一种高可靠性的IGBT驱动电路的制作方法

本实用新型涉及IGBT技术领域，尤其涉及一种高可靠性的IGBT驱动电路。

背景技术：

IGBT是MOSFET与双极晶体管的复合器件。它既有MOSFET易驱动的特点，又具有功率晶体管电压、电流容量大等优点。其频率特性介于MOSFET与功率晶体管之间，可正常工作于几十kHz频率范围内，故在较高频率的大、中功率应用中占据了主导地位。

IGBT是电压控制型器件，在它的栅极-发射极间施加十几V的直流电压，只有μA级的漏电流流过，基本上不消耗功率。但IGBT的栅极-发射极间存在着较大的寄生电容(几千至上万pF)，在驱动脉冲电压的上升及下降沿需要提供数A的充放电电流，才能满足开通和关断的动态要求，这使得它的驱动电路也必须输出一定的峰值电流。

IGBT作为一种大功率的复合器件，存在着过流时可能发生锁定现象而造成损坏的问题。在过流时如采用一般的速度封锁栅极电压，过高的电流变化率会引起过电压，为此需要采用软关断技术，因而掌握好IGBT的驱动和保护特性是十分必要的。

IGBT的栅极通过一层氧化膜与发射极实现电隔离。由于此氧化膜很薄，其击穿电压一般只能达到20～30V，因此栅极击穿是IGBT失效的常见原因之一。在应用中有时虽然保证了栅极驱动电压没有超过栅极最大额定电压，但栅极连线的寄生电感和栅极－集电极间的电容耦合，也会产生使氧化层损坏的振荡电压。为此通常在栅极连线中串联小电阻可以抑制振荡电压。

如图1、2所示，现有的IGBT驱动电路中，由于IGBT的栅极－发射极和栅极－集电极间存在着分布电容Cge和Cgc，以及发射极驱动电路中存在有分布电感Le，这些分布参数的影响，使得IGBT的实际驱动波形与理想驱动波形不完全相同，并产生了不利于IGBT开通和关断的因素。如图3所示，在t0时刻，栅极驱动电压开始上升，此时影响栅极电压uge上升斜率的主要因素只有Rg和Cge，栅极电压上升较快。在t1时刻达到IGBT的栅极门槛值，集电极电流开始上升。从此时开始有2个原因导致uge波形偏离原有的轨迹。首先，发射极电路中的分布电感Le上的感应电压随着集电极电流ic的增加而加大，从而削弱了栅极驱动电压，并且降低了栅极－发射极间的uge的上升率，减缓了集电极电流的增长。

其次，另一个影响栅极驱动电路电压的因素是栅极－集电极电容Cgc的密勒效应。t2时刻，集电极电流达到最大值，进而栅极－集电极间电容Cgc开始放电，在驱动电路中增加了Cgc的容性电流，使得在驱动电路内阻抗上的压降增加，也削弱了栅极驱动电压。显然，栅极驱动电路的阻抗越低，这种效应越弱，此效应一直维持到t3时刻，uce降到零为止。它的影响同样减缓了IGBT的开通过程。在t3时刻后，ic达到稳态值，影响栅极电压uge的因素消失后，uge以较快的上升率达到最大值。

由图3波形可看出，由于Le和Cgc的存在，在IGBT的实际运行中uge的上升速率减缓了许多，这种阻碍驱动电压上升的效应，表现为对集电极电流上升及开通过程的阻碍。为了减缓此效应，应使IGBT模块的Le和Cgc及栅极驱动电路的内阻尽量小，以获得较快的开通速度。

IGBT关断时的波形如图4所示。t0时刻栅极驱动电压开始下降，在t1时刻达到刚能维持集电极正常工作电流的水平，IGBT进入线性工作区，uce开始上升，此时，栅极－集电极间电容Cgc的密勒效应支配着uce的上升，因Cgc耦合充电作用，uge在t1－t2期间基本不变，在t2时刻uge和ic开始以栅极－发射极间固有阻抗所决定的速度下降，在t3时，uge及ic均降为零，关断结束。由图4可看出，由于电容Cgc的存在，使得IGBT的关断过程也延长了许多。为了减小此影响，一方面应选择Cgc较小的IGBT器件；另一方面应减小驱动电路的内阻抗，使流入Cgc的充电电流增加，加快了uce的上升速度。

在实际应用中，IGBT的uge幅值也影响着饱和导通压降：uge增加，饱和导通电压将减小。由于饱和导通电压是IGBT发热的主要原因之一，因此必须尽量减小。通常uge为15～18V，若过高，容易造成栅极击穿。一般取15V。IGBT关断时给其栅极－发射极加一定的负偏压有利于提高IGBT的抗骚扰能力，通常取5～10V。

技术实现要素：

本实用新型是为了解决传统的IGBT驱动电路，IGBT的栅极-发射极间存在着较大的寄生电容，产生了不利于IGBT开通和关断的因素，及栅极－集电极电容Cgc的密勒效应，引起意外的电压尖峰损害的问题，提供一种能实现短路保护，关断电流小，保护器件，IGBT开通时，栅极电路的阻抗足够低，以尽量消除其负面影响的一种高可靠性的IGBT驱动电路。

本实用新型提供的一种高可靠性的IGBT驱动电路，IGBT驱动电路中包括控制电路和被驱动IGBT，控制电路包括供电电路、电压放大电路、脉冲电路，供电电路的输出端连接所述电压放大电路的输入端，电压放大电路的输出端连接脉冲电路的输入端，脉冲电路的输出端连接被驱动IGBT的输入端；

控制电路的驱动三极管基极输入端增加了电容，即驱动三极管基极并联电容，采用慢降栅压技术来控制故障电流的下降速率，从而抑制器件的dv/dt和uce的峰值，达到短路保护的目的；

被驱动IGBT栅极串联电阻，降低栅极驱动电压的上升速率，抑制电流的峰值，使栅极电路的阻抗足够低，以尽量降低意外的电压尖峰损害，消除负面影响。

进一步的，栅极串联电阻的电阻值随着IGBT电流容量的增加而减小。

进一步的，供电电路采用用作光电隔离的汽车级光电耦合器ACPL-38JT，实现控制电路与被驱动IGBT栅极的电隔离。

与现有技术相比，本实用新型的有益效果在于:

驱动三极管基极并联电容，采用慢降栅压技术来控制故障电流的下降速率，从而抑制器件的dv/dt和uce的峰值，短路保护，关断电流小，保护器件；被驱动IGBT栅极串联电阻，降低栅极驱动电压的上升速率，抑制电流的峰值，使栅极电路的阻抗足够低，以尽量降低意外的电压尖峰损害，消除负面密勒效应影响。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是现有技术中IGBT驱动电路图；

图2是图1中IGBT中含有寄生电容的等效电路图；

图3是图1中IGBT开通时的波形图；

图4是图1中IGBT关断时的波形图；

图5是本实用新型具体实施例中高可靠性的IGBT驱动电路的电路图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本实用新型的具体实施方式作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本实用新型的技术方案，而不能以此来限制本实用新型的保护范围。

如图5所示的本实用新型的一种高可靠性的IGBT驱动电路，IGBT驱动电路中包括控制电路和被驱动IGBT，控制电路包括供电电路、电压放大电路、脉冲电路，供电电路的输出端连接所述电压放大电路的输入端，电压放大电路的输出端连接脉冲电路的输入端，脉冲电路的输出端连接被驱动IGBT的输入端。

IGBT的驱动电路必须具备2个功能：一是实现控制电路与被驱动IGBT栅极的电隔离；二是提供合适的栅极驱动脉冲。实现电隔离可采用脉冲变压器、微分变压器及光电耦合器。采用光耦合器等分立元器件构成的IGBT驱动电路。当输入控制信号时，光耦10脚导通，晶体管V12截止，V11导通输出+15V驱动电压。当输入控制信号光耦10脚为零时，V11截止，V12导通，输出－10V电压。+15V和－10V电源需靠近驱动电路，驱动电路直接安装在IGBT上。

控制电路的驱动三极管基极输入端增加了电容C92，即驱动三极管基极并联电容，采用慢降栅压技术来控制故障电流的下降速率，从而抑制器件的dv/dt和uce的峰值，达到短路保护的目的：IGBT能承受很短时间的短路电流，能承受短路电流的时间与该IGBT的导通饱和压降有关，随着饱和导通压降的增加而延长。如饱和压降小于2V的IGBT允许承受的短路时间小于5μs，而饱和压降3V的IGBT允许承受的短路时间可达15μs，4～5V时可达30μs以上。存在以上关系是由于随着饱和导通压降的降低，IGBT的阻抗也降低，短路电流同时增大，短路时的功耗随着电流的平方加大，造成承受短路的时间迅速减小。通常采取的保护措施有软关断和降栅压两种。软关断指在过流和短路时，直接关断IGBT。但是，软关断抗骚扰能力差，一旦检测到过流信号就关断，很容易发生误动作。为增加保护电路的抗骚扰能力，可在故障信号与启动保护电路之间加一延时，不过故障电流会在这个延时内急剧上升，大大增加了功率损耗，同时还会导致器件的di/dt增大。所以往往是保护电路启动了，器件仍然坏了。降栅压旨在检测到器件过流时，马上降低栅压，但器件仍维持导通。降栅压后设有固定延时，故障电流在这一延时期内被限制在一较小值，则降低了故障时器件的功耗，延长了器件抗短路的时间，而且能够降低器件关断时的di/dt，对器件保护十分有利。若延时后故障信号依然存在，则关断器件，若故障信号消失，驱动电路可自动恢复正常的工作状态，因而大大增强了抗骚扰能力。

当发生故障时ACPL-38JT的10脚立即关断，电容C92电压通过R69和R134缓慢放电，不会立即下跌。当电压下跌出Q11三极管的饱和区至Q11三极管的放大区，Q11的发射极电流缓降，IGBT的故障电流在这一延时期内被限制在一较小值，实现了降栅压保护关断。

另外在三极管基极输入端增加电容还能防止干扰引起的误动作，及限制软件错误引起的超高开关频率等等优点。

被驱动IGBT栅极串联电阻R78，降低栅极驱动电压的上升速率，抑制电流的峰值，使栅极电路的阻抗足够低，以尽量降低意外的电压尖峰损害，消除负面影响：关断IGBT时，它的集电极电流的下降率较高，尤其是在短路故障的情况下，如不采取软关断措施，它的临界电流下降率将达到数kA/μs。极高的电流下降率将会在主电路的分布电感上感应出较高的过电压，导致IGBT关断时将会使其电流电压的运行轨迹超出它的安全工作区而损坏。所以从关断的角度考虑，希望主电路的电感和电流下降率越小越好。但对于IGBT的开通来说，集电极电路的电感有利于抑制续流二极管的反向恢复电流和电容器充放电造成的峰值电流，能减小开通损耗，承受较高的开通电流上升率。一般情况下IGBT开关电路的集电极不需要串联电感，其开通损耗可以通过改善栅极驱动条件来加以控制。

栅极驱动电压的上升、下降速率对IGBT开通关断过程有着较大的影响。IGBT的MOS沟道受栅极电压的直接控制，而MOSFET部分的漏极电流控制着双极部分的栅极电流，使得IGBT的开通特性主要决定于它的MOSFET部分，所以IGBT的开通受栅极驱动波形的影响较大。IGBT的关断特性主要取决于内部少子的复合速率，少子的复合受MOSFET的关断影响，所以栅极驱动对IGBT的关断也有影响。

在高频应用时，驱动电压的上升、下降速率应快一些，以提高IGBT开关速率降低损耗。

在正常状态下IGBT开通越快，损耗越小。但在开通过程中如有续流二极管的反向恢复电流和吸收电容的放电电流，则开通越快，IGBT承受的峰值电流越大，越容易导致IGBT损害。此时应降低栅极驱动电压的上升速率，即增加栅极串联电阻的阻值，抑制该电流的峰值。其代价是较大的开通损耗。利用此技术，开通过程的电流峰值可以控制在任意值。

由以上分析可知，栅极串联电阻和驱动电路内阻抗对IGBT的开通过程影响较大，而对关断过程影响小一些，串联电阻小有利于加快关断速率，减小关断损耗，但过小会造成di/dt过大，产生较大的集电极电压尖峰。因此对串联电阻要根据具体设计要求进行全面综合的考虑。

栅极电阻对驱动脉冲的波形也有影响。电阻值过小时会造成脉冲振荡，过大时脉冲波形的前后沿会发生延迟和变缓。IGBT的栅极输入电容Cge随着其额定电流容量的增加而增大。为了保持相同的驱动脉冲前后沿速率，对于电流容量大的IGBT器件，应提供较大的前后沿充电电流。为此，栅极串联电阻的电阻值应随着IGBT电流容量的增加而减小。

供电电路采用Avago公司用作光电隔离的汽车级光电耦合器ACPL-38JT，实现控制电路与被驱动IGBT栅极的电隔离：Avago公司的ACPL-38JT是汽车IGBT用栅极驱动光耦器，输出电流2.5A，集成了去饱和(VCE)检测和故障状态反馈，满足汽车电子AEC-Q100Grade 1标准要求，可驱动IC＝150A，VCE＝1200V的IGBT，最大开关速度500ns，VCM＝1，500V时15kV/μs共模抑制(CMR)能力，IGBT“软关断”，5-30工作电压，工作温度-40℃到+125℃。ACPL-38JT光电耦合器的带滞后欠压锁定(UVLO)保护功能可通过强制降低输出来保护IGBT免受门电压不足的干扰。集成的IGBT门极驱动器专为增加电机驱动的性能和可靠性并且不影响离散设计的成本、尺寸和复杂性而设计。该设备配有小尺寸16引脚(SO-16)表面贴装，符合UL 1577，IEC/EN/DIN EN 60747-5-2和CSA工业安全标准。ACPL-38JT主要用于绝缘IGBT/MOSFET逆变器栅极驱动，汽车用DC/DC，AC/DC转换器，AC和无刷DC马达驱动以及UPS。

以上所述仅为本实用新型的较佳实施例而已，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。