基于高速比较器和RC积分电路的幅度测量方法及系统与流程

本发明属于半导体技术领域，尤其涉及一种基于高速比较器和rc积分电路的幅度测量方法及系统。

背景技术：

目前国内对于脉冲信号尤其是高速脉冲信号的测量幅度的方式十分匮乏，一般都是选用价格高昂的峰值检波器和一块高精度的adc芯片来完成测量幅度的过程。

在脉冲信号输出的时候，很容易因为信号源或者外界噪声的影响，输出的脉冲信号带有一定的过冲，如果此时峰值检波器将这个过冲当成幅度接受则会使得结果错误，甚至会造成后面的高精度adc芯片损坏。

峰值检波出来的幅值如果和后面的高精度adc的输入vpp不匹配的话还要做相应的衰减电路，这样可能使得整个电路的带宽下降。如果要保持带宽，则使得高昂的成本会进一步上升。

因此,目前亟需一种简便可行,成本较低且可以快速精确测量幅度的一套方案。

为此，本发明测量方法提出一种解决方案，先用单片机来对频率进行测量。

当单片机所测得的频率数值较低，则直接使用单片机的adc再配合方差算法来获得稳定的幅度值。

如果在高频情况下则使用高速比较器将待测量和dac的输出量进行比较，输出的波形经过rc积分后进入单片机的adc来判断dac的值是否已经和待测量一样，最后通过dac的数值便可以知道幅度值。

本发明测量方法将频率低于12.8khz的脉冲信号认定为低频信号，将频率高于12.8khz的脉冲信号认定为高频信号。

技术实现要素：

本发明提出了一种基于高速比较器和rc积分电路的幅度测量系统，包括：用于接收脉冲信号的输入模块；用于检测和判断脉冲信号频率的判断模块，所述判断模块和所述输入模块连接；用于测量低频脉冲信号幅度的第一测量模块，所述第一测量模块和所述判断模块连接；用于测量高频脉冲信号幅度的第二测量模块，所述第二测量模块和所述判断模块连接；及，用于显示幅度测量数据的显示模块，所述显示模块与第一测量模块及第二测量模块连接。

本发明提出的基于高速比较器和rc积分电路的幅度测量系统中，第一测量模块至少具有如下：电压跟随器，其输入端与所述判断模块连接，用于使输出的电压幅值始终等于脉冲信号；及第一转换器，其输入端和所述电压跟随器的输出端相连，用于输出脉冲信号的幅值测量数据。

本发明提出的基于高速比较器和rc积分电路的幅度测量系统中，第二测量模块至少具有如下：

参考信号单元，其用于输出具有参考幅值信息的参考信号；

比较器，其正向输出端和反向输入端分别连接参考信号单元和判断模块，用于以电平值表现参考电压与待测信号幅度的大小关系；

rc积分单元，其输入端与比较器的输出端相连，用于将所述比较器输出的电平值信号转换成直流电压；及

第二转换器，其输入端和rc积分单元的输出端相连，用于根据差值直流电压信号输出脉冲信号的幅值测量数据。

本发明提出的基于高速比较器和rc积分电路的幅度测量系统中，进一步设置正反馈单元，正反馈单元连接比较器的正向输入端和输出端，用于构成正反馈以形成迟滞电压。

本发明还提出了一种基于高速比较器和rc积分电路的幅度测量方法，包括如下步骤：

步骤一：获取待测的脉冲信号，并初步判断脉冲信号为低频信号或高频信号；

步骤二：当脉冲信号为高频信号时，则基于参考信号经比较器输出差值脉冲信号，差值脉冲信号经rc积分处理获得差值直流电压信号，再经模数转化获得脉冲信号的幅值测量数据；或

当脉冲信号为低频信号时，则放大脉冲信号并经模数转化、采样后获得脉冲信号的幅值测量数据；

步骤三：显示幅值测量数据。

本发明提出的基于高速比较器和rc积分电路的幅度测量方法中，脉冲信号的频率大于12.8khz时，判断脉冲信号为高频信号；脉冲信号的频率小于等于12.8khz时，判断脉冲信号为低频信号。

本发明提出的基于高速比较器和rc积分电路的幅度测量方法中，针对低频的脉冲信号的测量间隔以获取20次有效采样值为一周期。

本发明提出的基于高速比较器和rc积分电路的幅度测量方法中，输出差值脉冲信号的过程包括：

步骤a：将参考信号与脉冲信号分别输入所述比较器的两输入端，获取比较器的输出信号；

步骤b：比较器输出信号经rc积分转换成直流电压信号；

步骤c：直流电压信号经模数转化判断其是否高于阈值；

步骤d：将参考信号逐位逼近脉冲信号的幅值，输出脉冲信号的幅值测量数据。

本发明的有益效果在于：本发明技术方案采用实时比较状态，在高频时测量出正确的幅度后如果切换幅度会实时反应在比较器的输出上，通过rc积分后即使是低性能ad也能轻松判断，单片机可以立即通过da去切换合适的新的参考电平直到和新的待测幅度一样并显示新的幅度值。而传统的峰值检波器的原理保存一段时间内的最高电平(也就是幅度)，在后级接上高性能ad读取，但是如果待测信号幅度降低则无法将之前保存的高电平刷新，需要人为重置，并且很容易受到信号过冲干扰。所以相对而言，本发明有效地减少了成本的同时达到了与高额花费方案相同的效果，也避免了因为噪声引起的数值不精确的情况。

附图说明

图1是本发明测量方法的流程框图。

图2是本发明测量方法的高频测量的硬件电路示意图。

图3是本发明测量方法的低频测量的硬件电路示意图。

图4是一个非理想脉冲信号及其中的非理想成分对幅度测量带来的影响之处。

图5是本发明测量方法的在高频测量下的程序控制dac增大输出的示意图。

图6是本发明测量方法的在高频测量下的程序控制dac减小输出的示意图。

图7是本发明测量系统的结构示意图。

具体实施方式

结合以下具体实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明。实施本发明的过程、条件、实验方法等，除以下专门提及的内容之外，均为本领域的普遍知识和公知常识，本发明没有特别限制内容。

如图7所示，本发明基于高速比较器和rc积分电路的幅度测量系统包括：输入模块、判断模块、第一测量模块、第二测量模块和显示模块。输入模块用于接收待测的脉冲信号。判断模块用于检测和判断脉冲信号频率，判断模块和输入模块连接，判断模块具有判断模块和判断模块，判断模块用于输出经判断为低频的脉冲信号，判断模块用于输出经判断为高频的脉冲信号。第一测量模块用于测量低频脉冲信号幅度的第一测量模块，第一测量模块和判断模块连接。第二测量模块用于测量高频脉冲信号幅度，第二测量模块和判断模块连接。显示模块与第一测量模块及第二测量模块连接，用于显示幅度测量数据。

更为具体地，本发明的第一测量模块至少由电压跟随器及第一转换器构成。作为构成电压跟随器的运算放大器，其正向输入端与判断模块连接，输出端和反向输入端连接，使运算放大器输出的电压幅值始终等于脉冲信号。第一转换器的输入端和运算放大器的输出端相连，用于输出脉冲信号的幅值测量数据。

本发明的第二测量模块至少由参考信号单元、比较器、rc积分单元及第二转换器构成。参考信号单元用于输出具有参考幅值信息的参考信号。比较器的正向输出端和反向输入端分别连接参考信号单元和判断模块，用于输出差值脉冲信号，差值脉冲信号是用于表征脉冲信号相较于参考信号的幅值高低。rc积分单元的输入端与比较器的输出端相连，用于将差值脉冲信号转换成差值直流电压信号。第二转换器的输入端和rc积分单元的输出端相连，用于根据差值直流电压信号输出脉冲信号的幅值测量数据。进一步地，比较器的正向输入端和输出端之间设置有正反馈单元，正反馈单元用于构成正反馈以形成迟滞电压。

(系统硬件构成)

本发明测量系统的具体实施例中，待测信号由外界提供，通过sma接头(即，输入模块)送到电路板上。将待测信号同时送入三块芯片的输入端，其一与其二是加了迟滞的电压比较器电路(即，比较器)，其三是用作电压跟随器的运算放大器(即，输出端和反向输入端连接的运算放大器)。这三者的用途分别是：对输入信号整形在输出到单片机的gpio，用于测量频率，并判断采用何种方法来更精确地测出其幅度；在电压比较器输出端接上rc积分电路(即，rc积分单元)，再送到单片机上与模数转换器adc(即，第二转换器)输入端相连的gpio，用于测量高频信号的幅值。输出端直接送入与adc(即，第一转换器)输入端相连的另一gpio，用于测量低频信号的幅值。

在测量幅值时，先用单片机(即，判断模块)对进入的脉冲信号的信号频率进行频率测量，如果是超过12.8khz则把信号送入第二测量模块中，由高速比较器和rc积分电路来进行测量，如果低于12.8khz则直接送入第一测量模块，即使用单片机的ad来测量。

由于单片机本身自带的ad性能并不是很强，主要表现在其采样频率仅为1mhz左右，所以仅用于处理低于12.8khz的频率的幅度测量，对于12.8khz频率的脉冲信号，即使单片机的自带adc的采样率也足够应付。此外，ad采样完的数据还会对其进行标准差分析。

低于0.08v以下的电压作为无效数据，不计入一个周期20次读取的数据中，并对这一组数据计算标准差。若标准差过大，意味着这20个数据采集点有部分落在的上升沿、下降沿、过冲或其他干扰上，并不是全部落在被测脉冲信号平坦稳定的高电平上，因此舍弃这一批数据，屏幕上的显示不做改变。这样可以有效地减少测量结果受到因脉冲信号不理想而造成的影响，最后得出比较精确的幅度值。

如果频率高于12.8khz，使用高频测量方案。本发明测量方法会把信号送入高速比较器和rc积分电路进行测量。高速比较器选型为tlv3501。高速比较器的信号处理端口有同相输入端、反向输入端与输出端。其工作原理是将一路基准电压送入该比较器的一个输入端，再将待测信号输入另一输入端，当同相输入端的电压高于反向输入端的电压时，输出高电平，反之则输出低电平。本发明测量方法中，待测信号进入高速比较器的同相端，单片机自带的dac输出到反相端。因此，当待测脉冲信号幅值小于dac输出电压时，输出低电平，反之则输出与待测脉冲信号同频、同占空比、同相的脉冲信号。

单片机自带的dac有着12位的精度，即理论上可以达到2.5/2¹²v≈6.1mv的精度。程序初始化后将dac的12位数字端设为二进制数1000-0000-0000，在模拟端输出参考电压2.5v一半的电压，即1.25v，将其输入到高速比较器的反相端。如果此时待测脉冲信号的幅度超过dac的输出电压，此时比较器的输出也是一段脉冲信号，反之则为常低电平。

比较器输出的脉冲信号进入rc电路积分则会变成稳定的直流电压。该直流电压为比较器输出端脉冲信号的直流分量，也是其电压平均值。该直流电压进入单片机自带的adc后可以测得该值的大致幅度，如果该值比80mv大(为了去除噪声而设置的阈值)，则判定dac输出到比较器输入端的电压低于待测信号的幅值，因此保留dac数字端的二进制数第一位为1。

如果此时输入的脉冲信号幅度低于dac初始化后输出的1.25v，则比较器的输出是常低，经过rc积分后也是一个低电平，其幅值接近于0v，但会由于存在各种噪声与干扰等因素在20mv周围波动。当rc积分的输出经adc判定低于80mv时，则说明dac输出电压高于输入脉冲信号的幅值，则把dac数字端的二进制数第一位改为0。

由于使用的dac为12位精度，所以上述过程总共需要循环执行12次。在上述的初始化后第一次比较过后，再将dac数字端的次高位设为1，同样地与待测信号进行比较。若dac的输出高于待测信号幅值，则将该位保留为1，反之则置0。直到12次循环过后，dac数字端的12位二进制数已经设定完毕，该数值在理想情况下应该等于待测信号的幅度，实际上会因为干扰、比较器性能等因素存在不大于30mv的偏差。

由于rc积分电路在输入电压变化时存在电容充放电的过程，所以输出电压不会存在突变的情况，而是由电阻值与电容值乘积的大小来决定输出电压变化的快慢，若乘积越大，则输出电压变化越慢，反之则越快。例如在比较器的输出端，若从脉冲信号突变为长低电平，那么rc积分电路的输出就要从约1.25v转变为约0v，这样的变化就需要一定的时间。由于本发明测量方法要做到接近实时显示待测脉冲信号的电压值，若在改变dac输出电压后没有等待rc积分电路变换到稳定的输出电压就对其进行采样，势必造成测量结果错误，所以电压变换时间不能太长，故要求rc乘积不能太大。

rc乘积又决定了另一个指标，那就是多少频率以上的脉冲信号才能经过滤波仅剩下直流分量。rc乘积越大，这个频率下限越低，反之则频率下限越高。这个频率下限又决定了本发明测量方法采用高频测量与低频测量这两种测量方案的分界点，即分界点最好要略高于这个频率下限。因此又要求rc乘积不能太小。

综合上述两个原因，将电阻设为10kω，将电容设为27nf，在这个参数下既可以满足dac每0.1s改变一次输出电压而rc积分输出稳定(循环12次，约1.2s刷新一次屏幕)，又可以满足频率下限略低于10khz。

如果经过单片机测频后得到的频率值低于12.8khz，则使用低频测量的方案。将待测脉冲信号送入电压跟随器。电压跟随器实质是一个运算放大器，运算放大器与电压比较器类似，包括同向、反相输入端与输出端。将运算放大器输出端与反向输入端短接，就能构成电压跟随器，使输出电压幅值始终等于同相输入端输入电压的幅值。该运算放大器选型为tlv4170。将待测信号输入到同相输入端，跟随输出后接入adc来测定其幅值。

由于原始待测信号的来源不确定，不同信号来源的带负载能力也各不相同，即其戴维南等效电阻可能或大或小。如果将这样的信号直接送入adc，可能会因为其戴维南等效电阻不满足远小于adc输入电阻的条件，而导致电阻分压，使实际送入adc的电压值小于原始的幅值。因此本发明测量方法才用了电压跟随器，起到复制一个与原始待测信号一模一样波形的信号并且提升其带负载能力的作用，即令戴维南等效电阻为1ω数量级，远小于adc输入端的100kω数量级。将复制出来的信号送入adc进行测量，便不再可能存在adc输入端电阻分压的问题。

电压跟随器输出的有较强带负载能力的脉冲信号进入adc，就需要adc来读取这个信号的幅度值。由于该信号不是一个理想的脉冲信号，存在噪声、过冲、较长的上升时间等不良因素，就容易对测量的结果的精准性造成影响。因此本发明测量方法对跟随器输出的信号连续采样20次作为一个采样周期，如果取值低于80mv则判定该采样点位于低电平，判定为无效值并丢弃，不计入20个有效值之内；若取值高于80mv则判定为有效值。由于adc的采样速率远高于待测信号的频率，这20个有效值的采样点可能部分落在待测脉冲信号的上升沿、下降沿、过冲等部位，甚至有可能全部落在上述位置，若直接取平均势必会造成测量数值不精确，且每个采样周期得出的结果都不同。

图1显示的是本发明测量方法的总体框架与流程，具体包括：

步骤一：获取待测的脉冲信号，并初步判断脉冲信号为低频信号或高频信号；

步骤二：当脉冲信号为高频信号时，则基于参考信号经比较器输出差值脉冲信号，差值脉冲信号经rc积分处理获得差值直流电压信号，再经模数转化获得脉冲信号的幅值测量数据；或当脉冲信号为低频信号时，则放大脉冲信号并经模数转化、采样后获得脉冲信号的幅值测量数据；

步骤三：显示幅值测量数据。

由外界通过sma接口输入一个待测脉冲信号，这个脉冲信号的参数应该限制在频率0.83hz—12.2mhz、幅度0.1-2.5v、占空比约10％—90％。这个原始待测信号被送入一个带20mv迟滞的高速比较器tlv3501，整形成同频同相同占空比的3.3v的脉冲信号，用于频率测量。单片机对该信号测频后将频率与12.8khz比较，若高于12.8khz就采取高频测量法，反之则采取低频测量法。

(高频检测)

如图2所示的本发明测量方法的高频测量部分硬件电路。高速比较器选型为tlv3501，满足轨对轨输入输出，并且在3.3v供电情况下转换速率小于5ns。本发明测量方法中，待测信号进入高速比较器的同相端，单片机自带的dac输出到反相端，并且在连接两个电阻构成正反馈，一来加快比较器输出电压的变化速率，二来形成约20mv的迟滞电压以减少由于噪声造成的误触发现象。因此，当待测脉冲信号幅值小于dac输出电压时，输出低电平，反之则输出与待测脉冲信号同频、同相、同占空比的脉冲信号。

单片机选型为stm32f4最小系统开发板，自带12位dac，即理论上可以从0-2.5v进行约6.1mv步进的模拟电压输出。程序初始化后如图1流程图所示，要逐位改变dac数字端的二进制数值来调整输出的模拟值，使其逐渐逼近待测脉冲信号的幅值。

如图5、图6的第一步所示，首先，将dac数字端的12二进制数第一位(msb)置1，其余11位二进制数置0，即在模拟端输出参考电压的二分之一，1.25v，并将其输入到高速比较器的反相端与输入信号进行比较。待测脉冲信号若高于dac的输出电压，则比较器的输出也是脉冲信号，反之则为常低电平。

比较器输出的脉冲信号进入rc电路积分则会变成稳定的直流电压。该直流电压为比较器输出端脉冲信号的直流分量，也是其电压平均值。该直流电压进入单片机自带的adc后可以测得该值的大致幅度，如果该值比80mv大(为了去除噪声而设置的阈值)，判定dac输出到比较器输入端的电压低于待测信号的幅值，如图5所示的第二步，保留dac数字端的二进制数第一位为1。

详见图2，rc积分电路与adc相接的节点，若比较器输出一直为低，rc积分输出也为低，但会由于噪声等因素导致输出电压为几十毫伏；若比较器输出为方波，rc积分输出幅值约为待测信号幅值*待测信号占空比，这个值远高于几十毫伏。如，在输入的脉冲信号幅度低于1.25v时，比较器的输出是常低，经过rc积分后也是一个低电平，其幅值接近于0v，但会由于存在各种噪声与干扰等因素在20mv周围波动。当rc积分的输出经adc判定低于80mv时，说明dac输出电压高于输入脉冲信号的幅值，如图6所示的第二步，把dac数字端的二进制数第一位改为0。

由于使用的dac为12位精度，所以上述过程总共需要循环执行12次，也就是图5、图6中所省略的第3到第12步：在第一次比较过后，再将dac数字端的次高位设为1，同样地与待测信号进行比较。若dac的输出高于待测信号幅值，则将该位保留为1，反之则置0。直到12次循环过后，dac数字端的12位二进制数已经设定完毕，如，图5、图6的最后一步所示。该数值在理想情况下应该与待测信号的幅度的偏差不超过6.1mv，也就是单片机自带dac的最小步进值，但实际上会因为干扰、比较器性能等因素使测量实际值与待测脉冲信号的幅值存在不大于30mv的偏差。

上述的电阻取值为10kω，电容取值为27nf，在该种参数下既可以满足dac在保证rc积分输出稳定的情况下每0.1s改变一次输出电压(循环12次，约1.2s刷新一次屏幕)，又可以满足高频测量方案的输入脉冲信号的频率下限略低于10khz。

(低频检测)

若待测信号频率值低于12.8khz，则使用低频测量的方案。图3显示了低频测量方案的硬件电路图。运算放大器选型为tlv4170，其具有低失调电压，轨对轨输入输出的特性，且压摆率远超过所需的要求。将运算放大器输出端与反向输入端短接构成电压跟随器，使输出电压幅值始终等于同相输入端输入电压的幅值。将待测信号输入到同相输入端，跟随输出后接入adc来测定其幅值，这是因为原始待测信号在恶劣情况下可能具有较大的戴维南等效电阻，该阻值可能不满足远小于adc输入阻抗的要求，导致电阻分压，使得实际送入adc的电压值小于原始的幅值。因此本发明测量方法用电压跟随器复制一个与原始待测信号一样的信号，并且提升其带负载能力，即令戴维南等效电阻远小于adc输入端的100kω数量级。将复制出来的信号送入adc进行测量，便可以令adc稳定、准确地读取其电压值。

如图6所示，由于待测信号不是一个理想的脉冲信号，存在噪声、过冲、较长的上升时间等不良因素，因此直接测量幅值可能使采样点落在上升沿、过冲等处，导致测量到的幅值不准且不断跳动。因此本发明测量方法对跟随器输出的信号连续采样20次作为一个采样周期，如果取值低于80mv则判定该采样点位于低电平，判定为无效值并丢弃，不计入20个有效值之内；若取值高于80mv则判定为有效值。由于adc的采样速率远高于待测信号的频率，这20个有效值的采样点可能部分落在待测脉冲信号的上升沿、下降沿、过冲等部位，甚至有可能全部落在上述位置，若直接取平均势必会造成测量数值不精确，且每个采样周期得出的结果都不同。

因此本发明测量方法采用取标准差的算法。对上述一个采样周期采集得到的20个电压值数据计算平均值，再计算标准差。标准差反映了一组数据偏离平均值的程度，若两组数据的均值相同，数据个体数值之间差异越大，则计算出来的标准差越大。设定一个合理的标准差阈值，将高于该阈值的数据组判定为无效数据组丢弃，保留有效的数据组。如果一组数据的采样点均在稳定平坦的高电平上，那么单个数据之间的差异应该较小，计算出来的标准差应该较小，能够低于阈值；反之如果采样点存在落在沿上与干扰上，那么单个数据之间的的差异较大，计算出来的标准差较大，高于设定的阈值。将有效数据组的平均值送至屏幕显示函数。

为了高速比较器的稳定，本发明测量方法中加上了20mv的迟滞电压来加快它的反应速率并提升其抗干扰能力，所以在输出时也要将这20mv进行补正。因此上述每组有效数据在取平均值后要加上20mv。

总结上述两种测量方案：在高频测量方案下，dac的数字端设定为二进制数即为实际电压值；在低频测量方案下，adc测量的有效数据组的平均值就是实际的电压值。举例说明，测得的12位二进制数为1010-0100-0000(满足adc与dac两种方案)，则代表输出电压为1.25+1.25/4+1.25/32≈1.6v，加上20mv的补正后为1.62v。

本发明的保护内容不局限于以上实施例。在不背离发明构思的精神和范围下，本领域技术人员能够想到的变化和优点都被包括在本发明中，并且以所附的权利要求书为保护范围。