一种采用多路反馈跨导增强和共模反馈有源负载的低功耗宽带射频混频器的制作方法

本发明涉及一种采用多路反馈跨导增强和共模反馈有源负载的低功耗宽带射频混频器，具有宽带、低噪声系数和低功耗的特点，属于射频集成电路技术领域。

背景技术：

随着个人通信技术和市场的迅速发展，通信容量、速率和低功耗要求不断提高。各种各样的通信协议和标准不断涌现，通信设备需要兼容多个通信标准，可以同时工作在不同频带，且不导致性能下降。在射频接收机中，主要模块电路为射频接收前端和基带处理电路。射频接收前端对整个接收机的性能起决定性作用。混频器作为射频接收机的关键模块，一般与低噪声放大器相连接，用来将低噪声放大器处理后的射频信号与本振信号混频，使射频信号的频谱搬移至中频。混频器的主要技术指标为：转换增益、噪声系数、线性度、功耗和芯片面积等。因为需要兼容多通信标准、适应高速通信的要求，对混频器的工作带宽和工作频率也有严格的要求。随着集成电路的持续发展，市场竞争加剧，成本问题也成为需要特别考虑的方面。

传统射频混频器分为无源和有源两种结构。无源混频器具有低功耗和高线性度的优点。但对本振信号的幅度有着较高的要求，且需要一个设计良好的缓冲器作为负载来提供电压增益，其次信号馈通干扰也是无源混频器的一大缺点。有源混频器主要由吉尔伯特单元构成，由跨导级、开关级和负载级构成。跨导级将输入电压信号转换为电流信号。开关级由本振信号控制，对射频电流信号通路进行连续的开断，从而实现频谱搬移。负载级将已经转换至中频的电流信号转换为电压信号，并为混频器整体提供增益。有源混频器的主要优点是可以提供正的转换增益，从而优化噪声性能。缺点是线性度不如无源混频器。为了改善有源混频器的性能，通常采用跨导增强技术来提高增益；采用有源负载来增大输出信号裕度。同时使用共栅结构来拓展工作频带带宽。

跨导增强的一种方式是交叉电容耦合技术，图1参考文献【1】(Z.Lei,K.Minsu,and Y.Youngoo."A common-gate down-conversion mixer with capacitive cross-coulping technique for UHF RFID applications,"in International Conference on Microwave Technology&Computational Electromagnetics,2011.ICMTCE 2011.IEEE,2011,pp.277-280.)其结构由带交叉电容耦合跨导增强的共栅跨导级、开关级和电阻负载构成。带交叉电容耦合跨导增强的共栅跨导级由NMOS放大管M1、M2构成，放大结构为共栅结构；交叉耦合的电容C1和C2将差分输入信号交流耦合至M1、M2的栅端，使得其栅源端之间的交流信号压降增大一倍，可等效的看为引入了一路正反馈，使跨导增加了一倍。从而实现跨导增强，来提高混频器的转换增益。

跨导增强的另一种方式是有源跨导增强技术，图2参考文献【2】(W.Sanghuyun,K.Woonyun and L.Chang-Ho."A 3.6mW differential common-gate CMOS LNA with positive-negative feedback,"in International Solid-State Circuits Conference,2009.ISSCC 2009.IEEE,2009,pp.218-219.)其结构由NMOS放大管M_N1、M_N2，PMOS放大管M_P1、M_P2和电容C_C1、C_C2构成，M_P1、M_P2将由M_N1、M_N2共栅放大后的信号反向共源放大并通过C_C1、C_C2交流耦合至M_N1、M_N2的栅端，从而实现有源跨导增强，且因为跨导增强倍数由共源反向放大倍数决定，实现了更大的跨导增强。其缺点是，由于M_P1、M_P2的引入，可能贡献更多的噪声。

共模反馈有源负载是一种使用MOS放大管来构成负载的典型技术。图3参考文献【3】(T.Mi,W.Zhigong and X.Jian."Design of a novel CMOS Gilbert mixer with high performance."Analog Integrated Circuits and Signal Processing,Vol.82,No.1,pp.683-689.)其结构由跨导级、开关级和共模反馈负载级构成。共模反馈负载级由PMOS放大管M9、M10；电阻R1、R2、R3、R4和电容C1构成。节点A可等效为交流虚地，直流部分只消耗了一个M9或M10的漏源电压，从而极大的增大了信号的输出裕度。明显的缺点是引入了较多的噪声，这点可以通过选择共模反馈MOS放大管的工作参数进行改进。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种采用多路反馈跨导增强和共模反馈有源负载的低功耗宽带射频混频器，解决现有混频器工作频带较窄，噪声系数较高的问题，并进一步提高线性度和功耗性能。本发明在混频器跨导级使用了共栅结构和基于多路反馈的有源跨导增强技术，实现了较高的等效跨导，提高了混频器的转换增益，拓展了混频器工作频带带宽。在负载级使用了共模反馈有源负载，增大了输出信号的裕度，提高了混频器的线性度，降低了功耗。本发明结构简单，易实现，工作稳定，占用芯片面积较小。该射频混频器可以用于Wi-Fi、蓝牙、4G移动通信、RFID和多模多带通信等系统中。

为此，本发明的目的是通过以下技术方案实现的：一种采用多路反馈跨导增强和共模反馈有源负载的低功耗宽带射频混频器，包括采用电阻电容构成的信号输入级(1)、多路反馈双重跨导增强结构构成的跨导级(2)、对称开关管构成的开关级(3)和共模反馈有源负载构成的负载级(4)，实现了高带宽、低功耗、低噪声的射频混频器，其中，

1.采用电阻电容构成的信号输入级(1)通过电容C1和C2连接至差分输入信号源。将差分输入信号交流耦合接入主跨导管NM1和NM2的源端。电阻R2连接NM1的源端和电源地，电阻R3连接NM2的源端和电源地，用来为主跨导管提供直流偏置，代替了尾电流源，提高了电路的线性度性能。

2.多路反馈双重跨导增强结构构成的跨导级(2)分别用NMOS放大管NM3、NM4的源端连接输入差分信号，电容C1、C4分别连接NM3和NM4的栅端和与其源端极性相反的差分输入信号，形成交叉电容耦合跨导增强。电阻R9和R10分别连接NM3、NM4的漏端与电源VDD，对已经进行了一次跨导增强的信号进行共源放大，形成有源跨导增强。交叉电容耦合跨导增强和有源跨导增强的双重跨导增强结构构成了第一路正反馈。电容C6、C7分别连接主跨导管NM1、NM2的栅端与NM3、NM4的漏端，将产生的正反馈信号交流耦合输入NM1、NM2的栅端，以此来增大主跨导管栅源端之间的交流电压差，在主跨导管实现跨导增强。第二路正反馈由PMOS放大管PM3和PM4构成。PM3和PM4的漏端分别接差分输入信号，PM3和PM4的栅端分别通过电容C5、C8连接至NM3、NM4的漏端，PM3和PM4的源端接电源VDD。分别使用大电阻R6、R7连接NM1和NM2的栅端至偏置VBNMOS1，NM3、NM4的栅端分别使用大电阻R1、R4连接至偏置VBNMOS2，PM3、PM4的栅端分别使用大电阻R5、R8连接至偏置VPMOS。两路反馈的作用为：第一路反馈提高了跨导级的等效跨导，并通过双重跨导增强技术，使输入信号与噪声信号相位相反，从而实现噪声抵消。第二路正反馈实现了等效跨导和输入匹配的折衷，拓展了混频器的工作频带带宽。

3.对称开关管构成的开关级(3)由两对对称的NMOS开关管组成双平衡结构。NM5、NM6的源端接NM1的漏端，NM7、NM8的源端接NM2的漏端，将通过跨导级转换得到的电流信号输入至开关级。NM5、NM8的栅端接正向本振信号LO+，NM6、NM7的栅端接负向本振信号LO-。NM5、NM6、NM7和NM8的通断通过本振信号控制，从而实现了射频信号的频谱搬移，并提高了本振信号和中频信号馈通干扰的抑制能力。NM5、NM6、NM7和NM8的栅端分别使用大电阻R11、R12和R13连接至偏置VBLO。

4.共模反馈有源负载构成的负载级(4)用PMOS放大管PM1的漏端连接NM5和NM7的漏端，用PMOS放大管PM2的漏端连接NM6和NM8的漏端，从而将频率转换后的中频电流信号输入负载级。PM1和PM2的栅端相连构成公共节点A，电阻R14连接PM1的漏端和节点A，电阻R15连接PM2的漏端和节点A。节点A可等效为交流信号虚拟地，R14和R15可等效为交流负载。PM1和PM2的源端连接电源VDD，分别在PM1和PM2的源漏端之间形成直流通路，交流通路和直流通路的分离，增大了输出信号裕度，优化了混频器的线性度性能。电容C9、C10分别跨接在PM1、PM2的漏端和电源VDD之间，其作用是滤除输出中频信号的高频干扰成分。

本发明与现有技术相比的优点主要体现在如下方面：

1.本发明降低了混频器的功耗，由于在跨导级使用了多路反馈双重跨导增强技术，实现了在一定功耗下更大的等效跨导，优化了混频器的功耗性能。

2.本发明提高了混频器的线性度性能，通过在负载级使用共模反馈有源负载，引入交流虚拟地节点，将直流和交流通路分离，在相同的直流工作点下实现了更高的交流负载，从而在提高增益的同时增大了输出信号裕度，优化了混频器的线性度。

3.本发明对工作频带和噪声性能进行了改进。使用共栅的跨导级结构，且使用多路反馈来实现增益和输入匹配的折衷，从而极大的拓展了混频器的工作频带带宽。多路反馈使输入信号和噪声相位相反，实现了噪声抵消，优化了混频器的噪声因子。

4.本发明没有使用片上电感，极大的节省了芯片的面积，降低了芯片的生产制造成本。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域的普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他附图。

图1是现有技术中采用的交叉电容耦合跨导增强的有源混频器；

图2是现有技术中采用的使用有源跨导增强的低噪声放大器；

图3是现有技术中采用的使用共模反馈有源负载作为负载级的有源混频器；

图4是本发明提供的采用多路反馈跨导级和共模反馈有源负载的低功耗宽带射频混频器示意图。

具体实施方式

下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。

本发明提供了一种采用多路反馈跨导级和共模有源反馈有源负载的低功耗宽带射频混频器，以解决现有混频器工作频带较窄，噪声系数较高的问题，并进一步提高线性度和功耗性能。本设计的跨导级引入两路反馈通路。第一路反馈提高了跨导级的等效跨导，并通过双重跨导增强技术，使输入信号与噪声信号相位相反，从而实现噪声抵消。第二路正反馈实现了等效跨导和输入匹配的折衷，拓展了混频器的工作频带带宽。并在负载级使用共模反馈有源负载，进一步增大了混频器的输出信号裕度，中频信号经过去耦电容，滤除高频干扰成分，使中频输出信号的频谱表现更加优异。并通过调节各放大管的工作状态，使用先进制造工艺，可得到最好性能。

进一步地阐述发明具体实施方法，如图4所示：电阻电容构成的信号输入级(1)通过电容C2和C3连接至差分输入信号源。将差分输入信号交流耦合接入主跨导管NM1和NM2的源端。电阻R2连接NM1的源端和电源地，电阻R3连接NM2的源端和电源地。多路反馈双重跨导增强结构构成的跨导级(2)分别用NMOS放大管NM3、NM4的源端连接输入差分信号，电容C1、C4分别连接NM3和NM4的栅端和与其源端极性相反的差分输入信号。电阻R9和R10分别连接NM3、NM4的漏端与电源VDD，电容C6、C7分别连接NM1、NM2的栅端与NM3、NM4的漏端。PMOS放大管PM3和PM4的漏端分别接差分输入信号，PM3和PM4的栅端分别通过电容C5、C8连接至NM3、NM4的漏端，PM3和PM4的源端接电源VDD。分别使用大电阻R6、R7连接NM1、NM2的栅端至偏置VBNMOS1，NM3、NM4的栅端分别使用大电阻R1、R4连接至偏置VBNMOS2，PM3、PM4的栅端分别使用大电阻R5、R8连接至偏置VPMOS。对称开关管构成的开关级(3)为两对对称的NMOS开关管构成。NM5、NM6的源端接NM1的漏端，NM7、NM8的源端接NM2的漏端。NM5、NM6、NM7和NM8的栅端分别使用大电阻R11、R12和R13连接至偏置VBLO。共模反馈有源负载构成的负载级(4)用PMOS放大管PM1的漏端连接NM5和NM7的漏端，用PMOS放大管PM2的漏端连接NM6和NM8的漏端，PM1和PM2的栅端相连构成公共节点A，电阻R14连接PM1的漏端和节点A，电阻R15连接PM2的漏端和节点A，PM1和PM2的源端连接电源VDD，电容C9、C10分别跨接在PM1、PM2的漏端和电源VDD之间。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明披露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。