的制作方法

本发明涉及功率放大器单元以及包括功率放大器单元的多尔蒂(doherty)放大器。

技术实现要素：

根据本发明的第一方面，提供了一种功率放大器单元，包括：

第一输入端子，其被配置成接收第一平衡输入信号；

第二输入端子，其被配置成接收第二平衡输入信号；

输出端子；

基准端子；

第一功率放大器，其具有：

与所述第一输入端子连接的第一pa输入端子；以及

第一pa输出端子；

第二功率放大器，其具有：

与所述第二输入端子连接的第二pa输入端子；以及

第二pa输出端子；

平衡—非平衡转换器，其包括：

与第一pa输出端子连接的第一平衡结点；

与第二pa输出端子连接的第二平衡结点；

与所述输出端子连接的非平衡结点；

具有第一端和第二端的第一传输线，其中，所述第一传输线的第二端与所述非平衡结点连接；

具有第一端和第二端的第二传输线，其中，所述第二传输线电容地和/或电感地耦合至所述第一传输线，第二传输线的第一端与所述第一平衡结点连接，以及第二传输线的第二端与所述基准端子连接；

具有第一端和第二端的第三传输线，其中，所述第三传输线的第一端与所述第一传输线的第一端连接，以及第三传输线的第二端与所述基准端子连接；

具有第一端和第二端的第四传输线，其中，所述第四传输线的第一端与所述第二平衡结点连接，第四传输线电容地和/电感地耦合至第三传输线，以及第四传输线的第二端与所述基准端子连接；以及

连接在(i)基准端子与(ii)第二传输线的第二端和第四传输线的第二端之间的偏置电路。

在一个或更多个实施例中，平衡—非平衡转换器还包括在第一平衡结点与第二平衡结点之间连接的调谐部件；

第一功率放大器具有相关联的第一pa输出电容；

第二功率放大器具有相关联的第二pa输出电容，以及下列项的组合阻抗的值：

(i)第一pa输出电容；

(ii)第二pa输出电容；以及

(iii)调谐部件

被配置成以理想频带进行工作。

在一个或更多个实施例中，第一功率放大器和第二功率放大器均具有最佳负载参数(r最佳)；以及(a)平衡—非平衡转换器的第一平衡结点与第二平衡结点之间的阻抗(z差分)等于(b)平衡—非平衡转换器的非平衡结点与基准端子之间的阻抗(z单一)，并且还等于(c)最佳负载参数(r最佳)的两倍。

在一个或更多个实施例中，偏置电路包括偏置电压源。偏置电路可以包括所述偏置电压源和偏置电容器，所述偏置电压源和所述偏置电容器彼此并联连接如下项之间：(i)基准端子以及(ii)所述第二传输线的第二端和所述第四传输线的第二端。

在一个或更多个实施例中，第二传输线的第二端通过第一rf去耦电容器与基准端子连接。

在一个或更多个实施例中，第四传输线的第二端通过第二rf去耦电容器与基准端子连接。

在一个或更多个实施例中，第一功率放大器和第二功率放大器包括场效应晶体管，以及在一些实施例中，包括横向扩散金属氧化物半导体场效应晶体管。

在一个或更多个实施例中，功率放大器单元包括：

串联连接在第一pa输出端子与第一平衡结点之间的第一结合线电感；以及

串联连接在第二pa输出端子与第二平衡结点之间的第二结合线电感。

在一个或更多个实施例中，平衡—非平衡转换器包括平面平衡—非平衡转换器或marchand平衡—非平衡转换器。

可能提供有功率放大电路，包括：

本文所公开的任何功率放大器单元；

输入平衡—非平衡转换器，其具有非平衡输入端子、平衡第一输出端子以及平衡第二输出端子；

其中，第一输入平衡—非平衡转换器输入端子被配置成接收非平衡输入信号，平衡第一输出端子被配置成为功率放大器单元的第一输入端子提供信号，以及平衡第二输出端子被配置成为功率放大器单元的第二输入端子提供信号。

在一个或更多个实施例中，功率放大器电路还包括：

第一宽带输入匹配电路；以及

第二宽带输入匹配电路。

在一个或更多个实施例中，平衡第一输出端子与第一宽带输入匹配电路的输入端子连接，以及第一宽带输入匹配电路的输出端子与功率放大器单元的第一输入端子连接。平衡第二输出端子可以与第一宽带输入匹配电路的输入端子连接，以及第二宽带输入匹配电路的输出端子可以与功率放大器单元的第二输入端子连接。

可能提供有多尔蒂(doherty)放大器，包括：

多尔蒂放大器输出端子；

任一前述权利要求所述的功率放大器的主功率放大器单元，所述主功率放大器单元包括：主pa第一输入端子、主pa第二输入端子以及主pa输出端子；

其中，主pa输出端子通过主传输线与多尔蒂放大器输出端子连接。

任意前述权利要求所述的功率放大器的峰值功率放大器单元，所述峰值功率放大器单元包括：峰值pa第一输入端子、峰值pa第二输入端子以及峰值pa输出端子；

其中，峰值pa输出端子通过(i)峰值传输线与(ii)补偿传输线之间的串联连接来与多尔蒂放大器输出端子连接。

可以提供有集成电路，包括本文所公开的任意功率放大器单元、功率放大器电路或多尔蒂放大器。

附图说明

尽管本公开可以具有多种变化和变换形式，然而在附图中是以举例方式显示并在下文说明中详细说明其具体细节。然而，应当理解的是，超过所描述的特定实施例范围的其他实施例也是可能的。还涵盖属于附属权利要求的主旨和范围的修改、等效物以及替代实施例。

上述讨论并非意在陈述在当前或权利要求集的范围内的每个示例性实施例或每个实现方式。下面的附图和详细说明还具体地举例说明了各种示例性实施例。各种示例性实施例可以通过以下结合附图的详细描述得到更完整的理解。

现在将仅通过示例的方式并且参照附图来对一个或更多个实施例进行描述，在附图中：

图1示出了功率放大器电路；

图2示出了包括平衡—非平衡转换器的功率放大器电路；

图3示出了宽带平面平衡—非平衡发转换器；

图4示出了宽带功率放大器单元的示例性实施例；

图5示出了对于图4中的功率放大器的输入反射系数(db)与频率的曲线；以及

图6示出了使用两个宽带功率放大器单元的超宽带多尔蒂功率放大器。

具体实施方式

未来的移动通信系统(例如，5g)要求非常宽的射频(rf)带宽以及非常宽的视频带宽，同时保持高效。此外，目前所期望的是在单个功率放大器(pa)上进行载波聚合。这种应用要求功率放大器能够提供非常宽的宽带rf和视频带宽以及高平均效率。

图1示出了包括pa102的功率放大器(pa)电路100。图1将用于描述rf和视频阻抗对pa102的宽带性能的影响。

所述pa102具有输入端子104和输出端子106。输入端子104接收被调制的输入信号。输出端子106通过rf匹配电路112与rf负载114连接。rf的阻抗由zrf(ω)表示，其对应于rf负载115与rf匹配电路112的串联阻抗。rf带宽可以按照pa102根据输出功率、增益以及效率在理想频带上的工作方式来进行限定。

输出端子106还通过偏置电路110与偏置电压源108连接。从偏置电压源108汲取的通过偏置电路110的电流将随着pa102的输出端子处的被调制的输出的信号的幅值变化而变化。偏置电路110的阻抗由z视频(ω)表示。如本领域所公知的，偏置电路和偏置信号还可以被称之为视频电路和视频信号。

视频带宽可以由信号的视频频带中的共振、偏置电路(其还被称之为视频引线或偏置电感器z视频(ω))的阻抗的幅值以及基带阻抗的相位的频率响应进行限定。

可以从图1看出，(流过rf匹配电路112和rf负载电路114的)rf信号和(流过偏置电路110的)视频信号共享同一电路从而彼此高度地交互。由如下公式给出由pa器件100所看到的阻抗：

z变换(ω)＝z视频(ω)||zrf(ω)

偏置电路110的阻抗(其还被称之为引线阻抗)z视频(ω)具有与rf带宽和视频带宽相关的相冲突的需求。例如，如果pa电路100在rf频率处为宽带，重要的是，偏置路径阻抗z视频(ω)应该在rf通带频率范围内尽可能的高。然而，对于pa100在视频率下为宽带的情况下，由晶体管所看到的在视频率下(z变换(ω)@视频率)的阻抗应该相对低。此外，在视频率下所看到的晶体管阻抗应该是虚数。这意味着，相对于视频率下的z视频(ω)，zrf(ω)应该更高。

由于图1中的视频信号和rf信号共享相同的路径，因此难以将视频信号和rf信号隔离，尤其是对于特定宽带放大器而言。例如，如果pa102以1.8ghz进行工作，并且理想的视频带宽接近900mhz，则偏置电路110(也被称之为偏置引线)应该在范围为0至900mhz信号下呈现低阻抗，而在范围为1.4ghz至2.2ghz信号下呈现高阻抗。这种情况难以执行/实现。

当针对特定宽带带宽(既考虑视频带宽又考虑rf带宽)设计功率放大器时，会出现一个或更多个如下问题。

1)rf带宽和视频带宽对偏置电路110具有冲突需求。宽视频带宽对偏置电路110要求较低，而为了获取宽rf带宽则对偏置电路110要求较高。这种情况可能无法通过重新设计输出网络来克服。

2)rf电路对于偏置电路有110而言是可见的，这会使得视频阻抗在高视频率下发生相位变化，这会为数字预失真器(图1中未示出)带来问题。

3)对于特定宽带带宽，尤其是对于高效pa构思而言，难以补偿(pa器件100)的输出电容。

现在将对b级rf功率放大器的rf信号和视频信号的属性进行描述。

rf信号为pa的输出端子处的实际信号，而视频信号是b级pa从视频引线(偏置电路)汲取的结果电流的信号。视频引线中的电流的级别取决于rf功率的幅值。

如果现在我们考虑差分拓扑并且观察在差分对的设备引线处的视频信号和rf信号的属性，则我们可以确定rf信号是差分(或者奇模)信号，而视频信号是共模信号(因为视频信号取决于rf功率的幅值)。因此，如果使用了balun(平衡—非平衡转换器)类型的设备，则两种类型的信号可以彼此分离并且分别终止。

图2示出了包括功率放大器(pa)电路200，其包括用于将视频信号和rf信号分离的平衡—非平衡转换器220。

该pa电路200具有输入平衡—非平衡转换器228，该输入平衡—非平衡转换器228接收非平衡输入信号并且提供两个非平衡信号，所述两个非平衡信号被提供为第一pa230和第二pa236的输入量。第一pa230具有从输入平衡—非平衡转换器228接收第一平衡输入信号的第一pa输入端子234。第一pa230还具有第一pa输出端子224。第二pa232具有从输入平衡—非平衡转换器228接收第二平衡输入信号的第二pa输入端子236。第二pa230还具有第二pa输出端子226。

在该示例中，平衡—非平衡转换器220包括具有如下四个绕组的变压器：在变压器246的初级侧的第二绕组250和第四绕组254，以及在变压器246的次级侧的第一绕组248和第三绕组252。第二绕组250和第四绕组254串联连接在第一pa输出端子224与第二pa输出端子226之间。偏置结点258被限定为第二绕组250与第四绕组254的串联连接之间的结点。

第二绕组250磁耦合到第一绕组248。第四绕组254磁耦合到第三绕组252。第一绕组248和第三绕组252串联连接在平衡—非平衡转换器220的基准端子244(诸如，接地端)与非平衡输出端子/结点256之间。平衡—非平衡转换器220的非平衡输出端子/结点256与rf负载214连接。

平衡—非平衡转换器220还包括连接在基准端子244与偏置结点258之间的偏置电路222。偏置电路222向平衡—非平衡转换器220提供偏置电流i偏置。在该示例中，偏置电路222包括偏置电感器240、偏置电容器242以及偏置电压源238。偏置电压源238和偏置电感器240串联连接在偏置结点258与基准端子244之间。偏置电容器242也连接在偏置结点258与基准端子244之间，使得该偏置电容器242与偏置电压源238与偏置电感器240并联。

在图2中，rf电路对于视频路径是不可见的，因此视频阻抗在高视频率下的任意相位变化以及对于数字预失真器的任意相关问题都能够得到减轻。此外，如果能够增大变压器246的耦合，则能够减小/最小化每条路径的视频电感。

图2中的电路使用了变压器，这种情况难以在平面pcb技术中是实现。此外，变压器无法提供一种便利方式来补偿第一pa器件230和第二pa器件232的输出电容。如果在对平衡—非平衡转换器220中的信号进行组合之前以宽带的方式补偿输出电容，则能够改善第一pa器件230和第二pa器件232的宽带(rf)操作。

此外，如果pa器件230、232被用于诸如带宽多尔蒂电路的高级pa体系结构，则重要的是使用最小延迟来补偿该电容使得在平衡—非平衡转换器后的总延迟不超过90度。

图3示出了宽带平面平衡—非平衡转换器320，已经发现该宽带平面平衡—非平衡转换器320适用于pa器件的输出电容补偿。在该示例中，平面平衡—非平衡转换器是从marchand平衡—非平衡转换器衍生出的。这种类型的平衡—非平衡转换器可以在50欧姆阻抗级下工作，并且还可以使用某些阻抗变换(例如，12.5欧姆差分阻抗至50欧姆单端阻抗)进行设计，以及可以呈现介于30至40％的部分带宽。

图3中所示的平衡—非平衡转换器320具有第一差分/非平衡结点324、第二差分/非平衡结点326、单端/平衡结点328以及诸如接地端的基准端子309。该平衡—非平衡转换器还具有两组宽边耦合线以及在差分端的调谐电容器340。

第一组宽边耦合线包括第一传输线330和第二传输线332。第一传输线330具有第一端和第二端。第一传输线330的第二端与非平衡结点328连接。第二传输线332也具有第一端和第二端。第二传输传输线332电容和/或电感耦合至第一传输线330。第二传输线332的第一端与第一平衡结点324连接。第二传输线332的第二端与基准端子309连接。

第二组宽边耦合线包括第三传输线334和第四传输线336。第三传输线334具有第一端和第二端。第三传输线334的第一端与第一传输线330的第一端连接第三传输线334的第二端与基准端子309连接。第四传输线336也具有第一端和第二端。第四传输线336的第一端与第二平衡结点326连接。第四传输传输线336电容和/或电感耦合至第三传输线334。第四传输线336的第二端与基准端子309连接。

如果差分侧和单端侧的阻抗保持相等(z差分＝z单一)，则这种类型的平衡—非平衡转换器能够被设计成针对特定宽带(对于具有50％以上的部分带宽的情况呈现出高于25db的反射系数)。在一个示例中，z差分＝50欧姆以及z单一＝50欧姆。在这种特定情况下，平衡—非平衡转换器320没有提供任何阻抗变换并且在通带下相当于50欧姆的传输线。此外，通过恰当地旋转这种平衡—非平衡转换器宽边耦合线的奇模阻抗来以任意阻抗级别设计该平衡—非平衡转换器。

图4示出了宽带功率放大器单元402的示例性实施例。

该功率放大器单元402包括能够接收第一平衡输入信号的第一输入端子404、能够接收第二平衡输入信号的第二输入端子406、输出端子408以及基准端子409。

功率放大器单元402的输出端子408与宽带输出匹配电路478连接，而宽带输出匹配电路478则与rf负载480连接。

在该示例中，图4还示出输入平衡—非平衡转换器450。输入平衡—非平衡转换器450具有非平衡输入端子、平衡第一输出端子以及平衡第二输出端子。第一输入平衡—非平衡转换器输入端子接收非平衡输入信号。平衡第一输出端子为功率放大器单元402的第一输入端子提供信号，以及平衡第二输出端子为功率放大器单元402的第二输入端子406提供信号。

在该示例中，输入平衡—非平衡转换器450的平衡第一输出端子与第一宽带输入匹配电路452的输入端子连接。第一宽带输入匹配电路452的输出端子与功率放大器单元402的第一输入端子404连接以提供第一平衡输入信号。输入平衡—非平衡转换器450的平衡第二输出端子与第二宽带输入匹配电路454的输入端子连接。第二宽带输入匹配电路454的输出端子与功率放大器单元402的第二输入端子406连接以提供第二平衡输入信号。

功率放大器单元402包括第一功率放大器410和第二功率放大器416。第一功率放大器410具有第一pa输入端子412和第一pa输出端子414。第一pa输入端子412与所述第一输入端子404连接。第一功率放大器410具有与基准端子409连接的第一pa基准端子。

第二功率放大器416具有第二pa输入端子418和第二pa输出端子420。第二pa输入端子418与所述第二输入端子406连接。第二功率放大器416具有与基准端子409连接的第二pa基准端子。

在该示例中，第一功率放大器410和第二功率放大器416都被实现为横向扩散金属氧化物半导体(ldmos)场效应晶体管(fet)。在其他示例中，第一功率放大器410和第二功率放大器416可以是任意类型的晶体管。

功率放大器单元402还包括平衡—非平衡转换器422，该平衡—非平衡转换器422包括第一平衡结点424、第二平衡结点426以及非平衡结点428。第一平衡结点424与第一pa输出端子414连接。第二平衡结点426与第二pa输出端子420连接。非平衡结点428与输出端子408连接。

平衡—非平衡转换器422还包括第一传输线430和第二传输线432，所述第一传输线430和所述第二传输线432彼此电容和/或电感耦合。第一传输线430具有第一端和第二端。第一传输线430的第二端与非平衡结点428连接。第二传输线432具有第一端和第二端。第二传输线的第一端与第一平衡结点424连接。在该示例中，第二传输线432的第二端通过最佳第一rf去耦合电容器456连接至基准端子409。

平衡—非平衡转换器422还包括第三传输线434和第四传输线436，所述第三传输线434和所述第四传输线436彼此电容和/或电感耦合。第三传输线434具有第一端和第二端。第三传输线434的第一端与第一传输线430的第一端连接第三传输线434的第二端与基准端子409连接。第四传输线436具有第一端和第二端。第四传输线436的第一端与第二平衡结点426连接。在该示例中，第四传输线436的第二端通过最佳第二rf去耦合电容器458连接至基准端子409。

通过这种方式，第一传输线430和第三传输线434串联连接在非平衡结点428(用于连接至rf负载)与基准端子409之间。偏置结点460被限定为第一传输线430与第三传输线434串联连接之间的结点。偏置结点与第二传输线432的第二端和第四传输线436的第二端连接。

平衡—非平衡转换器还包括连接在(i)基准端子409与(ii)偏置结点460之间的偏置电路438。在该示例中，偏置电路438包括偏置电压源462和偏置电容器464，所述偏置电压源462和所述偏置电容器464彼此并联连接在基准端子409与偏置结点460之间。

在图4的示例中，平衡—非平衡转换器422还包括连接在第一平衡结点424与第二平衡结点426之间的调谐部件440。调谐部件440(其还可以被称之为分流器部件)可以是电容器或电感器(这取决于pa器件410、416的技术以及工作的频率)。该调谐部件440被用于对功率放大器单元402进行调谐以在理想的rf频率下进行适当的操作。

如图4所示，第一功率放大器410具有相关联的第一pa输出电容(cdev)422，以及第二功率放大器416具有相关联的第二pa输出电容(cdev)444。输出电容的包容表示ldmos设备的真实/实际结构。

如下面将更加详细描述的那样，有利地，可以调谐部件440的阻抗值进行选择以在理想的频带下进行操作。也就是说，可以基于第一pa输出电容422和第二pa输出电容444的阻抗值来选择/设计调谐部件440的阻抗值。

对于宽带操作而言，可以按照两倍的pa器件410、416的基阻抗来设计平衡—非平衡转换器422，这可以通过如下公式进行限定。

假定pa器件410、416的输出电容(第一pa输出电容442和第二pa输出电容444)不存在，则公式(1)中的阻抗(r最佳)是pa器件410、416为了递送最大功率所需要的负载。

z差分＝z单一＝2r最佳(2)

在该特定情况下(公式(2)的平衡—非平衡转换器设计准则)，一些或所有的所需要的调谐电容可以由pa器件410、416的输出电容(第一pa输出电容442和第二pa输出电容444)所代替。通过这种方式，pa器件410、416的输出电容可以通过特定宽带方式进行补偿，同时维持宽带平衡—非平衡转换器操作。相对于没有利用(i)第一pa输出电容442、(ii)第二pa输出电容444以及(iii)调谐部件440的组合阻抗值的情况而言，上述方式能够使得pa器件410、416大体上呈现实阻抗，或者至少具有较小的虚分量。这还能够提供良好的q因数。

也就是说，第一功率放大器410和第二功率放大器416都具有最佳负载参数(r最佳)；以及

(a)平衡—非平衡转换器422的第一平衡结点424与第二平衡结点426之间的阻抗(z差分)等于

(b)平衡—非平衡转换器422的非平衡结点428与基准端子409之间的阻抗(z单一)，还等于

(c)第一功率放大器410和第二功率放大器416的最佳负载参数(r最佳)的两倍。

图5示出了对于图4中的功率放大器的输入反射系数(db)与频率的曲线500。示出了针对最佳负载(r最佳)pa器件的内部漏极处的反射系数。曲线500所显示的频率范围为1.6ghz至2.8ghz。对于一些应用而言，可能需要小于-20db的输入反射系数。在大约1.75ghz至大约2.75ghz之间曲线500的输入反射系数小于-20db，这可以认为表示设备在特定带宽内具有可接受性能。

根据图5明显的是，使用图4中的平衡—非平衡转换器以及使用pa器件的输出电容作为(至少部分)所述平衡—非平衡转换器的调谐电容会造成特定宽带操作。这种结构的另一重要特征在于，平衡—非平衡转换器的接地端可以被用于将dc偏置电流馈送至pa器件的漏极，从而为流入pa器件的视频电流提供低阻抗路径。

返回至图4，在该示例中的功率放大器单元402还示出了串联连接在第一pa输出端子414与第一平衡结点424之间第一结合线电感(lb)，以及串联连接在第二pa输出端子420与第二平衡结点426之间的第二结合电线感(lb)。第一结合线电感466和第二结合线电感468用于将功率放大器连接至平衡—非平衡转换器422。

如上面所讨论的，平衡—非平衡转换器422的优点在于，其起到的作用非常类似于rf通带中的传输线，并且因此容易地且便利地用于代替诸如超宽带(uwb)多尔蒂放大器的高级宽带pa体系结构中的传输线部件，从而产生紧凑且宽带的电路。图6示出了一种这样的使用这种耦合器制成的uwb多尔蒂。

图6示出了使用如图4所示的两个宽带pa单元602a、602b的超宽带多尔蒂pa600。多尔蒂放大器具有多尔蒂放大器输出端子686。

多尔蒂pa600包括主pa单元602a和峰值pa单元602b。主宽带pa单元602a包括主pa第一输入端子604a、主pa第二输入端子606a以及主pa输出端子608a。峰值宽带pa单元602b包括峰值pa第一输入端子604b、峰值pa第二输入端子606b以及峰值pa输出端子608b。

多尔蒂pa600还包括输入分路器670，该输入分路器670具有分路器输入端子、分路器主输出端子682以及分路器峰值输出端子684。输入分路器670接收输入信号。分路器主输出端子682提供主分路信号。分路器峰值输出端子684提供峰值分路信号。在该示例中，移相器(未示出)被单独地设置在主pa单元602a的前面使得主分路信号相对于峰值分路信号的相位差为900。

分路器主输出端子682与主输入平衡—非平衡转换器650a的主非平衡输入端子。主输入平衡—非平衡转换器650a的主平衡第一输出端子与主第一宽带输入匹配电路652a的输入端子连接。主第一宽带输入匹配电路652a向主pa第一输入端子604a提供主第一平衡输入信号。主输入平衡—非平衡转换器650a的主平衡第二输出端子与主第二宽带输入匹配电路654a的输入端子连接。主第一宽带输入匹配电路654a向主pa第一输入端子606a提供主第二平衡输入信号。

分路器峰值输出端子684与峰值输入平衡—非平衡转换器650b的峰值非平衡输入端子。峰值输入平衡—非平衡转换器650b的峰值平衡第一输出端子与峰值第一宽带输入匹配电路652b的输入端子连接。峰值第一宽带输入匹配电路652b的输出端子向峰值pa第一输入端子604b提供峰值第一平衡输入信号。峰值输入平衡—非平衡转换器650b的峰值平衡第二输出端子与峰值第二宽带输入匹配电路654b的输入端子连接。峰值第二宽带输入匹配电路654b的输出端子向峰值pa第二输入端子604b提供峰值第二平衡输入信号。

主pa输出端子608a与主传输线676的第一端连接。主传输线676的第二端与多尔蒂放大器输出端子686连接。主传输线676的电气长度为θ主，使得频带的中心频率处总电气长度(θ主+平衡—非平衡转换器的相位延迟)等于90^o，并且主传输线676的阻抗为2×r最佳(主)(r最佳(主)为整个主pa单元602a的最佳阻抗)。

峰值pa输出端子608b与峰值传输线672的第一端连接。峰值传输线672的第二端与补偿传输线674的第一端连接。补偿传输线674的第二端与多尔蒂放大器输出端子686连接。峰值传输线672的电气长度为θ峰值，使得峰值设备前面的总相位延迟(θ峰值+平衡—非平衡转换器的相位延迟)等于90o，并且主传输线676的阻抗为2×r最佳(峰值)(r最佳(峰值)为整个峰值pa单元602b的最佳阻抗)。补偿传输线674具有提供另一900相位偏移的电气长度，使得峰值pa单元602b的输出信号与主pa单元602a的输出信号同相。该补偿传输线674的阻抗也为2×r最佳(峰值)。

多尔蒂放大器输出端子686与宽带输出匹配电路678的输入端子连接，而宽带输出匹配电路679则与rf负载680连接。

使用图6中的多尔蒂放大器中的宽带pa单元602a和602b能够有利地提供特定宽带多尔蒂放大器。宽带单元可用于多种应用，包括宽带pab级放大器、移相放大器、适用于所有频带的宽带多尔蒂放大器以及3路和4路多尔蒂放大器。

图4和图6中的宽带pa单元能够使得平衡—非平衡转换器被设计成其结构具有如下特点：几乎没有或没有阻抗变换，并且阻抗近似等于pa器件的基阻抗的两倍。此外，pa器件的输出电容可以用于有助于平衡—非平衡转换器的调谐电容。此外，宽带pa单元的传输线类型属性可以有益地用于形成宽带多尔蒂放大器。

上面附图中的指令和/或流程图步骤可以按照任意顺序来执行，除非明确陈述了特定的顺序。此外，本领域技术人员应该认识到，尽管已经讨论了一组示例性指令/方法，但是还可以以各种方式对本说明书中的材料进行组合来产生其他示例，并且应该在该详细描述所提供的上下文内进行理解。

在一些示例性实施例中，上述这组指令/方法步骤被实现为功能和软件指令，所述功能和软件指令体现为一组可执行指令，这组可执行指令实现在计算机或机器上，所述计算机或机器使用所述可执行指令进行编程或者受所述可执行指令的控制。这样的指令被加载用于在处理器(诸如，一个或更多个cpu)上执行。术语处理器包括微处理器、微控制器、处理器模块或子系统(包括一个或更多个微处理器或微控制器)或其他控制或计算设备。处理器可以表示单个部件或多个部件。

在其他示例中，本文所示的一组指令/方法以及相关联的数据和指令被存储在相应的存储设备中，这些相应的存储设备被实现为一个或更多个非易失性机器或计算机可读或计算机可用存储介质。这样的计算机可读或计算机可用存储介质被认为是制品(或者制造的产品)的一部分。制品或制造的产品的一部分可以表示任意制造的单一部件或多个部件。本文所限定的非易失性机器或计算机可读介质不包括信号，但是这样介质能够对信号和/或其他易失性介质中的信息进行接收并处理。

本说明书中所讨论的材料的示例性实施例可以整体地或部分地通过网络、计算机或基于设备和/或服务的数据来实现。这些可以包括云计算、互联网、内联网、移动、桌面、处理器、查找表、微控制器、消费性设备、基础设施或其他支持设备和服务。如本文和权利要求中可以使用的那样，提供了如下非排他性定义。

在一个示例中，本文所讨论的一个或更多个指令或步骤被自动化。术语“自动化”或“自动地”(以及类似于如上项的变体)表示使用计算机和/或机械/电气设备对设备、系统和/或处理器进行的控制的操作，而无需人工干预、观察、努力和/或决定。

应当理解的是，所述的被耦合或连接的任意部件可以直接或间接地耦合或连接。在间接耦合的情况下，附加部件可以位于所述的被耦合或连接的两个部件之间，而同时仍然能够实现所需要的功能。

在本说明书中，已经根据所选择的一组细节多示例性实施例进行了陈述。然而，本领域的普通技术人员应当理解的是，可以实践包括所选择的不同组细节的许多其他示例性实施例。意图在于如下实施例覆盖所有可能的示例性实施例。