本发明涉及一种基带放大器电路，且确切地说，涉及一种低噪音基带放大器电路。
背景技术：
常规无线射频(rf)接收器前端拓扑包括被布置成放大由天线接收到的信号的低噪声放大器(lna)、被布置成将经放大信号降频转换成基带频率的有源混合器(例如，吉尔伯特型混合器)。接着执行基带滤波和可变增益放大。此常规rf接收器拓扑实现良好的噪声性能，但可能最终遭受不良压缩点，这取决于输入信号电平功率。
例如用于汽车高级驾驶者辅助系统内的雷达接收器需要良好噪声和良好压缩点性能两者，且难以实现使用常规接收器拓扑的可接受折衷。为了针对噪声和压缩点两者实现良好性能，雷达接收器常常使用不同拓扑接收器前端拓扑，其中由天线接收到的未经放大信号被直接提供到有源混合器。通过去除lna，可实现噪声与压缩点之间的更好折衷。然而，可实现的接收器噪声性能受到限制，这主要是由于有源混合器的噪声贡献，其原因是混合器噪声并不被其之前的任何增益级掩蔽。
技术实现要素：
根据本发明的第一方面，提供一种基带放大器电路，所述基带放大器电路包括：
至少一个单端到差分转换器，所述至少一个单端到差分转换器被布置成在其输入处接收待放大的单端输入信号，并将所述单端输入信号转换成待放大的差分信号；以及
至少一个放大器模块，所述至少一个放大器模块被布置成在其差分输入处接收待放大的所述差分信号并基于所述接收到的差分输入信号而输出经放大差分信号；
其中所述至少一个放大器模块包括至少一个升压跟随放大器组件，所述放大器组件包括：
第一跨导装置，所述第一跨导装置被布置成响应于其输入端处的电压而控制所述升压跟随放大器组件的第一供应节点与第一输出节点之间的第一电流，所述输入端耦合到所述升压跟随放大器组件的第一输入节点；
第二跨导装置，所述第二跨导装置被布置成响应于其输入端处的电压而控制所述升压跟随放大器组件的所述第一输出节点与第二供应节点之间的第二电流，所述输入端耦合到所述升压跟随放大器组件的第二输入节点；
第三跨导装置，所述第三跨导装置被布置成响应于其输入端处的电压而控制所述升压跟随放大器组件的所述第一供应节点与第二输出节点之间的第三电流，所述输入端耦合到所述升压跟随放大器组件的第三输入节点；以及
第四跨导装置，所述第四跨导装置被布置成响应于其输入端处的电压而控制所述升压跟随放大器组件的所述第二输出节点与所述第二供应节点之间的第四电流，所述输入端耦合到所述升压跟随放大器组件的第四输入节点。
在一个或多个实施例中，所述至少一个放大器模块的所述升压跟随放大器组件进一步包括耦合到所述第二供应节点的电流源。
在一个或多个实施例中，所述至少一个放大器模块的所述升压跟随放大器组件包括：
第一dc去耦组件，所述第一dc去耦组件耦合于所述第一输入节点与所述第一跨导装置之间；
第二dc去耦组件，所述第二dc去耦组件耦合于所述第二输入节点与所述第二跨导装置之间；
第三dc去耦组件，所述第三dc去耦组件耦合于所述第三输入节点与所述第三跨导装置之间；以及
第四dc去耦组件，所述第四dc去耦组件耦合于所述第四输入节点与另外的跨导装置之间。
在一个或多个实施例中，每一dc去耦组件包括rc滤波器，所述rc滤波器包括：
电容，所述电容耦合于所述至少一个升压跟随放大器组件的所述相应输入节点与所述相应跨导装置的所述输入端之间；以及
电阻，所述电阻耦合于所述相应跨导装置的所述输入端与偏置电压节点之间。
在一个或多个实施例中，所述升压跟随放大器组件的所述第一输入节点和所述第三输入节点被布置成接收待放大的所述差分信号的第一分量，且所述升压跟随放大器组件的所述第二输入节点和另外的输入节点被布置成接收待放大的所述差分信号的第二分量。
在一个或多个实施例中，所述至少一个放大器模块中的每一个放大二器模块包括：
dc适配器组件，所述dc适配器组件被布置成在其差分输入处接收待放大的所述差分信号并输出一对共模差分信号；以及
所述升压跟随放大器组件，所述升压跟随放大器组件被布置成在其差分输入处接收由所述dc适配器组件输出的所述对共模差分信号，并基于所述接收到的共模差分信号而输出经放大差分信号。
在一个或多个实施例中，每一dc适配器组件包括一对单端到差分转换器，所述转换器各自被布置成接收所述接收到的差分信号的信号分量并输出所述对共模差分信号中的一个。
在一个或多个实施例中，所述至少一个单端到差分转换器包括有源单端到差分转换器，所述有源单端到差分转换器包括：
至少一个另外的跨导装置，所述至少一个另外的跨导装置被布置成响应于其输入端处的电压而控制第三供应节点与第四供应节点之间的电流，所述输入端耦合到所述至少一个单端到差分转换器的输入节点；
第一电阻组件，所述第一电阻组件耦合于所述至少一个另外的跨导装置与所述第三供应节点之间；以及
第二电阻组件，所述第二电阻组件耦合于所述至少一个另外的跨导装置与所述第四供应节点之间。
在一个或多个实施例中，所述第一电阻组件和所述第二电阻组件中的至少一个包括与至少一个电阻元件串联耦合的基极集电极短路双极结晶体管装置。
在一个或多个实施例中，所述至少一个单端到差分转换器进一步包括至少一个直流dc去耦组件，所述至少一个直流dc去耦组件耦合于所述单端到差分转换器的所述输入节点与所述至少一个另外的跨导装置之间。
在一个或多个实施例中，所述至少一个单端到差分转换器的所述dc去耦组件包括rc滤波器，所述rc滤波器包括：
电容，所述电容耦合于所述至少一个单端到差分转换器的所述输入节点与所述至少一个另外的跨导装置的所述输入端之间；以及
电阻，所述电阻耦合于所述至少一个另外的跨导装置与偏置电压节点之间。
在一个或多个实施例中，每一跨导装置包括双极结晶体管装置和金属氧化物半导体场效应晶体管装置中的一个。
根据本发明的第二方面，提供一种射频rf前端模块，包括根据在前的任一项权利要求所述的至少一个基带放大器电路。
在一个或多个实施例中，所述前端模块包括：
低噪声放大器组件，所述低噪声放大器组件被布置成接收rf信号并输出经放大rf信号；
单端无源混合器组件，所述单端无源混合器组件被布置成混合所述经放大rf信号与转换信号，以将所述经放大rf信号降频转换成基带频率信号；以及
基带组件，所述基带组件被布置成对所述基带频率信号执行基带滤波和可变增益放大，所述基带组件包括被布置成放大所述基带频率信号的至少一个基带放大器电路。
本发明的这些方面和其它方面将从下文描述的实施例中显而易见，并且将参考所述实施例来阐明所述方面。
附图说明
将参考图式仅借助于例子描述本发明的另外细节、方面和实施例。在图式中，相同附图标号用于标识相同或功能上类似的元件。为简单和清晰起见，示出图中的元件，并且这些元件未必按比例绘制。
图1示意性地示出射频接收器前端模块的示例实施例的简化框图。
图2示意性地示出具有嵌入式单端到差分转换的基带放大器电路的例子的简化框图。
图3示意性地示出升压跟随放大器组件的例子的简化电路图。
图4示意性地示出有源单端到差分转换器的例子的简化电路图。
图5示意性地示出多级基带放大器电路的替代性例子的简化框图。
图6示意性地示出升压跟随放大器组件的替代性例子的简化电路图。
具体实施方式
在本文中参考随附图式描述本发明，在随附图式中存在射频(rf)接收器前端模块和低噪音基带放大器的所示出示例实施例。然而，应了解，本发明不限于在本文中所描述且如随附图式中所示出的具体实施例，且可在不影响本发明概念的情况下进行各种修改。此外，由于本发明的所示出实施例可以在很大程度上使用本领域的技术人员所熟知的电子组件和电路来予以实施，因此为了理解并了解本发明的基础概念并且避免混淆或无法专心于本发明的教示，下文将不再以比认为是说明所必要的程度更大的程度解释细节。此外，为了简单和易于理解起见，已根据被视为对于理解基础概念必需的那些组件而示出并描述实施例。相应地，且如本领域的技术人员将显而易见，已从图式和描述省略其它组件，以免混淆或无法专心于本发明的教示。
首先参考图1，示意性地示出rf接收器前端模块100的示例实施例的简化框图，rf接收器前端模块100在所示出例子中实施于集成电路装置105内。rf接收器前端模块100的输入被布置成耦合到天线110。rf接收器前端模块100包括低噪声放大器(lna)组件120，从天线110接收到的rf信号112被提供到lna组件120。虽然图1中未示出，但是带通滤波可在被提供到lna组件120之前应用于接收到的rf信号112。lna组件120放大接收到的rf信号112，并将经放大rf信号125输出到单端无源混合器组件130，单端无源混合器组件130混合经放大rf信号125与转换信号以将经放大rf信号125降频转换成基带频率信号135，所述转换信号在示出的例子中包括本地振荡器信号115。接着将基带频率信号135提供到基带组件140，接着在基带组件140中执行基带滤波和可变增益放大。在示出的例子中，由一系列高通滤波器组件160和可变增益放大器170执行此类基带滤波和可变增益放大。基带组件140接着输出基带信号145，基带信号145可被提供到模数转换器(adc)180以用于另外(数字)处理。
有利的是，通过使用单端无源混合器130来将接收到的rf信号降频转换成基带频率，相比于使用有源混合器的常规接收器前端拓扑，显著减小了由混合器组件引入到基带信号中的噪声量。由于lna和无源混合器布置的相对低增益，示出的例子的基带组件140另外包括基带(超)低噪音放大器150，基带(超)低噪音放大器150被布置成接收由无源混合器组件130输出的单端基带频率信号135并输出接着被执行基带滤波和可变增益放大的经放大基带频率信号155，基带频率信号155在示出的例子中包括差分基带频率信号155。通过提供基带低噪音放大器150以放大基带频率信号，可实现接收到的信号的可接受增益。为了实现由基带组件140输出的基带信号145的良好噪声性能，基带放大器150的性能极为重要。
现参考图2，示意性地示出例如可用以实施图1中所示出的基带放大器150的基带放大器电路150的例子的简化框图。图2的基带放大器电路150包括单端到差分转换器200，单端到差分转换器200被布置成在其输入处接收待放大的单端输入信号，例如由图1的rf接收器前端模块100的无源混合器组件130输出的单端基带频率信号135，并将单端输入信号135转换成差分信号205。图2的基带放大器电路150另外包括一系列n个(即，一个或多个)放大器模块，当n＞1时所述放大器模块相继耦合(如图2中所示出的输出到输入)。在图2中示出的例子中，每一放大器模块包括升压跟随放大器210，升压跟随放大器210被布置成在其差分输入处接收待放大的差分信号205、215并基于接收到的差分输入信号205、215而输出经放大差分信号215、155。举例来说，且如图2中所示出，第一升压跟随放大器组件210被布置成接收由单端到差分转换器200输出的差分信号205，而所述系列内的每一后续升压跟随放大器组件210被布置成接收由所述系列内的在前升压跟随放大器组件210输出的差分信号215。由最末升压跟随放大器组件210输出的经放大差分信号155可形成经放大基带频率信号155的基础(或构成所述基带频率信号)，随后在图1的rf接收器前端模块100的基带组件140内对经放大基带频率信号155执行基带滤波和可变增益放大。
图3示意性地示出例如可用以实施图2中所示出的升压跟随放大器组件210的升压跟随放大器组件210的例子的简化电路图。图3中所示出的升压跟随放大器组件210包括四个跨导装置310到340，跨导装置310到340在示出的例子中借助于双极结晶体管得以实施。然而，预期可使用其它装置(例如金属氧化物半导体场效应晶体管或类似者)来实施跨导装置310到340。第一跨导装置310被布置成响应于其输入端312处的电压而控制升压跟随放大器组件210的第一供应节点300与第一输出节点350之间的第一电流315。第一跨导装置310的输入端312耦合到升压跟随放大器组件210的第一输入节点360。第二跨导装置320被布置成响应于其输入端322处的电压而控制升压跟随放大器组件210的第一输出节点350与第二供应节点305之间的第二电流325。第二跨导装置320的输入端322耦合到升压跟随放大器组件210的第二输入节点362。第三跨导装置330被布置成响应于其输入端332处的电压而控制升压跟随放大器组件210的第一供应节点300与第二输出节点355之间的第三电流335。第三跨导装置330的输入端332耦合到升压跟随放大器组件210的第三输入节点364。第四跨导装置340被布置成响应于其输入端342处的电压而控制升压跟随放大器组件210的第二输出节点355与第二供应节点305之间的第四电流345。第四跨导装置340的输入端342耦合到升压跟随放大器组件210的第四输入节点366。在图3中示出的例子中，升压跟随放大器组件210的第一输入节点360和第三输入节点364被布置成接收所接收到的差分输入信号205、215的第一(正)分量vin_p，且升压跟随放大器组件210的第二输入节点362和另外的输入节点366被布置成接收所接收到的差分输入信号205、215的第二(负)分量vin_n。因此，以此方式，图2中所示出的升压跟随放大器组件210包括交叉耦合式跨导装置310到340的堆叠对。
对于差分操作，在差分输入信号的正循环期间，第三跨导装置330可充当将其输入端332处的电压复制到第二输出节点355的经典跟随器(增益g＝1)。在相同循环期间，堆叠的第一跨导装置310与第二跨导装置320操作为gm2×zload缓冲器，其中zload表示第二跨导装置320的负载的阻抗。zload可限定为1/gm1，其中gm1是第一跨导装置310的跨导(gm2是第二跨导装置320的跨导，gm3是第三跨导装置330的跨导，且gm4是第四跨导装置340的跨导)。术语‘跨导’可一般用于指派相应跨导装置的输出处的电流变化δiout与相应跨导装置的输入端口处的电压变化δvin的比。因此，跨导可写成gm＝δiout/δvin。
当第一跨导装置310和第二跨导装置320呈现高增益g(β)时，集电极和发射极电流可大体上等效(ic≈ie或仅i1＝i2)。一般来说，术语‘β’可用于指派共发射极电流增益，其可以约为dc集电极电流与双极晶体管的前有源区中的dc基极电流的比。
堆叠的第一跨导装置310与第二跨导装置320的增益可限定为gm2×1/gm1。第一跨导装置310和第二跨导装置320两者可呈现相同跨导，使得gm1＝gm2＝gm。因此，如同经典的跟随器，堆叠的第一跨导装置310与第二跨导装置320的增益g可仅等于1，但其具有相反极性(vout_p＝-vin_n)。堆叠的第三跨导装置330与第四跨导装置340的增益可限定为gm4×1/gm3。第三跨导装置330和第四跨导装置340两者可呈现相同跨导，使得gm3＝gm4＝gm。因此，如同经典的跟随器，堆叠的第三跨导装置330与第四跨导装置340的增益g可仅等于1，但其具有相反极性(vout_n＝-vin_p)。
相应地，在差分输入信号vdiff(in)的正循环期间，差模输出电压vdiff(out)可如下表达：
vdiff(out)_p＝vout_p-vout_n＝vin_p-(vin_n)～2*vin_p方程式1
类似地，在差分输入信号的负循环期间，差模输出电压vdiff(out)可如下表达：
vdiff(out)n＝vout_n-vout_p＝vin_n-(vin_p)～2*vin_n方程式2
因此，差模输出电压vdiff(out)可大体上如下表达：
vdiff(out)＝2*vin_p-2*vin_n＝2*vdiff(in)方程式3
因此，如以上方程式3中所示出，可实现2×增益(对应于6db)。有利的是，在此升压跟随放大器布置包括具有如上文所描述的倒置式输入相位的跨导装置310到340的堆叠式差分配置的情况下，每一输出节点350、355处的增益由相应跨导装置的跨导(gm×1/gm)限定。因此，图3中所示出的升压跟随放大器组件210的增益独立于经过低到中频率(例如，高达10ghz)的跨导装置的偏置电流315到345的量值。以此方式，可实现2×增益而不增大放大器电路的电流消耗，且同时实现放大器的良好噪声性能和宽带特性。在较高频率(例如，高于10ghz)下，由于在传送频率ft下操作可能存在对于偏置电流的一些增益相依性，其中输入晶体管对可仅提供低β--术语‘β’指派共发射极电流增益，其可以约为dc集电极电流与双极晶体管的前有源区中的dc基极电流的比。在此操作区中，可增大偏置电流以用于维持或实现约6db的增益g。
在图3中示出的例子中，升压跟随放大器组件210另外包括电流源370，电流源370耦合到第二供应节点305且被布置成吸收组合的第二电流325与第四电流345。对于低电压操作，电流源370可通过简单的电阻来实施，或甚至在极低电压操作中可被省略。在替代性实施例中，预期电流源可替代地耦合到第一供应节点300且被布置成供应组合的第一电流315与第三电流335。
图3中所示出的升压跟随放大器组件210另外包括耦合于输入节点360、362、364、366与跨导装置310到340之间的dc(直流)去耦组件。在示出的例子中，每一dc去耦组件包括rc滤波器，所述rc滤波器包括电容380和电阻385，电容380耦合于升压跟随放大器组件210的相应输入节点360、365与相应跨导装置310到340的输入端312、322、332、342之间，电阻385耦合于相应跨导装置310到340的输入端312、322、332、342与偏置电压节点387、389之间。在一些示例实施例中，dc去耦组件的耦合到第一跨导装置310的输入端312和第三跨导装置330的输入端332的电阻385可耦合到第一(例如，较高)偏置电压节点387，且dc去耦组件的耦合到第二跨导装置320的输入端322和第四跨导装置340的输入端342的电阻385可耦合到第二(例如，较低)偏置电压节点389。
现参考图4，示意性地示出例如可用以实施图2中所示出的单端到差分转换器200的有源单端到差分转换器200的例子的简化电路图。图4中所示出的单端到差分转换器200包括跨导装置400，跨导装置400被布置成响应于其输入端402处的电压而控制第三供应节点420与第四供应节点425之间的电流410，输入端402耦合到单端到差分转换器的输入节点430。在示出的例子中，跨导装置440包括双极结晶体管装置。然而，预期可使用另一类型的装置(例如金属氧化物半导体场效应晶体管或类似者)来实施跨导装置400。
单端到差分转换器200另外包括耦合于跨导装置400与第三供应节点420之间的第一电阻组件440和耦合于跨导装置410与第四供应节点425之间的第二电阻组件445。
在图4中示出的例子中，电阻组件440、445中的每一个电阻组件包括与电阻元件444串联耦合的基极集电极短路双极结晶体管装置442。基极集电极短路双极结晶体管装置442限制电流410，并因此限制电路的电流消耗，同时启用低值电阻元件44，且因此实现低噪声。
单端到差分转换器200另外包括耦合于单端到差分转换器200的输入节点43与跨导装置400之间的dc去耦组件。在图4中示出的例子中，dc去耦组件包括rc滤波器，所述rc滤波器包括电容450和电阻455，电容450耦合于单端到差分转换器200的输入节点430与跨导装置400的输入端之间，电阻455耦合于跨导装置400的输入端与偏置电压节点457之间。如图4中所示出，偏置电路460可被布置成在用于使跨导装置400的输入端342的dc电压偏置的偏置节点457处产生偏置电压。在一些示例实施例中，rc滤波器可被布置成包括小于图1中所示出的接收器前端基带组件140的高通滤波器组件160的截止频率。
因此，基带低噪音放大器150的例子已描述为包括单端到差分转换器200和一个或多个升压跟随放大器组件210。有利的是，图3中所示出的示例升压跟随放大器210的增益独立于其偏置电流，且单端到差分转换器200与升压跟随放大器组件210的组合式布置利用升压跟随放大器拓扑的增益与电流消耗之间的非相关性，且利用其低噪声性能，同时提供单端到差分有源转换。
此外，图4中所示出的单端到差分转换器200的基极集电极短路双极晶体管442的限流影响允许与图1中所示出的接收器前端100的单端混合器130的输出介接，同时保留升压跟随放大器组件210的低噪声和宽带特性。应了解，本发明不限于图4中所示出的具体单端到差分转换器200。确切地说，预期具有限流装置(例如，二极管、电阻器等)的任何有源单端到差分转换器可准许与图1中所示出的接收器前端100的单端混合器130的输出介接，同时(至少部分地)保留升压跟随放大器组件210的低噪声和宽带特性。
因此，相比于目前先进技术布置，上文所描述的例示性实施例使得能够实现出色的噪声性能，同时保留低功耗且还能够集成到单个半导体装置中。显著地，通过实现此改进的噪声性能，本文中所描述的基带放大器电路使得在其中实施基带放大器电路的rf雷达系统的范围能够显著地增大。
实施于基带放大器电路内的升压跟随放大器组件的数目n可取决于具体应用而变化，且确切地说，可取决于噪声、压缩点、带宽与功耗之间的所要折衷而变化。
图5示意性地示出例如可用以实施图1中所示出的基带放大器150的基带放大器电路150的替代性例子的简化框图。图5的基带放大器电路150包括单端到差分转换器200，单端到差分转换器200被布置成在其输入处接收待放大的单端输入信号，例如由图1的rf接收器前端模块100的无源混合器组件130输出的单端基带频率信号135，并将单端输入信号135转换成差分信号205。图5的基带放大器电路150另外包括一系列n个(即，一个或多个)放大器模块500，当n＞1时所述放大器模块相继耦合(如图5中所示出的输出到输入)。
每一放大器模块500包括升压跟随放大器520，升压跟随放大器520被布置成在其差分输入处接收待放大的差分信号205、515并输出一对共模差分信号525。在图5中示出的例子中，每一dc适配器组件包括一对单端到差分转换器522、524，所述转换器各自被布置成接收所接收到的差分信号205、515的信号分量并输出所述对共模差分信号525中的一个。
每一放大器模块500另外包括升压跟随放大器组件510，升压跟随放大器组件510被布置成在其差分输入处接收由相应dc适配器组件520输出的所述对共模差分信号525，并基于接收到的共模差分输入信号525而输出经放大差分信号515、155。图6示意性地示出例如可用以实施图5中所示出的升压跟随放大器组件510的升压跟随放大器组件510的例子。图6中所示出的升压跟随放大器组件510包括四个跨导装置310到340，跨导装置310到340在示出的例子中借助于双极结晶体管得以实施。然而，预期可使用其它装置(例如金属氧化物半导体场效应晶体管或类似者)来实施跨导装置310到340。第一跨导装置310被布置成响应于其输入端312处的电压而控制升压跟随放大器组件510的第一供应节点300与第一输出节点350之间的第一电流315。第一跨导装置310的输入端312耦合到升压跟随放大器组件510的第一输入节点610。第二跨导装置320被布置成响应于其输入端322处的电压而控制升压跟随放大器组件510的第一输出节点350与第二供应节点305之间的第二电流325。第二跨导装置320的输入端322耦合到升压跟随放大器组件510的第二输入节点620。第三跨导装置330被布置成响应于其输入端332处的电压而控制升压跟随放大器组件510的第一供应节点300与第二输出节点355之间的第三电流335。第三跨导装置330的输入端332耦合到升压跟随放大器组件510的第三输入节点630。第四跨导装置340被布置成响应于其输入端342处的电压而控制升压跟随放大器组件510的第二输出节点355与第二供应节点305之间的第四电流345。第四跨导装置340的输入端342耦合到升压跟随放大器组件510的第四输入节点640。
在图6中示出的例子中，升压跟随放大器组件510另外包括电流源370，电流源370耦合到第二供应节点305且被布置成吸收组合的第二电流325与第四电流345。对于低电压操作，电流源370可通过简单的电阻实施，或甚至在极低电压操作中被省略。
返回参考图5，所述对共模差分信号525中的由每一dc适配器组件520输出例如由其第一单端到差分转换器522输出的第一差分信号可提供到相应升压跟随放大器组件510的第一输入节点和第二输入节点，而所述对共模差分信号525中的由每一dc适配器组件520输出例如由其第二单端到差分转换器524输出的第二差分信号可提供到相应升压跟随放大器组件510的第三输入节点和另外的输入节点。
有利的是，dc配接器组件520将共模差分信号525提供到每一升压跟随放大器组件510的实施方案允许省略dc阻挡组件，且确切地说，省略对于电容380的需要。因此，可显著减小实施每一升压跟随放大器组件510需要的管芯大小。
在前述说明书中，已参考本发明的实施例的具体例子描述了本发明。然而，将显而易见的是，可在不脱离如所附权利要求书中所阐明的本发明的范围的情况下在本文中作出各种修改和变化且权利要求不限于上文所描述的具体例子。
如本文中所论述的连接可以是适合于例如经由中间装置从相应的节点、单元或装置传送信号或将信号传送到相应的节点、单元或装置的任何类型的连接。因此，除非以其它方式暗示或陈述，否则连接可例如是直接连接或间接连接。连接可示出或描述为单个连接、多个连接、单向传输连接或双向传输连接。然而，不同的实施例可使连接的实施方案变化。举例来说，可使用分开的单向连接而不是双向连接，且反之亦然。而且，可以用以串行方式或以时分复用方式传送多个信号的单个连接来代替多个连接。同样，携载多个信号的单个连接可以被分成携载这些信号的子集的各种不同连接。因此，存在用于传送信号的许多选项。
尽管已在例子中描述了电势的具体导电类型或极性，但应了解，可反转电势的导电类型和极性。
本领域的技术人员将认识到，逻辑块之间的边界仅仅是说明性的，且替代性实施例可合并逻辑块或电路元件，或对各种逻辑块或电路元件强加功能性的替代分解。因此，应理解，在本文中描绘的架构仅仅是示例性的，并且实际上，可以实施实现相同功能性的许多其它架构。
组件实现相同功能的任何布置是有效地‘相关联的’，以便实现所要的功能性。因此，本文中经组合以实现特定功能性的任何两个组件都可以被视为彼此‘相关联’，以便实现所要的功能性，而不管架构或中间组件如何。同样地，如此相关联的任何两个组件还可以被视为彼此‘可操作地连接’或‘可操作地耦合’实现所要的功能性。
此外，本领域的技术人员将认识到上述操作之间的边界仅仅是说明性的。多个操作可组合成单个操作，单个操作可分散于另外的操作中，并且操作的执行可至少部分地在时间上重合。此外，替代实施例可包括特定操作的多个例子，并且操作的次序可以在不同其它实施例中进行更改。
并且，举例来说，例子或其部分可例如在任何适当类型的硬件描述语言中实施为物理电路系统或可转化成物理电路系统的逻辑表示的软件或代码表示。
而且，本发明不限于在非可编程硬件中实施的物理装置或单元，而是还可以应用于能够通过根据适当的程序代码操作来执行所要的装置功能的可编程装置或单元中，所述可编程装置或单元例如大型机、微型计算机、服务器、工作站、个人计算机、笔记本、个人数字助理、电子游戏、汽车和其它嵌入系统、蜂窝电话和各种其它无线装置，这些通常在本申请中表示为‘计算机系统’。
然而，其它修改、变化和替代方案也是可能的。因此，说明书和图式应被视为具有说明性意义而非限制性意义。
在权利要求书中，放置于圆括号之间的任何附图标记不应被解释为限制所述权利要求。词语‘包括’不排除除了权利要求中所列出的那些元件或步骤之外的其它元件或步骤的存在。此外，如本文中所使用，术语‘一’被限定为一个或多于一个。而且，权利要求书中对例如‘至少一个’和‘一个或多个’等介绍性短语的使用不应被认作暗示由不定冠词‘一’引入的另一权利要求要素将包括此类所引入的权利要求要素的任何特定权利要求限制为仅包括一个此类要素的发明，即使是在同一权利要求包括介绍性短语‘一个或多个’或‘至少一个’和例如‘一’的不定冠词时也如此。对于定冠词的使用也是如此。除非另外陈述，否则例如‘第一’和‘第二’等术语用于任意地区别由此类术语描述的元件。因此，这些术语不必旨在指示此类元件的时间或其它优先级排序。在彼此不同的权利要求中叙述某些措施并不表示不能使用这些措施的组合来获得优势。