一种基于运算放大器采样控制底噪的AB类放大器的制作方法

本发明涉及ab类放大器领域，尤指一种基于运算放大器采样控制底噪的ab类放大器。

背景技术：

a类放大器导通时间为100％，因此可得到较高的线性度，但是a类放大器静态偏置电流较大，在负载点的中心，在没有信号或者只有间断的信号时，会出现相当大的功率损失，因此效率较低。相对a类放大器，b类放大器是一种互补式的输出结构，两个晶体管不能同时工作，静态偏置电流基本为0，因此效率较高，同时由于每个器件工作半个周期，导通时间只有50％，存在较大的交越失真，严重影响了放大器的性能。

而ab类放大器的输出器件工作时间大于半个周期而小于一个周期，导通时间在50—100％之间，它通过在b类放大器的两个晶体管输入端加适当的正向偏置电压，使两个晶体管不会彻底截止，消除了交越失真。ab类放大器既改善了b类放大器的非线性，效率又高于a类，是a类放大器的高线性度与b类放大器的高效率的结合。

ab类放大器采用推挽输出，典型的偏置架构如图1所示：p型输出mos管和n型输出mos管是输出驱动管，第一p型偏置mos管，第二p型偏置mos管，第一n型偏置mos管，第二n型偏置mos管为p型输出mos管、n型输出mos管提供偏置电压，使得p型输出mos管和n型输出mos管在静态的时候处于弱导通状态，静态电流较小，以提高整体的效率，其中p型输出mos管的栅压vpg即第一偏置电压与第一p型偏置mos管的栅压vpb相关，n型输出mos管的栅压vng即第二偏置电压与第一n型偏置mos管的栅压vnb相关。当第一p型偏置mos管、第二p型偏置mos管、第一n型偏置mos管、第二n型偏置mos管确定后，通过调整vpb，可以调整p型输出mos管的栅压vpg即第一偏置电压；通过调整vnb，可以调整n型输出mos管的栅压vng即第二偏置电压。

对mos管，由于热载流子效应，会形成衬底漏电流。由于衬底漏电流与沟道电流和电场强度相关，因此当其它条件基本确定时，衬底漏电流与沟道电流基本呈线性关系，当电源电压升高时，第一n型偏置mos管、第一p型偏置mos管的vds随之增大，增大到一定程度后，其衬底漏电流会非常显著，从而ab类放大器偏置区在电源电压增大后出现相位反转、增益降低的现象，当电源电压增大后，ab类放大器的底噪会逐渐增大，并且会出现一个极值，严重的影响了ab类放大器的电源电压工作范围。

由于这个问题，ab类放大器在电压较高的应用中受到困扰，为了解决这个问题，需要消除掉正反馈的现象，可以采用特别的mos器件，如高压mos器件或者特别开发的减小衬底电流的mos器件。但这种方式会带来成本的提升，降低产品的竞争力。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种基于运算放大器采样控制底噪的ab类放大器，实现不额外使用高压mos器件或者特别开发的减小衬底电流的mos器件消除正反馈，降低ab类放大器底噪的目的。

本发明提供的技术方案如下：

本发明提供一种基于运算放大器采样控制底噪的ab类放大器，包括：

mos管输出模块，包括接入第一偏置电压的第一端口和接入第二偏置电压的第二端口；

mos管偏置控制模块，包括第一n型偏置mos管、第二n型偏置mos管，第一p型偏置mos管、第二p型偏置mos管、第一运算放大器和第二运算放大器；

所述第二p型偏置mos管分别与所述第一n型偏置mos管和第一p型偏置mos管串联输出所述第一偏置电压；所述第二n型偏置mos管分别与所述第一n型偏置mos管和第一p型偏置mos管串联输出所述第二偏置电压；

所述第一n型偏置mos管与所述第二p型偏置mos管之间串联n型限压mos管，所述第一p型偏置mos管与所述第二n型偏置mos管之间串联p型限压mos管；

第一电流采样电路的输出端与所述第一运算放大器的负输入端连接，输入端与所述第一p型偏置mos管的源极连接；第二电流采样电路的输出端与所述第一运算放大器的正输入端连接，输入端与所述p型限压mos管的漏极连接；所述第一运算放大器的输出端与所述p型限压mos管的栅极连接；

第三电流采样电路的输出端与所述第二运算放大器的负输入端连接，输入端与所述n型限压mos管的漏极连接；第四电流采样电路的输出端与所述第二运算放大器的正输入端连接，输入端与所述第一n型偏置mos管的源极连接；所述第二运算放大器的输出端与所述n型限压mos管的栅极连接。

进一步的，所述mos管输出模块包括：

p型输出mos管和n型输出mos管；所述p型输出mos管的源极与电源连接，所述p型输出mos管与所述n型输出mos管共漏极并作为ab类放大器的输出端，所述n型输出mos管的源极接地；其中，所述第一端口为所述p型输出mos管的栅极，所述第二端口为所述n型输出mos的栅极。

进一步的，所述mos管偏置控制模块包括：

所述第二p型偏置mos管的栅极作为ab类放大器的第一输入端，所述第二p型偏置mos管的源极与电源连接，所述第二p型偏置mos管的漏极分别与所述第一p型偏置mos管的源极、所述第一n型偏置mos管的漏极和所述p型输出mos管的栅极连接；

所述第一p型偏置mos管的源极与所述p型输出mos管的栅极连接，漏极与所述n型输出mos管的栅极连接；所述第一n型偏置mos管的漏极与所述p型输出mos管的栅极连接，源极与所述n型输出mos管的栅极连接；

所述第二n型偏置mos管的栅极作为ab类放大器的第二输入端，所述第二n型偏置mos管的漏极分别与所述第一n型偏置mos管的源极、所述第一p型偏置mos管的漏极和所述n型输出mos管的栅极连接，所述第二n型偏置mos管的的源极接地；

n型限压mos管的源极与所述第一n型偏置mos管的漏极连接，n型限压mos管与所述第二p型偏置mos管共漏极；

p型限压mos管与所述第二n型偏置mos管共漏极，p型限压mos管的源极与所述第一p型偏置mos管的漏极连接。

通过本发明提供的一种基于运算放大器采样控制底噪的ab类放大器，能够实现不额外使用高压mos器件或者特别开发的减小衬底电流的mos器件消除正反馈，降低ab类放大器底噪的目的。

附图说明

下面将以明确易懂的方式，结合附图说明优选实施方式，对一种基于运算放大器采样控制底噪的ab类放大器的上述特性、技术特征、优点及其实现方式予以进一步说明。

图1是现有技术中ab类放大器的结构示意图；

图2是现有技术中高vds电压时偏置nmos管的衬底漏电流的变化示意图；

图3是现有技术中低vds电压时偏置nmos管的衬底漏电流的变化示意图；

图4是现有技术中n型和p型偏置管的衬底漏电流与沟道电流的关系示意图；

图5是现有技术中电源vdd的电压值等于5.5v时ab类放大器电压和电流随输入变化示意图；

图6是典型的ab类运放工作电路的结构示意图；

图7是现有技术中ab类放大器的底噪随电源电压的变化示意图；

图8是本发明基于运算放大器采样控制底噪的ab类放大器的一个实施例的结构示意图；

图9是本发明基于运算放大器采样控制底噪的ab类放大器的底噪随电源电压的变化示意图。

具体实施方式

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对照附图说明本发明的具体实施方式。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图，并获得其他的实施方式。

为使图面简洁，各图中只示意性地表示出了与本发明相关的部分，它们并不代表其作为产品的实际结构。另外，以使图面简洁便于理解，在有些图中具有相同结构或功能的部件，仅示意性地绘示了其中的一个，或仅标出了其中的一个。在本文中，“一个”不仅表示“仅此一个”，也可以表示“多于一个”的情形。

mos管中，s为源极，d为漏极，g为栅极。

ab类放大器采用推挽输出，典型的偏置架构如图1所示：p型输出mos管(p0)和n型输出mos管(n0)是输出驱动管，第一p型偏置mos管(p1)，第二p型偏置mos管(p2)，第一n型偏置mos管(n1)，第二n型偏置mos管(n2)为p型输出mos管(p0)、n型输出mos管(n0)提供偏置电压，使得p型输出mos管(p0)和n型输出mos管(n0)在静态的时候处于弱导通状态，静态电流较小，以提高整体的效率，其中p型输出mos管(p0)的栅压即第一偏置电压(vpg)与第一p型偏置mos管(p1)的栅压vpb相关，n型输出mos管(n0)的栅压即第二偏置电压(vng)与第一n型偏置mos管(n1)的栅压vnb相关，当第一p型偏置mos管(p1)、第二p型偏置mos管(p2)、第一n型偏置mos管(n1)、第二n型偏置mos管(n2)确定后，通过调整vpb，可以调整p型输出mos管(p0)的栅压即第一偏置电压(vpg)；通过调整vnb，可以调整n型输出mos管(n0)的栅压即第二偏置电压(vng)。

为了控制p型输出mos管(p0)和n型输出mos管(n0)的直通电流，静态时，p型输出mos管(p0)的vgs(g极与s极之间的电压)基本在vthp(门限值)附近，且n型输出mos管(n0)的vgs(g极与s极之间的电压)基本在vthn(门限值)附近，则：

第一偏置电压(vpg)≈vdd－vthp；

其中，vdd为电源的电压值，vthp为p型输出mos管(p0)的电压门限值。

第二偏置电压(vng)≈vthn；

其中，vthn为n型输出mos管(n0)的电压门限值。

则第一p型偏置mos管(p1)、第一n型偏置mos管(n1)的vds等于第一偏置电压(vpg)减去第二偏置电压(vng)，即vdd－vthp－vthn。

对mos管，由于热载流子效应，会形成衬底漏电流，原因是沟道中强电场，使沟道的载流子发生碰撞电离，产生了电子－空穴对，一部分热载流子从漏极(d)进入衬底就形成了衬底漏电流。由于衬底漏电流与沟道电流和电场强度相关，因此当vds(d极与s极之间的电压)固定时，随着vgs的增大，沟道电流不断增大，但是随着vgs继续增大，横向电场强度开始减小，因此在vgs变大的过程中，衬底漏电流会出现一个峰值，如图2和图3所示。

由于衬底漏电流由沟道载流子碰撞电离产生，因此当其它条件基本确定时，衬底漏电流与沟道电流基本呈线性关系，如图4所示。

在不考虑衬底漏电流或者衬底漏电流非常微小的情况下，前述ab类放大器推挽部分的输入和输出是同相位的。当电源(vdd)的电压值升高时，第一n型偏置mos管(n1)、第一p型偏置mos管(p1)的vds随之增大，增大到一定程度后，其衬底漏电流会非常显著，例如，第一n型偏置mos管(n1)的衬底漏电流是143na，第一p型偏置mos管(p1)的衬底漏电流是8na。

下面对此时电路的工作状态进行分析，以nmos为例，如图5所示。不考虑衬底漏电流的情况下，第二p型偏置mos管(p2)的栅压增大，第二p型偏置mos管(p2)的沟道电流减小，则第一偏置电压(vpg)减小，流过第一p型偏置mos管(p1)的电流变小(vgs变小)，流过第一n型偏置mos管(n1)的电流增大。考虑衬底漏电流后，第一n型偏置mos管(n1)有明显的衬底漏电流，流过第一n型偏置mos管(n1)的沟道电流变大，则第一n型偏置mos管(n1)的衬底漏电流会更大，当第一n型偏置mos管(n1)衬底漏电流的变化速率大于第二p型偏置mos管(p2)沟道电流的变化速率时，这里就不能平衡了，正常情况下，由于该节点的阻抗很大，na级电流的变化就足以引起很大的电压变化，当第一n型偏置mos管(n1)的衬底漏电流达到一定程度时，衬底漏电流的变化很容易超过第二p型偏置mos管(p2)沟道电流的变化，所以在新的平衡中，偏置区电流的减小主要由第一n型偏置mos管(n1)漏电流的减小决定。因此当第二p型偏置mos管(p2)的栅压增大时，流过第一n型偏置mos管(n1)的沟道电流减小，衬底漏电流也减小，且幅度大于第一p型偏置mos管(p1)沟道电流减小幅度，等效于向vpg注入电流，导致第一偏置电压(vpg)增大，反过来引起流过第一p型偏置mos管(p1)的电流增大，以达到新的平衡，最终的结果为第二p型偏置mos管(p2)栅压与第一偏置电压(vpg)同向，整个系统成为正反馈。

当第一n型偏置mos管(n1)的衬底漏电流变化决定偏置区电流变化时，还会产生一个影响，当电源(vdd)的电压值不断增大，第一n型偏置mos管(n1)的vds越来越大，衬底漏电流越来越严重，因此相同的电压变化引起的电流变化越来越大，相当于偏置区的等效阻抗越来越小，ab类放大器的放大倍数也越来越小。

对一个典型的ab类运放工作电路，如图6所示。

vo＝-av*va；vni＝va-vb

其中，增益为av，输入电阻为r1，反馈电阻为r2，vni为等效噪声(r1的噪声，r2的噪声，运放的输入噪声等)，vo为输出噪声。因此，计算可得：

当ab类放大器增益av是正数时，随着av的降低，vo越来越小；当av是负数的时候，有一个极值点，av＝－β＝－(r1+r2)/r1，av趋向极值点时，vo急剧变差(此时环路增益为av*(1/β)＝－1，形成正反馈)。结合前面ab类放大器偏置区在电源(vdd)的电压值增大后相位反转、增益降低的现象，当电源(vdd)的电压值增大后，如图7所示，ab类放大器的底噪会逐渐增大，并且会出现一个极值，严重的影响了ab类放大器的工作范围。由于这个问题，ab类放大器在电压较高的应用中受到困扰，同时由于衬底漏电流的大小与工艺相关，不同批次的衬底漏电流情况也不尽相同，只能缩小其应用范围，保证工作的正确。为了解决这个问题，需要消除掉正反馈的现象，可以采用特别的mos器件，如高压器件或者特别开发的减小衬底电流的器件。但这种方式会带来成本的提升，降低产品的竞争力。

本发明基于运算放大器采样控制底噪的ab类放大器的实施例，如图8所示，包括：

mos管输出模块，包括接入第一偏置电压的第一端口和接入第二偏置电压的第二端口；

mos管偏置控制模块，包括第一n型偏置mos管(n1)、第二n型偏置mos管(n2)，第一p型偏置mos管(p1)、第二p型偏置mos管(p2)、第一运算放大器(u1)和第二运算放大器(u2)；

所述第二p型偏置mos管(p2)分别与所述第一n型偏置mos管(n1)和第一p型偏置mos管(p1)串联输出所述第一偏置电压(vpg)；所述第二n型偏置mos管(n2)分别与所述第一n型偏置mos管(n1)和第一p型偏置mos管(p1)串联输出所述第二偏置电压(vng)；

所述第一n型偏置mos管(n1)与所述第二p型偏置mos管(p2)之间串联n型限压mos管(nb)，所述第一p型偏置mos管(p1)与所述第二n型偏置mos管(n2)之间串联p型限压mos管(pb)；

第一电流采样电路(电流采样电路1)的输出端(out)与所述第一运算放大器(u1)的负输入端(-)连接，输入端(in)与所述第一p型偏置mos管(p1)的源极(s)连接；第二电流采样电路(电流采样电路2)的输出端(out)与所述第一运算放大器(u1)的正输入端(+)连接，输入端(in)与所述p型限压mos管(pb)的漏极(d)连接；所述第一运算放大器(u1)的输出端(out)与所述p型限压mos管(pb)的栅极(g)连接；

第三电流采样电路(电流采样电路3)的输出端(out)与所述第二运算放大器(u2)的负输入端(-)连接，输入端(in)与所述n型限压mos管(nb)的漏极(d)连接；第四电流采样电路(电流采样电路4)的输出端(out)与所述第二运算放大器(u2)的正输入端(+)连接，输入端(in)与所述第一n型偏置mos管(n1)的源极(s)连接；所述第二运算放大器(u2)的输出端(out)与所述n型限压mos管(nb)的栅极(g)连接。

所述mos管输出模块包括p型输出mos管(p0)和n型输出mos管(n0)；所述p型输出mos管(p0)的源极(s)与电源(vdd)连接，所述p型输出mos管(p0)与所述n型输出mos管(n0)共漏极(d)并作为ab类放大器的输出端，所述n型输出mos管(n0)的源极(s)接地；其中，所述第一端口为所述p型输出mos管(p0)的栅极(g)，所述第二端口为所述n型输出mos的栅极(g)。

所述mos管偏置控制模块包括：所述第二p型偏置mos管(p2)的栅极(g)作为ab类放大器的第一输入端，所述第二p型偏置mos管(p2)的源极(s)与电源(vdd)连接，所述第二p型偏置mos管(p2)的漏极(d)分别与所述第一p型偏置mos管(p1)的源极(s)、所述第一n型偏置mos管(n1)的漏极(d)和所述p型输出mos管(p0)的栅极(g)连接；

所述第一p型偏置mos管(p1)的源极(s)与所述p型输出mos管(p0)的栅极(g)连接，漏极(d)与所述n型输出mos管(n0)的栅极(g)连接；所述第一n型偏置mos管(n1)的漏极(d)与所述p型输出mos管(p0)的栅极(g)连接，源极(s)与所述n型输出mos管(n0)的栅极(g)连接；

所述第二n型偏置mos管(n2)的栅极(g)作为ab类放大器的第二输入端，所述第二n型偏置mos管(n2)的漏极(d)分别与所述第一n型偏置mos管(n1)的源极(s)、所述第一p型偏置mos管(p1)的漏极(d)和所述n型输出mos管(n0)的栅极(g)连接，所述第二n型偏置mos管(n2)的的源极(s)接地；

n型限压mos管(nb)的源极(s)与所述第一n型偏置mos管(n1)的漏极(d)连接，n型限压mos管(nb)与所述第二p型偏置mos管(p2)共漏极(d)；

p型限压mos管(pb)与所述第二n型偏置mos管(n2)共漏极(d)，p型限压mos管(pb)的源极(s)与所述第一p型偏置mos管(p1)的漏极(d)连接。

第一电流采样点(i1)是第一电流采样电路(电流采样电路1)的输入端(in)与第一p型偏置mos管(p1)的源极(s)连接线路上的任意一处的采样点，用于采集输入第一p型偏置mos管(p1)的电流值i1。

第二电流采样点(i2)是第二电流采样电路(电流采样电路2)的输入端(in)与p型限压mos管(pb)的漏极(d)连接线路上的任意一处的采样点，用于采集输入p型限压mos管(pb)的电流值i2。

第三电流采样点(i3)是第三电流采样电路(电流采样电路3)的输入端(in)与n型限压mos管(nb)的漏极(d)连接线路上的任意一处的采样点，用于采集输入n型限压mos管(nb)的电流值i3。

第四电流采样点(i4)是第四电流采样电路(电流采样电路4)的输入端(in)与第一n型偏置mos管(n1)的源极(s)连接的线路上的任意一处的采样点，用于采集通过第一n型偏置mos管(n1)后输出的电流值i4。

第一运算放大器(u1)比较电流值i1和电流值i2的大小，如果第一运算放大器(u1)输出0则表明电流值i1≈电流值i2，即未产生很大的衬底漏电流。当电源(vdd)的电压值升高以后，由于第一p型偏置mos管(p1)的源漏电压vds升高，则第一p型偏置mos管(p1)会产生衬底漏电流，此时i1<i2。则由于第一运算放大器(u1)的放大作用，p型限压mos管(pb)的栅极vbp的电压会升高，由于p型限压mos管(pb)vgs的钳位，第一p型偏置mos管(p1)的源漏电压vds电压会降低，此时第一p型偏置mos管(p1)衬底漏电会减小，如此反复检测，根据第一运算放大器(u1)的检测结果调节p型限压mos管(pb)的栅极电压vbp的电压大小，以达到降低噪声的效果。

第二运算放大器(u2)比较电流值i3和电流值i4的大小，如果第二运算放大器(u2)输出1则表明电流值i3≈电流值i4，即未产生很大的衬底漏电流。当电源(vdd)的电压值升高以后，由于第一n型偏置mos管(n1)的源漏电压vds升高，则第一n型偏置mos管(n1)会产生衬底漏电流，此时i3>i4。则由于第二运算放大器(u2)的放大，n型限压mos管(nb)的栅极vbn的电压会下降，由于n型限压mos管(nb)的栅极电压vgs的钳位，nmos管(n1)的源漏电压vds电压会降低，此时第一n型偏置mos管(n1)衬底漏电会减小，如此反复检测，根据第二运算放大器(u2)的检测结果调节n型限压mos管(nb)的栅极电压vbn的电压大小，以达到降低噪声的效果。

通过在第一n型偏置mos管(n1)、第一p型偏置mos管(p1)上叠加mos管，限制第一n型偏置mos管(n1)、第一p型偏置mos管(p1)的vds，并通过运算放大器计算采样点的电流值的比较结果进行调节p型限压mos管(pb)的栅极电压(vbp)，和n型限压mos管(nb)的栅极电压(vbn)，动态调节限压mos管的栅极电压，从而控制第一偏置电压(vpg)和第二偏置电压(vng)的大小。针对目前ab类放大器中高电源电压时底噪异常的问题，消除了偏置区mos器件的衬底漏电流问题，解决了高电源电压底噪异常的问题，提升了应用中的工作范围。采用了本发明方法后，底噪如图9所示，可以看到，高电压情况下的底噪得到了很好的控制。

需要特别注意vbn及vbp的选择，使第一n型偏置mos管(n1)、第一p型偏置mos管(p1)工作在合理的工作范围。以第一n型偏置mos管(n1)为例，如果该工艺中vds_nmos<2v时，nmos的衬底漏电流可以忽略，则vbn＝第二偏置电压(vng)+2+vth_nmos。同理，如果该工艺中vds_pmos<2v时，pmos的衬底漏电流可以忽略，则vbp＝第一偏置电压(vpg)-2-vth_pmos。

需要注意的是，当电源(vdd)的电压值不断提高的时候，虽然第一n型偏置mos管(n1)、第一p型偏置mos管(p1)的衬底漏电流可以忽略，但限压mos管nb，pb可能会产生较大的衬底漏电流，仍然会出现异常正反馈的现象，此时需要串联更多的限压mos管，保证所有的mos管都不会产生较大的衬底漏电流。

应当说明的是，上述实施例均可根据需要自由组合。以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。