用于连续和突发模式的具有自适应快攻/缓释响应的扰乱检测的制作方法

专利名称：用于连续和突发模式的具有自适应快攻/缓释响应的扰乱检测的制作方法
用于连续和突发模式的具有自适应快攻/缓释响应的扰乱
检测根据35 U. S. C. § 119要求优先权本专利申请要求于2008年7月31日提交的题为“Adaptive Dual Mode FastAttack/Slow Release Operation with Jammer Detection in Continuous and Burst ModeScenarios (连续和突发模式场景中具有扰乱检测的自适应双模快攻/缓释操作)，，的 临时申请No. 61/085，398的优先权，该临时申请被转让给本受让人并由此通过援引明确纳 入于此。对共同待审的专利申请的参引本专利申请涉及以下共同待审的美国专利申请12/512，004，其与本申请 同时提交且被转让给本申请受让人并被明确通过援引纳入于此、其代理人案卷号 为 092057、 题 为"Jammer Detection with Mitigation of Detection Threshold HysteresisPinch-Off (缓解检测阈值迟滞夹断的扰乱检测)”。背景领域本公开一般涉及用于通信接收机的装置和方法，尤其涉及扰乱检测。背景在常规通信接收机中，存在两个冲突要求高灵敏度和高线性度。高灵敏度是指在 高增益下的低噪声指数的接收机特性，从而接收机对弱信号较灵敏。高线性度是指高的三 阶截点(IP； )和高的IdB压缩点(PldB)的接收机特性，从而接收机具有针对强信号的改进 免疫性。高灵敏度接收机常常具有相对较低的线性度性能，即IP3和PldB的较低值。另一 方面，高线性度接收机常常具有相对较高的噪声指数和较低的增益。由此，高灵敏度接收机 对于弱信号是最优的，而高线性度接收机对于强信号是最优的。然而，在许多情形中，在接收机输入中既存在弱的合需信号也存在强的不合需信 号或干扰。在一个示例中，弱的合需信号和具有较高功率的强的不合需信号(干扰)被同 时接收到。在这种情形中，由于接收机输入中存在强扰乱而导致的增益压缩和互调畸变，高 灵敏度接收机可能具有降级的信噪比(SNR)性能。另一方面，高线性度接收机也可能因较 高的噪声级别和存在弱合需信号而具有降级的SNR性能。由此，常规接收机设计办法经受 了高灵敏度与高线性度之间的折衷，即选择平衡噪声指数和IP3性能。对此情景的一种解决方案是提供双模接收机设计，其能取决于输入信号环境在高 灵敏度低噪声放大器(LNA)与高线性度LNA之间翻转。如果接收机处于高灵敏度模式，则 在出现强扰乱时其可能需要即时保护。在一个示例中，这种保护是使用由扰乱检测器(JD) 触发的快攻(fast attack)自动增益控制(AGC)电路来实现的。快攻是指在出现强输入信 号电平(例如，扰乱)之后进行快速增益减小的AGC电路特性。随后，当强扰乱消失时，接 收机可能需要缓释(slow release)AGC电路以避免在两种模式之间快速翻转。缓释是指在 强输入信号电平消失之后进行慢速增益增加的AGC电路特性。在现有技术中，存在已知快 攻/缓释AGC电路来为具有强扰乱的输入信号环境提供接收机保护。然而，这些已知的解决方案主要是针对具有连续接收的工作模式优化的，且因此扰乱被连续接收到。如果扰乱 环境是缓慢变化的且不存在衰落，则对连续扰乱的假定是合理的。而且，当扰乱无衰落时， 慢速释放防止接收机在非保护模式下工作。因此，快释AGC电路可能导致JD受信号衰落影 响。而且，快释AGC电路可能因扰乱存在而降级接收机服务质量。结果，通常倾向于从保护 接收模式的缓释。许多情景要求接收机在突发扰乱环境中工作，其中扰乱具有短突发持续期。提供 用于只要突发扰乱相对较弱就在高灵敏度模式接收通信信令是合需的。概述扰乱检测可在连续和突发模式两者下工作，从而在两种情形中管理扰乱袭击。无 论在连续还是突发模式下，根据突发扰乱环境来检测扰乱存在性。存储检测的结果以创建 扰乱存在性的历史，并且该历史用于管理扰乱袭击。附图简述通过示例而非限制的方式在附图中图解无线通信系统的各方面，附图中

图1和图2以概图方式图解根据本成果的示例性实施例的通信接收机。图3是示出根据本成果的示例性实施例的用于两种扰乱检测模式的AGC切换点和 增益状态的示例的状态转换图。图4以概图方式图解与图3的状态转换图的增益状态相关联的增益级别。图5以概图方式图解根据本成果的示例性实施例的与图3的状态转换图的增益状 态相关联的噪声指数级别。图6图解根据本成果的示例性实施例的通信接收机状态。图7图解根据本成果的示例性实施例的通信接收机上电过程。图8图解根据本成果的示例性实施例的媒体FLO (MediaFLO)逻辑信道(MLC)轮询 的示例。图9图解根据本成果的示例性实施例的用于从休眠模式苏醒的示例流程图。图10图解根据本成果的示例性实施例的用于从扰乱检测模式1转换到扰乱检测 模式2的示例过程。图11和IlA图解根据本成果的示例性实施例的用于累积扰乱检测器状态位的历 史的轮询循环过程。图12图解根据本成果的示例性实施例的用于从模式2转换到模式1的过程的示 例。图13图解根据FL0(唯前向链路)标准的超帧的示例。图14图解根据本成果的示例性实施例的扰乱检测积分过程的示例。图15图解根据本成果的示例性实施例的具有快攻/缓释响应的扰乱检测操作。图16-19更详细地图解图15中所示的动态更新操作。图20以概图方式更详细地图解根据本成果的示例性实施例的图2的扰乱检测器
直ο图21以概图方式图解在本成果的示例性实施例中使用的宽带和窄带扰乱检测器 的阈值电平的示例。图22图解根据本成果的示例性实施例的实现用于缓解硬件扰乱检测器阈值迟滞夹断的时间迟滞技术的操作。图23图解根据本成果的示例性实施例的可由软件扰乱检测器来执行的用于缓解 硬件扰乱检测器阈值迟滞夹断的操作。图M以概图方式图解根据本成果的示例性实施例的硬件扰乱检测器阈值迟滞夹 断缓解的可配置性。图25以概图方式图解根据本成果的示例性实施例的突发模式扰乱评估的示例。详细描述以下结合附图阐述的详细描述旨在作为本成果的各实施例的描述，而无意表示仅 可实践本成果的实施例。详细描述包括为了提供对本成果的透彻理解的具体细节。然而， 对于本领域技术人员而言明显的是，本成果无需这些具体细节也可实现。在一些实例中，以 框图形式示出众所周知的结构和组件以便避免湮没本成果的概念。措辞“示例性”在本文中用于表示“用作示例、实例或例示”。本文中描述为“示例 性”的任何实施例不必被解释为优于或胜过其他实施例。所公开的是用于在接收机中提供扰乱检测的方法和装置。在一个示例中，接收机 是具有高线性度模式和高灵敏度模式的双模AGC接收机。在一方面，用于提供扰乱检测的 扰乱检测器是基于硬件和软件两者的若干互补扰乱检测器的组合。扰乱检测器纳入用以检 测带内扰乱的窄带扰乱检测器(NB JD)、用以检测带外扰乱的宽带扰乱检测器(WB JD)、以 及用于检测并发操作扰乱的软件扰乱检测器(SWJD)。在一方面，NB JD, WB JD和SW JD中 的每一个具有其自己的最优阈值(THp。在一方面，扰乱检测器在宽频率范围上为多频带、 多标准、双模AGC接收机提供带宽和窄带扰乱检测。在一方面，扰乱检测器算法在冷启动时 执行初始化。在一方面，扰乱检测器算法在突发模式操作期间当接收机从休眠模式苏醒时 执行初始化。在一方面，扰乱检测在对JD状态比特进行轮询观测期间累积扰乱存在性的历 史以确定是否在扰乱检测模式之间切换。在一方面，扰乱检测器算法在对JD状态比特进行 轮询观测期间累积扰乱存在性的历史以确定在突发模式下工作时的工作模式。在一方面， 基于工作模式判决来选择相应的AGC切换点表。一些实施例提供在突发扰乱事件期间测量扰乱存在性的硬件和软件解决方案，并 且存储测得的结果以创建扰乱存在性的历史。图1以概图方式图解根据本成果的示例性实施例的具有两种JD模式的通信接收 机。模式1具有高灵敏度和低线性度。模式2具有高线性度和中等灵敏度。模式1采用具 有低噪声指数、高增益、和低电流消耗的LNA 120。模式1在接收机输入上存在低级别扰乱 或无扰乱时使用。模式2采用比LNA 120具有更低增益、更高IP3、和更高电流消耗的LNA 110。模式2在接收机输入上存在高级别扰乱时使用。同时参考图2，两种JD模式之间的转 换由扰乱检测器(指定JD)触发的自动增益控制电路(指定AGC)来实现。输入RF信号被接收天线布置130捕捉到，并且被发送给模式ILNA 120和模式 2LNA 110的输入以分别进行低噪声放大并产生模式1输出RF信号和模式2输出RF信号。 图2的AGC电路在模式ILNA 120与模式2LNA 110之间进行选择以产生所选输出RF信号 140。所选输出RF信号随后被发送给混频器/低通滤波器(LPF)块150以进行下变频并且 产生输入基带(BB)信号160。输入基带信号160被发送给模数转换器(ADC)以转换成数 字信号。此数字信号随后被发送给数字可变增益放大器(DVGA)以进行增益调整并产生输出数字信号170。输出数字信号170随后被发送给包含用于解调的数据(例如，码元数据) 的采样服务器(SQ块，并且还被发送给能量估计器(EE)以估计输出数字信号的能量。所 估计的能量可按常规方式用于基于增益状态判决——此判决又是根据EE值作出的——来 产生在一个或多个扰乱检测器(参见图2的JD)中使用的阈值电平。增益状态由模式1或 模式2的AGC表(以下进一步描述)来指定，并且用于JD的阈值电平基于增益状态来设置 (即，增益状态的信号衰减越大，阈值就越低，反之亦然)。图2图解根据本成果的示例性实施例的扰乱检测器(JD)和自动增益控制(AGC) 电路。包含扰乱和合需信号的(可常规地得到的)JD输入信号被发送给JD以检测高电平 扰乱。如果扰乱电平超过预定阈值TH，则JD生成JD中断信号并且将其发送给AGC电路。 AGC电路(在一个实施例中实现在DSP或其他合适的数据处理电路中)接受JD中断信号以 及当前LNA增益状态210、当前DVGA增益状态220、和当前能量估计230作为AGC电路的输 入。AGC电路的输出是基于恰适的AGC表的更新的LNA增益状态210U、更新的DVGA增益状 态220U、以及新的JD阈值。这些AGC输出是基于以上提及的各种AGC输入而产生的。AGC 电路纳入提供与模式1和模式2相关联的参数的AGC表。例如，如果接收机当前处于模式 1 (高灵敏度状态)并且JD中断信号被断言为高以指示高电平扰乱的存在，则AGC电路将选 择模式2并且基于与模式2相关联的AGC表将更新的LNA增益状态210U、更新的DVGA增益 状态220U、以及JD阈值设为恰适值。类似地，例如，如果接收机当前处于模式2 (高线性度 状态)并且JD中断状态维持低长达预定时段(称为JD释放周期并且在以下进一步描述)， 这是JD的中断状态比特的轮询周期。这指示不存在高电平扰乱，因此AGC电路将选择模式 1并且基于与模式1相关联的AGC表将更新的LNA增益状态210U、更新的DVGA增益状态 220U、以及JD阈值电平设为恰适值。在一些实施例中，每一个扰乱检测器(JD)具有为该JD保持阈值的其自己的相关 联阈值寄存器。在一些实施例中，公共阈值寄存器包含用于每一个JD的相应阈值。在一方面，模式2LNA 110具有多种增益状态。在一个示例中，模式2LNA具有3种 增益状态Gl、G2、和G3，以噪声指数为代价依次为渐减的增益和渐增的IP3和PldB。在一 些实施例中，模式2基于接收机线性度要求可具有两种其他附加增益状态G4和G5、高级延 迟切换点，如图3中所示。取决于AGC电路的详情，模式2LNA 110的增益状态将取决于跨 越AGC切换点而被设置。在一些实施例中，模式ILNA 120具有多个增益状态。在一些情形 中，合并了高增益状态切换点，因为在高增益状态时对于模式1和模式2的线性度要求是相 同的。这种切换点合并降低了复杂度。在一些实施例中，AGC包含分别对应于两种JD模式的两组AGC查找表。在一个示 例中，对于模式1，用于从增益状态GO切换到增益状态Gl的查找表切换点(SP)阈值大约 为-SOcffim。增益状态GO对应于模式1中低噪声指数、高增益LNA路径。在一个示例中，对 于模式2，用于从增益状态GO切换到Gl的AGC查找表SP阈值被设置得非常低，例如设置为 大约_200dBm，从而实际上增益状态GO被跳过，并且增益状态Gl在较低的输入信号电平状 况下活跃。图3图解切换点(SP)和增益状态方面用于两种接收机模式的状态转换图。顶部 直线示出模式1的状态转换，底部直线示出模式2的状态转换。图4示出对应模式1 (高灵 敏度)和模式2 (高线性度)的作为输入RF电平的函数的接收机增益级别(与图3的增益状态相关联)。图5示出对应模式1 (高灵敏度)和模式2 (高线性度)的作为输入RF电平 的函数的接收机噪声指数级别(与图3的增益状态相关联)。每一种模式的每一种增益状 态具有相关联的增益级别和相关联的噪声指数级别。在图4和5中，模式1参数由实线示 出，而模式2参数由虚线示出。在一些实施例中，AGC中的SP查找表阈值设置当在模式之间切换时被更新。如图6中所示，接收机操作通常由针对突发模式和连续模式的数个状态来表征。 上电状态601也被称为开启时的冷启动(对于连续和突发模式是公共的)。在离开休眠状 态602，接收机在无活动的持续期之后苏醒为活跃(突发模式)。功率节省(打盹)状态 603是突发模式工作状态，其中信号由BB经由RFIC接收，空中接收已终止，即RF突发终止， RFIC被处理器关闭以节省功率并且仅基带电路系统和处理器活跃以处理收到的数据。打盹 是活跃状态与休眠状态之间的中间状态。数字信号处理器(DSP)在收到信号并且RF信号 关闭之后处理该信号(突发模式)。活跃状态604接收信号(对于连续和突发模式是公共 的)。突发模式的转换为a.冷启动(初始化过程)b.活跃模式c.打盹d.休眠e.苏醒(初始化过程)f.活跃模式g.打盹h.休眠 如果激活了关闭，则接收机被关闭。上电状态在一个示例中，当与扰乱检测一起工作时上电过程具有以下步骤(如图7中所 示)°■在701初始化ο初始化射频集成电路(RFIC)配置ο通过将INT_ENABLE (中断_启用)设为低来屏蔽JD中断(中断抑制)ο 忽略 JD。■在702加载模式2强扰乱阈值ο在上电之际，在配置RFIC时配置模式2阈值(TH2)。这样做的一个目的是当处于未知环境中时在冷启动时以保护模式(模式2)启动。 或者，苏醒过程可在模式1中开始，并且如果存在强扰乱，则基于来自JD的中断的快攻操作 将使接收机转移到模式2。此办法在环境具有弱扰乱的情况下提供GO中更长高灵敏度时间 的可能性，因为避免了模式2的释放时间。■在703轮询JD中断状态比特。诸如DSP (或其他类型的数据处理器)等数据处 理器按照常规响应于发生相应的中断事件——在这种情形中为扰乱检测器JD激活相应的 JD中断信号(同时参见图2)——将寄存器中的中断状态比特置位。即使相应的中断信号被屏蔽(禁用)，以使得DSP不会响应于中断信号的激活而被限于中断处理进程，中断状态 比特也仍被置位。ο在突发开始时的每次轮询之前去断言中断状态比特(中断状态比特设为“0”)。ο DSP例如在1秒内对中断状态比特执行轮询循环。■在连续模式示例中，中断状态比特每250ms被检查4次。■图8图解N个MediaFLO逻辑信道(MLC)的常规FLO帧。图8中所示的每个MLC 时隙都是内容信道。例如，切换到不同的TV频道意味着切换到不同的MLC隙。一些内容信 道可占用多个MLC隙。在突发模式下，通过在例如如图8中所示的帧中的最后突发时检查 中断状态比特来轮询N个连贯帧。在图8中所示的实施例中，帧的大致长度为250ms。超帧 如图13中所示地包含4个帧，因此超帧为1秒。由此，在1秒的帧中存在其中检查状态比 特的4个潜在事件，且因此轮询速率为4Hz。ο在704，DSP收集轮询结果。例如■如果在3个超帧的3个连贯轮询循环之后，例如在观测到每一帧的最后MLC时 (在FLO示例中存在针对每超帧的中断状态比特的4个MLC结果，因此3秒有12个结果； 因此，12个轮询结果对应于3个超帧和3秒释放时间)，在705处中断状态比特保持“0”，意 味着无强扰乱长达3秒，因此在706处DSP将驱动RFIC为模式1 (高灵敏度)。■如果轮询在705表明中断状态比特在3个连贯轮询循环期间的某一点被设回到 “ 1 ”，意味着仍存在相对较强的扰乱，则DSP将使RFIC保持在模式2 (708)。■如果在706处为模式1 ·加载模式1阈值(TH1) 移除中断屏蔽已关于唯前向链路(FLO)系统描述了以上技术作为示例。其他实施例将这些技术 应用于其他类型的TDMA和突发模式系统。在各种实施例中·突发持续期变化；·轮询重试次数变化；·轮询速率变化；·连贯轮询循环次数变化；·使用除DSP以外的数据处理器；·模式2扰乱检测使用的总轮询时间变化离开休眠状态在一个示例中，当处于图6的离开休眠状态602时，采用以下步骤(如图9中所 示)°基于最近扰乱检测历史加载模式2或模式1阈值。例如，最近3个轮询循环结果 被存储作为判定标记。(在FLO的情形中，在3秒内收集的4个结果的3次循环提供对JD 中断状态比特的12个采样。全部必须为“0”才能触发加载模式1阈值信息)。已关于唯前向链路(FLO)系统描述了以上技术作为示例。其他实施例将这些技术 应用于其他类型的TDMA和突发模式系统。在各种实施例中
ο突发持续期变化ο轮询重试次数变化ο轮询速率变化ο连贯轮询循环次数变化ο保留的轮询结果历史量变化；ο使用除DSP以外的数据处理器；ο模式2扰乱检测使用的总轮询时间变化RFIC在从休眠模式苏醒时可基于扰乱历史被配置成模式2或模式1。该历史在先 前轮询期间被存储。RFIC将按照历史在特定模式中苏醒并且将执行如下所述的不同动作。ο 模式 2■在902屏蔽中断。■在配置RFIC时在902处配置模式2阈值(TH2)。■在903去断言中断状态比特(中断状态比特为“0”)。■在904轮询扰乱状态，在905收集轮询结果，以及在906创建扰乱历史。ο 模式 1■在配置RFIC时在907处配置模式1阈值(TH1)。■在908启用中断■在模式1工作直至收到中断，如909和910所示。■如果在910收到中断，则在911进入模式2。活跃模式状态RFIC接收机(或任何种类的接收机)可在突发模式和连续模式下工作。其中接收 机活跃地接收数据的模式被定义为活跃模式。活跃模式可以是突发(如在TDMA中)或连 续的。不论是在突发模式还是连续模式中，接收机都可在模式1或模式2下工作。在活跃 模式状态期间，可能发生从模式1 (高灵敏度低线性度)转换到模式2 (高线性度中等灵敏 度)。关于以变化的突发持续期在突发模式下工作的FLO标准来演示本文中的示例。然 而，本领域技术人员将理解，尽管对一些参数(以下列出)的一些改变可能是合需的，但所 描述的技术可应用于任何突发接收标准和任何连续接收标准。■不同轮询次数以累积历史■基于诸如以下的工作情景和环境来定义释放时间ο 移动ο 静止ο 安静ο许多扰乱■定义每隙扰乱采样(在屏蔽中断时对中断状态比特的轮询活动)模式1到模式2转换从模式1转换到模式2的过程的示例在图10中示出并且在以下描述。JD在1001(由于积分结果表明有扰乱)将中断状态比特断言为“1”。■中断状态比特未被屏蔽
■在1002，DSP中断控制器感测到中断的上升沿并且报告中断事件。■在1003，DSP检查增益状态状况。■如果在1004增益状态(GS)不在GO ^ GS ^ Gl内，则忽略中断。■如果在1004为GO彡GS彡Gl，则操作前进到1005。■在 1005，DSP 屏蔽中断。■在1006，DSP切换到模式2AGC表并且基于来自该表的增益状态加载阈值TH2■在1006，DSP切换到模式2AGC表并且基于来自该表的增益状态加载阈值TH2■在1007，DSP在完成所有设置之后去断言中断状态比特以避免JD状态比特上的
错误警报。■在1008，DSP执行对中断状态比特的轮询。例如，使用FLO标准执行3次各为1 秒的轮询循环。■在1008，如果在3次连贯轮询循环之后，中断状态比特的所有N个值都为“0”， 则保留模式1。■如果轮询在1008表明中断状态比特被设回到“ 1 ”(即，仍存在扰乱)，则在1009 处DSP去断言中断状态比特并在1010执行对中断状态比特的3次附加轮询循环(以收集 针对FLO示例的12个结果)。■如果在1010的轮询之后，所有N个中断状态比特值都为“0”，则保留模式1。否 则，从模式1改变到模式2。模式2到模式1转换从模式2转换到模式1的过程的示例在图12中示出并且在以下描述。■基于JD轮询历史转换到(高灵敏度)模式1。例如，如果对中断状态比特的12 个连贯轮询结果显示“0” (即，弱扰乱)，则在1202，DSP将决定进入模式1。■在1203，将AGC表改变为模式1表，并且基于来自该表的增益状态加载模式1阈 值(TH1)■在1204，将中断状态比特设为“0”■在1205，启用中断(移除中断屏蔽)■连贯轮询结果的数目定义释放时间(例如，3秒)。ο参数的示例为> FLO突发为2ms (MLC最小长度)；> FLO 中贞为 250ms> FLO超帧为1秒>一帧中检查4个中断状态比特>轮询速率4Hz> 3秒释放时间意味着轮询3个超帧(总共12帧)根据本成果的示例性实施例的中断状态比特轮询历史的累积在图11中(并且还 在IlA中)图解。历史累积支持所有被轮询中断状态比特值必须显示“0”才准许模式1操 作的要求。轮询在释放时间区间期间发生。如果中断状态比特被断言为“1”，这意味着存在 扰乱。为了准许模式1操作，中断状态比特必须在整个释放时间区间中为“0”。在轮询期间 读取中断状态比特值。每一个中断状态比特结果由JD在积分时间后产生。给定释放时间区间期间的轮询历史的累积指示扰乱是否存在。与轮询过程相关联的释放时间区间被有目 的地减慢以避免衰落以及慢平坦衰落的效应。在轮询过程期间，处理器不直接观测中断(其被屏蔽)。代替地执行轮询过程。如 果确定释放时间区间期间的整个轮询历史表明所有被轮询的中断状态比特值都为“0”，则 在该瞬间，在启程至模式1并且基于来自模式IAGC表的增益状态实现模式1操作所需的 RFIC设置之后，移除中断屏蔽并且处理器直接观测中断(这即是切换到模式1)。在一些实 施例中，中断读取和反应仅针对某些所定义的增益状态发生，诸如模式1中的G0、G1、G2。在 模式1或模式2的较高增益状态，JD被忽略并且既不执行对中断信号的直接观测也不执行 对中断状态比特的轮询。例如，如果接收机处于模式1的增益状态4，则中断可被屏蔽，因为 增益状态4的AGC高衰减已保护了接收机不受扰乱。另一个示例是模式2的增益状态4 切换到模式1可能不是必要的，因为相关AGC切换点可能合并，使得模式切换可能不提供优 点ο扰乱检测尝试尽可能多地利用无扰乱环境的实例并且提高灵敏度。图11和IlA 演示在模式2释放过程期间发生的中断状态比特轮询中节省时间的方法。随着中断状态比 特被累积，如果这些比特之一如图11(参见111和112)和图1IA中所示地指示“1”，则释放 时间自动复位并且收集中断状态比特的新历史。在所有中断状态比特显示“0”的瞬间(参 见113)，处理器切换到模式1并且移除中断屏蔽。此操作节省了时间。更具体地，如果在给 定释放时间区间内所有轮询结束时(例如，在111或112以后的时间)决定保留在模式2， 则在113切换到模式1的最终决定将比图11中所示的更晚发生。由于为“1”的任何单个 中断状态比特值使得释放时间区间的整个轮询历史丧失资格，因此在中断状态比特轮询期 间在“1”的首次发生之际可开始新的释放时间区间。管线化以上所述和图11中所示的过 程实现模式2到模式1切换的更短收敛，而不缩短释放时间区间本身。以下描述例示当接收机处于高增益状态时快攻/缓释AGC电路的示例。■当接收机处于高增益状态时(如本文中所使用的，意味着相对高的信号衰减状 况)，例如模式1的G2和更高或者模式2的G3和更高(也被指定为G3 (+)以下)(同时参 见图4)，则屏蔽中断并且不执行对中断状态比特的轮询。■当接收机计划在模式2中移动到G2(按AGC方向)时，发生以下各项ο如果处于模式2:■加载模式2中G2的JD比较器阈值基准电平。(与从G3⑴移动到G2相关联的 信号衰减的减少导致JD比较器阈值更高，即G2的JD阈值高于G3的JD阈值。)■去断言中断状态比特■保持中断屏蔽■执行轮询■当接收机计划在模式1中移动到Gl (按AGC方向)时，发生以下各项ο如果处于模式1 ■屏蔽JD中断(以防止建立期间的错误警报)■加载模式1中Gl的JD比较器阈值基准电平。(与从G2⑴移动到Gl相关联的 信号衰减的减少导致JD比较器阈值更高，即Gl的JD阈值高于G2的JD阈值。)■去断言中断状态比特。
■移除中断屏蔽。具有FLO时基的突发模式操作的一个示例FLO标准背景以下描述例示具有扰乱检测器的自适应双模快攻/缓释AGC电路在用于FLO时基 的突发模式中的操作的示例。扰乱检测器快攻/缓释AGC电路在突发模式下工作。保持先前连贯突发的轮询历 史。FLO突发模式操作仅仅是突发模式环境的一个示例。轮询参数是可编程的。图13图解作为具有以下定义的分隙模式的FLO标准的示例。■采样-最小时间单位。对于5MHz信道，系统的基带采样速率为55. 5MHz ；由此每 个采样的持续期为0. 018微秒(18ns)。对于6MHz、7MHz和8MHz模式，系统的基带采样速率 分别为66. 6MHz、77. 7MHz和74MHz，并且采样时间分别为 15ns、 12. 87ns、和 13. 5ns。■码元-采样集合。每个码元包含活跃载波、循环前缀、和加窗。在一个示例中， 码元的总持续期为833. 25微秒。针对8MHz带宽中的I快速傅立叶变换(FFT)模式的最 小码元为((256+2048+17)^13. 5ns) = 31. 33 μ So■ MLC隙-MediaFLO逻辑信道，包含要接收的数据的可变时隙。每个MLC隙都是 内容信道。例如，切换到不同的TV频道意味着切换到不同的MLC隙。一些内容信道可占用 多个MLC隙。MLC隙的持续期取决于内容的数据率，并且范围可从若干码元到数百码元。■帧-一个RF信道上所有MLC隙的集合。在一个示例中，每一帧粗略为250毫秒。■超帧-超帧是最大时间单位。例如，超帧是4个帧、用于导频和开销信息码元 (OIS)的18个码元、以及用于定位导频的2-14个码元的集合。每一帧超帧精确地包含1200 个码元并且持续1秒。用于FLO的JD实现的一个示例数字积分的描述关于图14描述用于FLO环境的扰乱检测器的实现的示例。该示例演示用于突发 模式的JD算法，突发模式也被称为分隙模式或时分多址(TDMA)。各自环境以不同的突发模 式(TDMA)标准进行操作。该示例描述NB JD (窄带扰乱检测器)操作但是可由WB JD (宽 带扰乱检测器)来实现。而且，JD数字积分器本身可通过各种方式来实现。一个或多个JD的时间常数由JD数字积分器的积分周期来定义。■计数器Np计数512个TCXO(温度补偿晶体振荡器)周期。■ JDCl或JDC2计数器计数16个连贯的Np周期。JDCl或JDC2计数器测量Np计 数器在超过扰乱检测阈值的输入信号下作出多少次成功的512计数循环。JDCl对应于用于 毗邻扰乱的阈值，而JDC2对应于用于交替扰乱的阈值。为了在该示例中完成中断，JDCl或 JDC2应计数NP计数器的512计数循环的16个成功实例。■ TCXO 频率大约为 19. 2MHz。积分周期T由式1. 1给定并且在图14中示出，其中注意JD积分过程将为计数值 的累积(Np计数值乘以JDCl或JDC2计数值)以产生JD中断。Γ 512χ16χ—^~ ΑΙβ.β μΞ(1.1)
JTCXO对突发模式中的操作的JID考虑
FLO的最小MLC隙持续期为^iis。这比JD最小积分时段长大约4倍。由此，中断 状态比特采样在MLC隙结束时发生(同时参见图8)。这保证轮询过程期间可靠、稳定的中 断状态比特读取。扰乱检测过程在似6 μ s(式1.1)内收敛为最小。如果信号是随机的，则 收敛由于信号峰均特性可能花费大约1.5ms。由此，如所解释的，中断状态比特观测在MLC 结束时发生。(例如通过设置前述的计数器值来)定义数字积分时间的灵活性可用于将基 于突发大小的收敛时间调整到某个最小值。最小值由错误警报与错误检测的统计比率来定 义。对于稳定读取，如果是短突发，则在MLC隙结束时执行中断状态比特轮询。如果 MLC隙具有长持续期，则存在于同一 MLC隙上执行若干轮询的选择。如果MLC太短，则在该 MLC上忽略轮询，并且观测具有更长持续期的另一个MLC。为避免DSP超负荷，一些实施例仅在一帧的最后MLC隙结束时才执行中断状态比 特轮询。然而，取决于应用，在一帧上进行若干轮询或者在MLC隙结束时进行一次并且在一 帧的中间执行一次(位于一帧中间的MLC)也是可接受的。其示例在图8中示出，其中中断 状态比特被标示为“ JD状态比特”。如果在一帧中间的MLC隙上以及在该帧的最后MLC隙上进行轮询，这将使轮询结 果的总数增加到对，意味着每帧有两个轮询结果。这是因为超帧中有4个帧并且示例释放 时间为3秒(即，3个FLO超帧)。每3秒超帧的总共M个轮询结果给定8Hz的轮询速率。过程在一些实施例中，轮询FLO帧(同时参见图8)的最后MLC隙(接收突发)包括以 下各项■读取中断状态比特■关于帧读取存储中断状态比特值(“0”或“1”)。ο完成此操作以看见3个FLO超帧中的12个连贯状态并且关于如何在下一个隙 中使RFIC苏醒作出判定(模式1或模式2)。ο该过程是扰乱历史累积。■在从休眠模式转换到活跃模式时，发生以下活动。(参见图3-5的增益状态定义 相对输入功率。)ο如果处于模式1且增益状态满足GO < GS彡Gl并且无扰乱■启用中断■去断言中断状态比特将通过中断通知DSP有扰乱。模式1中的增益状态Gl与模式2中的增益状态Gl 相比在更高的RF功率范围下工作。ο如果处于模式1并且增益状态满足Gl < GS■禁用中断■忽略JD中断并且不进行轮询。ο如果处于模式2并且增益状态满足Gl彡GS彡G2■禁用中断■去断言中断状态■在MLC隙结束时读取JD状态比特。
将通过轮询通知DSP有扰乱。ο如果处于模式2并且增益状态满足G2 < GS■禁用中断■忽略JD中断并且不进行轮询。用于FLO的JD快攻/缓释操作的一个示例以下描述在突发模式下工作的扰乱检测器，并且突发采样在早先示出的图8中图 解。本领域技术人员将理解，本文中描述的过程还可应用于其他TDMA工作模式。这些参数 是可调整的，并且它们包括MLC隙中轮询的次数、每帧被轮询的MLC隙的数目、以及其中JD 开始活跃的增益状态。在活跃接收突发之前，存在初始化过程(本文中描述)和接收机的设置时间。1.接收机取决于JD状态比特的历史处于模式1或2。2.如果处于模式2a.屏蔽中断b.将中断状态比特设为“0”3.在模式2苏醒(历史并未表明进入模式1的情形)。4.检查增益状态(⑶)。图3-5示出该工作模式的增益状态和切换点。5.如果增益状态为GS > G2，则不执行任何轮询直至下一帧的最后MLC隙。6.如果增益状态为Gl彡GS彡G2，则采用一帧中的最后MLC隙a.从苏醒到最后帧MLC隙，将JD状态比特设为“0”■通过忽略JD状态比特并且在一帧中的最后MLC隙上复位JD状态比特来进一步 加速。i.如果一帧中的每一个MLC隙都被观测，则每次都需要复位状态比特。ii.在MLC隙的中间或接近其结束时观测JD或中断状态比特。iii.如果MLC隙太短，则忽略它。b.在一帧的最后MLC隙时读取JD状态比特。C.将JD状态比特设为“ 0，，d.将其附于帧读取索引e.在下一帧重复该过程7.在三个(3个)超帧上执行过程(a-e)通过每一帧结束时的一个中断状态比特 轮询，在1秒的周期内从4个帧收集四个0个)中断状态比特值。针对三个超帧获取十二 个(12个)读数。这导致轮询速率为4Hz的3秒。8.确定是否所有12个连贯轮询报告JD状态=0。(如果任何轮询结果产生“ JD 状态比特=1”，则历史累积如图11和IlA所示地再次开始。)9.若否，则维持模式2并且从步骤5再次重启，因为增益状态可能改变。10.如果在以上步骤8为是，则进入模式1。a.将中断状态比特设为“0”b.启用中断(如果DSP未曾收到中断，则下一次苏醒将处于模式1。)11.当在模式1苏醒时
c.复位状态比特(由于苏醒可能将“垃圾”加载到状态比特)。d.启用中断突发模式快攻/缓释扫描算法的一个示例描述了突发模式操作下快攻/缓释AGC电路的示例。该示例可在软件、固件、硬件、 或其组合中实现。在一个示例中，接收机被用作通过从休眠持续期“窃取”时间并缩短休眠 时间来执行扫描的频谱分析仪。在另一个示例中，执行使用跳频而非连续操作的快速扫描 以增加休眠时间；然而，该模式可能牺牲检测保真度。■接收机在覆盖接收频率的相关频带上执行RF扫描。■在从休眠模式苏醒之前执行扫描过程。■使用无限冲激响应(IIR)取平均算法以加权历史来执行扫描过程-冷启动从对于第一次，执行K次扫描并且对其取平均以获得加权历史 例如，K = 8，16，32-正在进行中 在苏醒前，执行单次扫描 测量 关于历史取平均(由于在活跃模式期间，JD报告是来自一个或多个JD的，因为不发生扫描过程。)描述取平均IIR算法的示例。
权利要求
1.一种保护接收包括组合了间歇扰乱活动的合需信号的输入信号的接收机的方法，包括根据第一放大特性放大所述输入信号；在所述放大期间，观测适于指示所述输入信号中在时间上彼此不同的分别对应的输入 信号部分中是否存在扰乱活动的扰乱指示；继续所述放大直至多个所述观测到的扰乱指示指示了在所述输入信号部分的多个分 别对应的连贯输入信号部分的每一个中不存在扰乱活动；以及仅响应于所述多个观测到的扰乱指示指示了在所述多个连贯输入信号部分的每一个 中不存在扰乱活动而开始根据比所述第一放大特性具有更高输入灵敏度的第二放大特性 来放大所述输入信号。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，包括在所述最后提及的放大期间，持续监视 指示所述输入信号中是否存在扰乱活动的中断信号。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述观测包括在所述对应的输入信号部分 的相应时间区间期间观测所述扰乱指示。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，包括如果所述观测到的扰乱指示中的任一 个指示所述输入信号中存在扰乱活动则立即重启所述观测。
5.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述观测包括在所述对应的时间区间的后 半部分期间观测所述扰乱指示中的每一个。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，包括维持所述观测到的扰乱指示的历史，并 且使用所述历史来决定是根据所述第一特性还是所述第二特性来放大下一个所述输入部 分。
7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，其中所述第一放大特性包括第一增益和第 一噪声指数，而所述第二放大特性包括高于所述第一增益的第二增益和低于所述第一噪声 指数的第二噪声指数。
8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，包括在所述放大步骤之一期间执行从根据 所述第一和第二放大特性中的相关联放大特性进行放大到根据包括第三增益和第三噪声 指数的第三放大特性进行放大的第一转换。
9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，包括在所述放大步骤的另一个期间执行从 根据所述第一和第二放大特性中的相关联放大特性进行放大到根据包括第四增益和第四 噪声指数的第四放大特性进行放大的第二转换。
10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述第三增益不同于所述第四增益，并且 所述第三噪声指数不同于所述第四噪声指数。
11.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述第一和第二转换是分别基于第一和第 二切换准则来执行的。
12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，包括在所述放大步骤之一期间使用第一 扰乱检测阈值来检测所述输入信号中的扰乱活动，以及在所述放大步骤的另一个期间使用 第二扰乱检测阈值来检测所述输入信号中的扰乱活动。
13.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述第一和第二切换准则对应于所述输 入信号的相同特性。
14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述相同特性是功率。
15.如权利要求1所述的方法，其特征在于，包括在所述放大步骤之一期间使用第一扰 乱检测阈值来检测所述输入信号中的扰乱活动，以及在所述放大步骤的另一个期间使用第 二扰乱检测阈值来检测所述输入信号中的扰乱活动。
16.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述扰乱活动包括窄带扰乱活动和宽带扰 舌L活动。
17.一种接收包括组合了间歇扰乱活动的合需信号的输入信号的接收机装置，包括第一放大器，用于根据第一放大特性放大所述输入信号；第二放大器，用于根据比所述第一放大特性具有更高输入灵敏度的第二放大特性来放 大所述输入信号；以及控制器，耦合到所述第一和第二放大器并且被配置成选择所述第一和第二放大器中的 任一个来放大所述输入信号；所述控制器被配置成在选择所述第一放大器时观测适于指示所述输入信号中在时间 上彼此不同的分别对应的输入信号部分中是否存在扰乱活动的扰乱指示；所述控制器被配置成维持选择所述第一放大器直至多个所述观测到的扰乱指示指示 了在所述输入信号部分的多个分别对应的连贯输入信号部分的每一个中不存在扰乱活动； 以及所述控制器被配置成仅响应于所述多个观测到的扰乱指示指示了在所述多个连贯输 入信号部分的每一个中不存在扰乱活动而从选择所述第一放大器切换到选择所述第二放 大器。
18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述控制器被配置成在选择所述第二放 大器时持续监视指示所述输入信号中是否存在扰乱活动的中断信号。
19.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述控制器被配置成在所述对应的输入 信号部分的相应时间区间期间观测所述扰乱指示。
20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述控制器被配置成如果所述观测到的 扰乱指示中的任一个指示所述输入信号中存在扰乱活动则立即重启所述观测。
21.如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述控制器被配置成在所述对应的时间 区间的后半部分期间观测所述扰乱指示中的每一个。
22.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述控制器被配置成维持所述观测到的 扰乱指示的历史，并且使用所述历史来决定选择所述第一和第二放大器中的哪一个来放大 下一个所述输入部分。
23.如权利要求17所述的方法，其特征在于，其中所述第一放大特性包括第一增益和 第一噪声指数，而所述第二放大特性包括高于所述第一增益的第二增益和低于所述第一噪 声指数的第二噪声指数。
24.如权利要求23所述的方法，其特征在于，所述控制器被配置成在选择所述第一和 第二放大器之一时导致从根据所述第一和第二放大特性中的相关联放大特性进行放大到 根据包括第三增益和第三噪声指数的第三放大特性进行放大的第一转换。
25.如权利要求M所述的方法，其特征在于，所述控制器被配置成在选择所述第一和 第二放大器中的另一个时导致从根据所述第一和第二放大特性中的相关联放大特性进行放大到根据包括第四增益和第四噪声指数的第四放大特性进行放大的第二转换。
26.如权利要求25所述的方法，其特征在于，所述第三增益不同于所述第四增益，并且 所述第三噪声指数不同于所述第四噪声指数。
27.如权利要求25所述的方法，其特征在于，所述控制器被配置成分别基于第一和第 二切换准则来导致所述第一和第二转换。
28.如权利要求27所述的方法，其特征在于，包括扰乱检测器，其耦合到所述控制器并 且被配置成在选择所述第一和第二放大器之一时使用第一扰乱检测阈值来检测所述输入 信号中的扰乱活动，以及在选择所述第一和第二放大器中的另一个时使用第二扰乱检测阈 值来检测所述输入信号中的扰乱活动。
29.如权利要求27所述的方法，其特征在于，所述第一和第二切换准则对应于所述输 入信号的相同特性。
30.如权利要求四所述的方法，其特征在于，所述相同特性是功率。
31.如权利要求17所述的方法，其特征在于，包括扰乱检测器，其耦合到所述控制器并 且被配置成在选择所述第一和第二放大器之一时使用第一扰乱检测阈值来检测所述输入 信号中的扰乱活动，以及在选择所述第一和第二放大器中的另一个时使用第二扰乱检测阈 值来检测所述输入信号中的扰乱活动。
32.一种用于保护接收包括组合了间歇扰乱活动的合需信号的输入信号的接收机的装 置，包括用于根据第一放大特性放大所述输入信号的装置；用于在根据所述第一放大特性的所述放大期间观测适于指示所述输入信号中在时间 上彼此不同的分别对应的输入信号部分中是否存在扰乱活动的扰乱指示的装置；用于继续根据所述第一放大特性的所述放大直至多个所述观测到的扰乱指示指示了 在所述输入信号部分的多个分别对应的连贯输入信号部分的每一个中不存在扰乱活动的 装置；以及用于仅响应于所述多个观测到的扰乱指示指示了在所述多个连贯输入信号部分的每 一个中不存在扰乱活动而开始根据比所述第一放大特性具有更高输入灵敏度的第二放大 特性来放大所述输入信号的装置。
33.一种用于支持接收包括组合了间歇扰乱活动的合需信号的输入信号的接收机的计 算机程序产品，包括计算机可读介质，包括用于使至少一个数据处理器选择根据第一放大特性来放大所述输入信号的代码；用于使所述至少一个数据处理器在根据所述第一放大特性的所述放大期间观测适于 指示所述输入信号中在时间上彼此不同的分别对应的输入信号部分中是否存在扰乱活动 的扰乱指示的代码；用于使所述至少一个数据处理器维持根据所述第一放大特性的所述放大选择直至多 个所述观测到的扰乱指示指示了在所述输入信号部分的多个分别对应的连贯输入信号部 分的每一个中不存在扰乱活动的代码；以及用于使所述至少一个数据处理器仅响应于所述多个观测到的扰乱指示指示了在所述 多个连贯输入信号部分的每一个中不存在扰乱活动而选择根据比所述第一放大特性具有更高输入灵敏度的第二放大特性来放大所述输入信号的代码。
全文摘要
扰乱检测可在连续和突发模式两者下工作，从而在两种情形中管理扰乱袭击。无论在连续还是突发模式下，根据突发扰乱环境来检测扰乱存在性。存储扰乱存在性检测的结果以创建扰乱存在性的历史，并且该历史用于管理扰乱袭击。
文档编号H04B1/10GK102089988SQ200980127907
公开日2011年6月8日 申请日期2009年7月30日 优先权日2008年7月31日
发明者A·布里兰特, H·M·威斯曼 申请人:高通股份有限公司