专利名称：测量流动流体的流速的方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种测量流动流体的流速的方法，该方法包括沿流体的流向间隔地排列两个超声波换能器，并使两个超声波信号在这两个超声波换能器之间沿相对的方向连续地传播，每个换能器接收相应的超声波信号。
本发明还涉及用于测量流动流体的流速的装置。
我们已经知道，通过沿流体的流向，在间隔排列的点上设置两个超声波换能器，并测量在这两个超声波换能器之间向上游和下游发射的超声波信号的相应的传播时间，就能够测量流体、例如沿管道流动的热水的流速。
在测量热水流速的领域内，文献WO86/02722公开了一种方法，该方法包括使两个换能器同时发射相应的超声波信号，这两个信号于是沿相对的方向传播。
由于流动的存在，所以向上游发射的信号的传播时间T2要比向下游发射的信号的传播时间T1长。
通过测量这两个传播时间T1、T2，就能用公式Q=K(T2-T1)/C推导出热水的流速，其中K是考虑到仪表的几何关系的项；而C是与声音在水中的传播速度有关的修正项。
该方法有一个较大的缺点。当其中的一个换能器一旦被激励时，它就在接收来自另一个换能器的信号的同时连续地发射信号。当水温变化时，可观测到漂移，同时附加的不期望的相移也在接收的超声波信号中被观测到。
为克服上述问题，就必须进行温度测量，并根据温度波动来修正流速测量，这使测量方法变得复杂。
此外，其他的测量方法也有公开，例如，文献EP 0 426 309中描述的方法，在此方法中，将声信号沿互相相对的方向连续地发射到流动流体中，其中每个声信号都包括相位倒置。相对于与讨论中的发射信号有关的时间基准，通过测量倒相出现的时刻就可测出各接收的声信号的传播时间。
上述时刻用瞬时相位检测器来检测，但这样的检测并不精确。
对每个声信号来说，由于信号在流体中传播，所以在讨论的声信号中会引起声相的偏移，而在时间测量时将结合该声相偏移的测量。
通过对8个电容器上的接收信号进行采样，通过将所述采样信号进行数字化，以及通过对产生的数字化信号执行同步检测，就可测出声相的偏移。
不幸的是，由于采样，上述测量方法给信号的采样值带入了额外的噪声，并因此给测量本身带来了附加的噪声。
此外，上述方法也很复杂，这是因为对沿给定传播方向的每次信号发射，都要测量传播时间和声相偏移。
因此，若能找到一种测量方法，使其不给测量带入附加的噪声，并且其实现起来比现有技术简单，这将是十分有益的。
由此，本发明提供了一种测量流动流体的流速的方法，该方法包括沿流体的流向间隔地排列两个超声波换能器，并使两个超声波信号在这两个超声波换能器之间沿相对方向连续地传播，每个换能器都接收相应的超声波信号SIG1、SIG2，所述方法的特点在于形成n个时钟信号CKi，其中i=1到n，且n≥4，该信号包括多个跳变，相互的相位偏移为2π/n，与用于激励换能器的激励信号有固定的关系，且与所述激励信号的频率相同；对沿一个传播方向接收的第一接收信号SIG1，选择其周期的特征部分；选择在所述的特征部分出现后紧接着发生的、时钟信号的第一个跳变；存贮该时钟信号，称之为“CLS”；确定时间t1，该时间t1对应于整数m个连续周期内的、在信号SIG1的m个周期的每一个的特征部分出现的时刻、与随后的信号CLS的第一个跳变出现的时刻之间经历的时间之和；识别沿相对的传播方向接收的第二接收信号SIG2的m个连续周期内的相同的特征部分；确定时间t2，该时间t2对应于信号SIG2的m个周期的每一个的特征部分出现的时刻、与随后信号CLS的第一个跳变出现的时刻之间经历的时间之和；取得差值|t2-t1|；以及由此推导出与|t2-t1|成正比的流体流速Q。
通过建立n个中间(intermediate)时钟信号CKi，就能够提供时间基准，不象用于已知的超声波测量流动流体的流速的方法的时间基准，该时间基准是“可变”的，这是因为一旦得到用于时间测量的期望的分辨率，就会寻找别的更适合的时间基准。
因为该时间基准是根据时钟信号产生的，所以不会带入附加的噪声，这不同于用模-数转换器。
此外，该方法也很简单，因为没有采样和同步检测的步骤，因此，它可用简单的模拟部件来实现，这与现有技术的方法不同。
而且，不带模-数转换器的电子电路更易于集成到专用集成电路(application specific integrated circuit,ASIC)中。
通过使用上述“可变”时间基准，能更为准确和迅速地得到期望的分辨率。
对于以2π/n相位偏移的n个信号CKi，分辨率为T/n(T是用能形成n个信号的时钟得到的分辨率)，并且因此能用比现有技术更高的分辨率测出在所述信号的m个周期的每一个的特征部分出现的时刻、与所选择的时钟信号的第一个跳变出现的时刻之间经历的时间。
由于当测量次数增加时，分辨率就会增加(关系为1/
，其中N是测量次数)，所以可以理解，“可变”时间基准能直接地增加分辨率，由此为达到期望的分辨率就只需较少的测量次数。
更为有利的是，当分辨率与现有技术的方法相同时，这个方法能减少得到流体流速的超声波测量所需的能量消耗。
此外，应该注意的是，当将1MHz左右的声波发射频率用于，如像水这样的流体时，现有技术的方法，如文献EP 0 426 309所描述的方法，需要很高的能量花费，由于需要能够在1MHz对信号采样的模-数转换器，因而其费用也很高，而对本发明就不是这样。
整型周期数m可等于1，或取其他值。当m不为1时，选择特征部分的周期可能与m个连续周期的第一个相对应，否则它可能先于所述的m个周期。
在本发明中，接收信号SIG1和SIG2被调整为方波脉冲的形式，在这种情况下，接收信号的周期的特征部分与每个脉冲的上升沿或下降沿相对应。
在本发明中，时钟信号为方波脉冲的形式，在这种情况下，所选择的时钟信号的第一个跳变是一个上升沿或下降沿。
在本发明的方法中，计算信号之间相应的差SIG1-CLS和SIG2-CLS，以便得到能够确定相应的时间t1和t2的相应的信号IEX1和IEX2。
信号IEX1和IEX2可以为方波脉冲的形式，并且本发明的方法包括扩展所有脉冲的积累持续时间，以便确定相应的时间t1和t2。
例如，时钟信号CK1可与用于激励换能器的激励信号同相。
在第一实现中，形成四个时钟信号。
在第二实现中，形成8个时钟信号。
更为有利的是，为了防止所述信号同时发生，以每个接收信号为基础，形成信号SIGs，并相对于时钟信号对其进行相位偏移。
例如，信号SIGs可用π/n来进行相位偏移。
本发明还提供用于测量流动流体的流速的装置，所述装置包括沿流体的流向间隔排列的至少两个超声波换能器；用来产生用于激励换能器的激励信号的部件；以及用于接收由相应的所述换能器连续地沿相对方向发射的两个超声波信号SIG1和SIG2的部件；所述装置的特点在于它还包括用于形成n个时钟信号CKi的部件，其中i=1到n，且n≥4，该信号包括多个跳变，互相以2π/n进行相位偏移，相对于激励信号有固定的关系，与所述激励信号的频率相同；用于识别第一接收信号SIG1的周期的特征部分的部件；用于选择在所述特征部分出现以后，紧接着发生的时钟信号CKi的第一个跳变的部件；用于存储该称之为“CLS”的时钟信号的部件；用于确定时间t1的部件，该时间t1对应于整数m个连续周期内的、在信号SIG1的m个周期的每一个的特征部分出现的时刻、与随后的信号CLS的第一个跳变出现的时刻之间经历的时间之和；用于在第二接收信号SIG2的m个连续周期内、识别相同的特征部分的部件；用于确定时间t2的部件，该时间t2对应于在信号SIG2的m个周期的每一个特征部分出现的时刻、与随后的信号CLS的第一个跳变出现的时刻之间经历的时间之和；以及用于取得差值|t2-t1|和用于由此推导与t2-t1成正比的流体流速Q的部件。
该装置可用简单的模拟部件例如，具体地说，D型双稳态或RS型双稳态来实现，并且因此不需要提供模-数转换器或提供多个用于存储采样值的电容器。
用于形成时钟信号CKi的部件包括晶体振荡器，其后面跟有形成分频器的n/2个D型双稳态，并因此可得到相互相位偏移为2π/n的信号CKi。
用于选择时钟信号的第一个跳变的部件包括n个“选择”D型双稳态，每个双稳态的D输入端连接公共接收信号SIG1或SIG2，每个双稳态的时钟输入端CK分别接收各双稳态相互不同的时钟信号CKi，这样当双稳态的复位输入端RAZ为1且公共信号为1时，可通过复位到零输入端RAZ来激活双稳态，所述双稳态就对信号CKi敏感。
用于选择时钟信号的第一个跳变的部件还包括n个逻辑门，其每一个逻辑门都通过相应的输入端接收公共接收信号SIG1或SIG2；以及n个单稳态电路，其每一个单稳态电路接收一个不同的时钟信号CKi，并且将其输出发送到n个逻辑门的另一输入端中的相应的一个。
用于存储时钟信号CLS的部件首先包括n个存储D型双稳态，其每一个接收作为时钟输入CK的、相应的选择双稳态的Q输出，并且，其次包括具有n个输入端的NAND(“与非”)逻辑门。其每一个输入端分别连接到相应的存储双稳态的Q输出端，将各存储双稳态的D输入端永久地置为1，通过使所述双稳态的Q输出端变为1，并使其Q输出端变为0，在某个双稳态的时钟输入端CK接收的第一个信号激活其存储功能，由此激活用于锁定公共接收信号SIG1或SIG2的锁定电路。
在本发明的装置中，n个NAND逻辑门中的每一个分别通过其相应的输入端接收时钟信号CKi和对应的存储双稳态的Q输出，每个门的输出分别连接到具有n个输入端的NAND逻辑门的输入端的相应的一个，当对应的存储双稳态的存储功能被激活时，n个逻辑门中的一个就释放相关联的时钟信号CKi。
通过用作为非限定例子和参照附图给出的下述描述，其他特点和优点会显现出来，该附图包括
图1示出在第一实施例中，针对流体的流动，如何安置超声波换能器；图2示出针对流体的流动，安置超声波换能器的另一种可能性；图3是本发明的装置中使用的序列发生器的简化的示意图；图4是本发明的装置的部分示意图，包括用于发射超声波信号的单元、用于切换换能器的单元、以及用于调整接收的超声波信号的单元；图5a示出根据接收的超声波信号形成的信号SIG1(SIG2)；图5b示出发射和接收超声波信号的步骤；图6是本发明的装置的部分示意图，包括用于形成时钟信号CKi(i=1到4)的单元、以及用于选择和存储时钟信号CLS的单元；
图7示出4个时钟信号CKi互相对应的波形；图8a是图6所示的装置的部分的变形，它用于选择时钟信号CLS；图8b是图6所示的装置的部分的变形，它示出用于选择和存储时钟信号CLS的单元；图8c示出用作时间的函数的主要信号的波形；图9是简化的本发明装置的部分示意图，包括用于产生信号IEX1和IEX2(SIG1-CLS和SIG2-CLS)的单元；图10是产生信号IEX1和IEX2的步骤的图；图11示出信号SIG1、CLS和IEX1的波形；图12a是时间扩展原理的示意图；图12b是时间扩展器的简化的示意图；图13是本发明的装置的部分示意图，包括时间扩展器；图14示出各种信号SIG1、SIG2、IEX1和IEX2；图15是本发明的第二实施例中的图6所示装置的部分示意图；图16示出相互对应的8个时钟信号CKi的波形图；以及图17示出信号CK1、CK3、C4M、SIG1、SIG1s和IEX1的波形。
用于测量流动流体，如热水，的流速的装置示于图1、2、4、7和11中，并且整体被标为标号10。
如图1所部分地示出的，本发明的装置包括两个超声波换能器T1和T2，其沿流体的流向间隔地置于流程中，以便收集有关流体速度的信息。
在图1中，在测量管道12的相对端、面对面地放置换能器T1和T2，流体按箭头“F”所指地方向沿管道流动。
图2示出放置换能器T1和T2的另一个例子，其中，所述换能器T1和T2放置在凹槽14和16的底板上，而凹槽14和16与箭头“F”所指的流体的流向垂直。
如图2所示，流体通过测量管道18流动，在管道内安装了两个镜子20和22，用于反射超声波信号。
超声波换能器T1和T2受来自图3中简单示出的序列发生器24的激励信号所激励。该序列发生器包括16位计数器26、连接到计数器的译码器28、以及由多个逻辑门组成的单元30。
从4MHz的时钟信号得到的1MHz的时钟信号供给计数器26和单元30，单元30还接收来自译码器28且允许超声波信号发射的信号TE。在其输出端，单元30发出用作引导信号(pilot signal)的激励信号SE。当用“等待(standby)”时钟发出复位到零(reset-to-zero)信号RAZ时，计数器26就被激活，图3中未示出“等待”时钟。
如图4所示，用于激励换能器T1的信号SE1发送到两个NAND逻辑门32和34的输入端的相应的一个，两个NAND逻辑门32和34并行连接以便减小电路的内阻抗。
每一个NAND逻辑门的另一输入端连接值为1的逻辑信号。这些门可用反相器来替换。
这两个逻辑门32和34的输出端连接到电容器C1，电容器C1与电阻器R1串联，电阻器R1连接到另一个电阻器R2，电阻器R2跨接到换能器T1的端子上。
换能器T1的、连接到电阻器R1和R2的端子还连接到了电阻器R3上，电阻器R3接收来自开关晶体管36的集电板的电流。
用电压Vdd在PNP晶体管36的发射极上给其供电。通过串联连接电阻器R2和R3，就能够得到用于向换能器加偏压的稳定的电压，该偏压等于Vdd/2。
电容器C1将输入(这里信号SE是输入)与电压Vdd隔离，以便特别是当信号SE1为其休息(rest)电平时，防止干扰分电压电路R2和R3的电位。它还能避免额外的消耗。
电阻器R1将换能器T1与输入信号隔离，以便保证矩形信号SE1与高容性的换能器兼容，并且，它能更好地控制发射阻抗。
对于用信号SE2激励的换能器T2，用NAND逻辑门38和40、电阻器R4、R5和R6、电容器C2以及晶体管42组成对称的电路。
由于两支对称的电路并未连接到一起，所以在两个换能器之间保证了良好的去耦。
当换能器T1受频率等于1MHz的激励信号激励而发射超声波信号时，开关单元的开关44打开，而连接到换能器T2的开关46关闭。
例如，如图5中用字母E表示的发射的超声波信号具有等于40μs的持续时间。
在信号发射的启始时刻之后大约80ms，换能器T2接收到该超声波信号(图5b)。
在图5a和5b中用字母R表示的接收信号用反相器48(图4)来调整，由反相器48发送如图5a所示的方波信号SIG1，其中反相器48可为例如包括3个级联的反相器的HCO4型CMOS反相器。
作为变形，该调整可用差分比较器来实现，使差分比较器的一个输入端接收来自开关单元的信号，而使其另一个输入端接收来自专门的分压器、或来自确定该信号平均值的RC网络的参考信号。
如图6所示，装置10包括用于形成四个时钟信号CKi的部件50，其中i=1到4。
该部件包括频率等于4MHz的晶体振荡器52。该振荡器发出时钟信号，该时钟信号施加到两个形成分频器的D型双稳态54和56的时钟输入端CK。频率等于4MHz的时钟信号的波形示于图7。
双稳态56的Q输出端连接到双稳态54的D输入端，而双稳态54的Q输出端连接到双稳态56的D输入端。
如图7所示，假定信号CK2为0，且信号CK4为1，则当4MHz的时钟信号的上升沿到来时，由双稳态54的Q输出端发出的时钟信号CK1变为1，并且双稳态56的D输入端也因此取得值1。
由双稳态54的Q输出端发出的时钟信号CK3因此变为0。
在4MHz时钟信号的下一个上升沿，由双稳态56的Q输出端发出的时钟信号CK2变为1。
因此，由双稳态56的Q输出端发出的时钟信号CK4变为0，并且双稳态54的D输入端也因此取得值0。
在4MHz时钟信号的下一个上升沿，时钟信号CK1回到0，同时信号CK3变为1，并且因此双稳态56的D输入端也变为0。
当4MHz时钟信号的下一个上升沿到来时，由双稳态56的Q输出端发出的时钟信号CK2变为0，并且信号CK4因此变为1，从而使双稳态54的D输入端变为1。在4MHz时钟信号的另一个上升沿，时钟信号CK1变为1，时钟信号CK3因此变为0，并且双稳态56的D输入端变为1。4MHz时钟信号的下一个上升沿使时钟信号CK2变为1，并因此使时钟信号CK4和双稳态54的D输入端变为0。
图7清楚地示出了4个所得到的时钟信号CK1、CK2、CK3和CK4。
这些信号具有与用于激励换能器的激励信号SE1和SE2相同的频率(1MHz)，其中激励信号就是根据时钟信号CK1产生的。该时钟信号相互之间以π/2进行相位偏移，并且它们与用于激励换能器的激励信号有固定的相位关系。
此外，该信号具有多个在逻辑值0和逻辑值1之间的跳变。
电路50的一个变形包括用D型双稳态，以振荡器产生的2MHz的时钟信号为基础来形成1MHz的时钟信号CK1。
然后通过产生人工延时，在信号CK1的基础上形成信号CK2，人工延时可用例如单稳态电路(或延时电路)来产生，而信号CK3和CK4可通过将信号CK1和CK2倒相来容易地得到。
如图3所示，“同步”信号ERS由序列发生器26的译码器28产生，并且其波形示于图5和5a。
其逻辑值为0，然后，在等于95ms的时间间隔之后，当接收信号位于其干扰比开始或结束部分要小的中央部分时，其值变为1，该信号触发选择时钟信号CKi的阶段的开始。
参照图6，信号ERS发送到D型双稳态58的D输入端。该双稳态能够在其Q输出端产生信号ERSS，该信号对应于用发送到双稳态58的时钟输入端CK的时钟信号CK1同步的信号ERS。
信号CK1已被随意地选定。
信号ERE由序列发生器26的译码器28产生(图3)，且其波形示于图5b。
其逻辑值为0，并且，在信号ERS变为1之后2ms，其值变为1。该信号触发测量阶段的开始。
参照图6，信号ERE发送到D型双稳态60的D输入端，其复位到零C(清零)输入端连接信号R，该信号R在测量开始时重新初始化该双稳态。
双稳态60的Q输出端连接到NOR型逻辑门62的一个输入端，其另一输入端接收信号ERSS。
门62的输出端连接到反相器64，反相器64的输出端连接到NOR型逻辑门66的一个输入端，其另一输入端接收4MHz的时钟信号。
在门66的输出端发出频率等于4MHz的信号C4M。信号C4M回送到双稳态60的时钟输入端CK。信号C4M由变为零的信号ERSS触发，而当由信号C4M同步的信号ERE出现时，其被禁止。
应该注意的是，该逻辑电路限定了信号C4M的存在，特别是在双稳态60和70的输入端CK，从而使电路的能量消耗达到最小(图8c)。
双稳态60的Q输出端发出信号ERES，该信号对应于用信号C4M同步的信号ERE，并且其波形示于图8c。该信号用于使能下面描述的测量单元。
同步后的信号ERSS发送到D型双稳态68的C输入端。信号SIG(SIG1或SIG2)发送到该双稳态的时钟输入端CK，该双稳态的D输入端为1。
双稳态68的Q输出端连接到D型双稳态70的D输入端。
信号C4M发送到双稳态70的时钟输入端CK，且其C输入端连接信号RG，该信号RG用于在开始整个测量周期时初始化该双稳态，整个测量周期由以下组成沿流体的流向发射超声波信号，称之为“向下游发射”；以及沿相反的方向发射信号，称之为“向上游发射”。
当双稳态58的Q输出端的信号ERSS变为1时，调整后的信号SIG1(或SIG2)的第一个上升沿使双稳态68的Q输出端变为1，从而允许双稳态70的Q输出端在信号C4M的第一个上升沿时变为1。
由此产生的信号SIG1s对应于用信号C4M同步的信号SIG1。
为了得到相对于信号SIG1进行相移的信号SIG1s，可用串联放置在双稳态68的Q输出端的4个逻辑反相器来替换双稳态70。
信号ERSS还发送到D型双稳态的D输入端。
双稳态72的C输入端接收上述的信号RG。
双稳态72的时钟信号CK连接信号SIG1s。
公共信号SIG1s还发送到NAND型逻辑门74的一个输入端，且逻辑门74的输出端连接反相器75，反相器75将信号SIG1s发送到四个D型双稳态76、78、80、82的D输入端。
各双稳态的C输入端连接到双稳态72的Q输出端。
当信号ERSS为1时，信号SIG1s的第一个上升沿触发双稳态72，并使其Q输出端变为1。
在ERSS已变为1之后出现的SIG1s的第一个上升沿释放4个双稳态76、78、80和82的C输入端。
4个另外的D型双稳态84、86、88、90在其时钟输入端CK分别接收双稳态76、78、80、82的Q输出的相应的一个。
双稳态84、86、88、90的D输入端永久地设为1，并且，其C输入端连接公共初始化信号RG。
双稳态84至90的Q输出端分别连接到四个NAND型逻辑门92、94、96和98的相应的一个，这些门的另一输入端分别接收时钟信号CK1、CK2、CK3和CK4的相应的一个。逻辑门92至98的输出端分别连接到NAND型逻辑门100的4个输入端的相应的一个。
双稳态84至90的Q输出端分别连接到NAND型逻辑门102的4个输入端的相应的一个，逻辑门102的输出由逻辑反相器104反相，并回送到逻辑门74的第二输入端。
每当4个双稳态76、78、80、82识别出信号SIG1s的上升沿时(这样的沿可认为是组成该信号的一个特征部分)，它们被激活，并且它们在其时钟输入端CK分别接收时钟信号CK1、CK2、CK3、CK4的相应的一个。
公共信号RG为1(在测量的开始时初始化)，双稳态84至90变为活动状态，因此，它们对双稳态76、78、80、82的Q输出端。
在信号SIG1s的上升沿出现之后紧接着到来的、第一时钟信号的第一个跳变或上升沿，触发接收所述时钟信号的双稳态的Q输出。
双稳态76、78、80、82能够识别SIG1s的上升沿，并选择在上升沿出现以后紧接着发生的、时钟信号CKi的第一个跳变。例如，如果由于CK3在时间上最接近SIG1s而成为被选择的时钟信号，则由双稳态80所选择的该信号使该双稳态的Q输出端变为1，从而使对应的双稳态88的Q输出端也变为1。
其他双稳态76、78、和82的Q输出端一直为0。
然后，双稳态88的Q输出端为0，并且因此使逻辑门102的输出端变为1。然后，到达逻辑门74的第二输入端的被反相的信号为0，它锁住该门并使由该门输出、且相互连接双稳态76至82的D输入端的公共信号变为0。
这样，双稳态76至82对时钟信号CKi变得不敏感，且该双稳态的Q输出保持为0。
这能够使其他的时钟信号不被选择，并且，这样，存储了被选择的时钟信号CK3。
由于双稳态88的Q输出端为1，所以信号CK3由逻辑门96释放，并施加到逻辑门100的四个输入端中的一个。该门100的其他输入端为1，因为双稳态84、86、和90的Q输出端的状态为0，所以门100发出信号CK3，该信号在下文称之为“CLS”。该信号CLS与由上述电路所选择的时钟信号相对应。
因为信号SIG1由信号C4M进行同步，所以能够防止信号SIG1和CLS的边沿同时出现。
对于图8a所示的变形，识别信号SIG1s的周期的上升沿的功能、以及选择在信号SIG1s的周期的上升沿出现后紧接着发生的时钟信号CK1的第一个跳变(上升沿)的功能也可实现如下将公共信号SIG1s发送到四个AND(“与”)逻辑门101、103、105、107的每一个的一个输入端，并且，信号CKi的每一个分别施加到相应的单稳态电路106、108、109、111的输入端，这些单稳态电路的输出端分别连接到上述四个AND逻辑门101、103、105、107的相应的一个的另一输入端。该四个AND逻辑门的输出分别发送到四个存储双稳态84、86、88、和90的相应的一个的时钟输入端CK。
图8b示出图6所示装置的一个变形实施例。在该变形中，省略了D型双稳态级84-90。图8b仅示出那些与图6所示的元件不同的元件。
来自双稳态70的Q输出端的公共信号SIG1s或SIG2s发送到四个D型双稳态300、302、304、和306的D输入端，以及另一D型双稳态308的时钟输入端CK，该双稳态308的Q输出端连接到所述双稳态300-306的C输入端。
D型双稳态310在其时钟输入端接收信号ERSS，其D输入端永久地为1，并且其Q输出分别发送到四个AND逻辑门312、314、316、318的每一个的两个输入端中的相应的一个，这些门的每一个的另一输入端分别接收时钟信号CK1、CK2、CK3、CK4的相应的一个。
这样，当信号ERSS变为1时，双稳态310的Q输出端就变为1，从而释放时钟信号CKi。在信号C4M的半周期之后，信号SIG1s的上升沿到达双稳态300-306的D输入端，并且，同时，通过双稳态308激活这些双稳态的C输入端。
紧接着信号SIG1s的上升沿之后的时钟信号CKi，例如CK3，的第一个上升沿激活对应的D型双稳态304，该D型双稳态304的Q输出端变为1。
由于双稳态D 300-306的每一个Q输出都分别发送到相应的NAND逻辑门320、322、324、326的输入端，并且由于每个门的另一输入端分别接收不同的信号CKi，其中i=1到4，所以，变为1的双稳态304的Q输出端从逻辑门324释放信号CK3，并将该信号施加到NAND逻辑门328的4个输入端中的相应的一个。
门328的其他3个输入端连接到门320、322、和326的输出端，从而使由门324释放的信号CK3到达门328的输出端。
双稳态300-306的Q输出端分别连接到NAND逻辑门330的4个输入端的相应的一个，该门330的输出发送到逻辑反相器332，该逻辑反相器332连接到RS型双稳态334的S(置位)输入端。
双稳态334的Q输出施加到双稳态310的C输入端，并且所述双稳态334的C输入端接收重新初始化信号RG，该信号每两次测量(向上游发射及向下游发射之后)产生一次。
这样，由于双稳态304的Q输出端变为1，所以Q输出端变为0，门330的输出端变为1，并且双稳态334的S输入端因此为0，从而迫使所述双稳态334的Q输出端为1，并迫使其Q输出端为0。
结果，双稳态310的C输入端变为0，且Q输出端变为0，从而锁定逻辑门312-318。因此，RS双稳态334锁定时钟信号选择，且由双稳态304选择的时钟信号CK3(CLS)因而被存储到所述双稳态304中。
因为信号CKi并不是直接发送到双稳态300-306的时钟输入端CK，所以该变形能够减小该装置的能量消耗。
下面将参照图9和10说明信号SIG1-CLS的产生，该信号记作IEX1，它是根据信号SIG1的整数m个连续周期而形成的。
信号IEX1为m个方波脉冲的形式，其中每个脉冲的宽度对应于在信号SIG1的一个周期的特征部分如其上升沿出现的时刻、与随后的信号CLS的第一个跳变例如该信号的上升沿(图10)出现的时刻之间所经历的时间。
例如，数m可等于16，以便减小伴随测量而来的噪声，并用于执行求平均功能。
当双稳态60的Q输出(图6)变为1时，信号ERES使能D型双稳态110(图9)，以便使被选择的时钟信号CLS在所述双稳态110的时钟输入端CK激活。
双稳态110的C输入端连接复位信号R，该信号在每次测量的开始时被激活。
在信号CLS的上升沿(图10)，双稳态110的Q输出端变为1，从而迫使所述双稳态的Q输出端变为0，并因此在16位计数器112的复位输入端释放禁止，该计数器112开始计数该16个脉冲，该计数器112的型号为例如HC4040型。在第十六个脉冲的开始，计数器112的Q5输出端变为1，并且该信号的反相信号被发送到D型双稳态114的C输入端。
双稳态110的Q输出端连接到双稳态114的时钟输入端CK，该双稳态114的D输入端永久地为1，并且变为1的双稳态110的Q输出端迫使双稳态114的Q输出端为0。
双稳态114的Q输出发送到NAND逻辑门116的一个输入端，其另一输入端永久地为1，且其输出端连接到D型双稳态118的D输入端。
由于双稳态114的Q输出端变为0，所以双稳态118的D输入端变为1(图10)。
在双稳态118的D输入端已经变为1之后到达其时钟输入端CK的、信号SIG1的第一个上升沿，使该双稳态的Q输出端变为1(图10)。
双稳态118的Q输出端先连接到双稳态120的D输入端，然后连接到该双稳态的C输出端，以及连接到NAND逻辑门122的一个输入端，该逻辑门122的输出施加到计数器112的时钟输入端CK。双稳态120的Q输出端连接到双稳态118的C输入端。当双稳态118的Q输出端为0时，门122在其一个输入端接收值为0的逻辑信号，因此该门的输出端为1。
双稳态118的Q输出端一变为1，门122的输出端就变为0，并且由此产生的下降沿触发由计数器112对第一个脉冲的计数。
同时，双稳态118的Q输出端由1变为0，并且因此迫使逻辑门124的输出端变为1。
被选择的时钟信号CLS的上升沿一到达双稳态120的时钟输入端CK(图10)，该双稳态的Q输出端就变为0，由此迫使该双稳态118的Q输出端变为0。
结果，来自双稳态118的Q输出端的信号变为1，并且形成信号IEX1的第一个脉冲(图10)。
如此用类似的方法形成十六个连续的脉冲。
同样地，信号SIG1的第十六个连续的上升沿的出现，使逻辑门122的输出端的信号变为0，从而激活由计数器112对最后一个脉冲的计数。
从双稳态118的Q输出端输出的信号也因此变为0。在计数器112的时钟输入端出现的第十六个下降沿使该计数器的Q5输出端变为1，并且因此反相的输出变为0，从而锁定了NAND门122。
结果，逻辑门122的输出端的信号变回到1(图10)，从而停止计数。双稳态114的C输入端变为0，从而迫使双稳态114的Q输出端变为1，并因此使双稳态118的D输入端变为0，从而封锁了该双稳态。
当被选择的时钟信号CLS的下一个上升沿出现在双稳态120的时钟输入端CK时，其Q输出端变为0，这迫使双稳态118的Q输出端变为1，并形成信号IEX1的第十六个脉冲(图10)。
下述步骤包括确定时间t1，该时间t1对应于这十六个脉冲内，在该信号SIG1的每一个周期内、所述信号的上升沿出现的时刻、与后来紧接着到达的信号CLS的第一个上升沿出现的时刻之间经历的时间的总和。
该步骤包括确定该形成的十六个脉冲的宽度的总和(图11)，图11仅示出其中的三个脉冲。
图12b是一个时间扩展器的简化的示意图。因为信号IEX1的脉冲宽度很窄，用常规的部件，如需要很高频率的时钟和计数器的脉冲计数部件，不能确定这样的宽度，所以时间扩展器非常有用。
用4个时钟信号得到的信号IEX1的每一个脉冲的宽度可以例如代表大约在130ns到375ns范围内的单位时间。
如图12b所示，用能取逻辑值0和1的电压Ve表示的信号IEX1发送到电流发生器G1，电流发送器G1发出电流I1。该发生器通过其一个端子连接到点A。电容器C，例如具有22nF的容量，通过其一个极板连接到点A，跨在电容器两端的电压UC施加到用作比较器的运算放大器AO的反相输入端。
该比较器AO的同相输入端接收参考电压VR(例如+1.5V)。
该比较器用电压Vdd(例如3.3V)供电。
该比较器AO的输出端连接到触发逻辑反相器IL，其输出发送到第二电流发生器G2，该电流发生器G2发出电流I2。第二电流发生器用电压Vdd供电，并且通过其一个端子连接到点A。
当电压Ve为0时(图12a)，电流I1为0，跨在电容器两端的电压UC保持比参考电压VR高，比较器的输出VAO为0，反相器IL的输出为1，并且电流I2为0。
当电压Ve为1时(图12a)，电流I1等于例如3mA，并且，电容器C放电到某一低于VR的值UC，此时电压Ve再次变为0。
然后，输出电压VAO达到其最大值(例如等于2.8V)，并且IL的输出电压变为0，从而能够以电流I2逐渐地对电容器再充电到比电压VR高的值，其中电流I2的值大约等于3μA，然后电压VAO的值回到0(图12a)，IL的输出电压变为1，且I2再次变为0。
给定I1te=I2Ts=CUc=常量，则比率I1/I2可被推导出，例如，在I1=3mA且I2=3μA时，该比率为1000。
这样Ts/te=1000。
因此，对于脉冲的每个宽度或持续时间te，都可在比较器的输出端得到扩展的时间Ts，该时间Ts可按传统的方法确定，从而由此推导出宽度te=Ts/1000。
时间Ts，例如，在图13所示的电路中，由电阻器R10的阻值决定。
图13所示的电路是实现上述时间扩展器功能的电路的一个例子。
该电路包括电阻器R7，信号IEX1通过R7连接到点B，首先，与电阻器R8串联的二极管D1连接到点B，其次，NPN晶体管130的基极也连接到点B。
该NPN晶体管的发射极通过电阻器R9连接到地，而集电极连接到点C。
信号IEX1的逻辑电平1定义了网络R7、D1、R8中的电位B，该电位是晶体管130的基极受到的电位。因此电流实质上由公式i=(VB-Vbe)/R9来定义，其中Vbe代表晶体管130的基极-发射极电压，即约为0.65V。
电容器C3通过其一个极板连接到点C，并且连接到比较器132的反相输入端，该比较器用电压Vdd供电，其反相输入端承受参考电压VR。
该输出首先发送到与图中未示出的微处理器相关联的测量定时器，其次连接到电阻器R10。
电阻器R10连接到点D，首先，与电阻R11串联的二极管D2连接到点D，其次，晶体管136的基极也连接到点D。
该PNP晶体管136的发射极连接到电阻器R12，而集电极连接到上述的点C。
该电路用电压Vdd供电。
该电路按上述参照图12a和12b说明的方式进行操作。
图12b中所示的电流发生器G1和G2分别用晶体管130和136代替，同时将串联到一起的二极管和电阻器与各晶体管联接，以便对晶体管的发射极/基极二极管的温漂进行补偿。
这样，在扩展了与信号IEX1的十六个脉冲的宽度之和相对应的时间之后，就得到了时间t1，其代表的是由换能器T1发射的超声波信号向位于下游的换能器T2的传播(图1)。
在从换能器T1开始发送信号之后约40ms，产生复位信号R，以便重新初始化用于形成信号IEX的逻辑单元。
然后，在由序列发生器24产生的、且频率等于1MHz的激励信号SE2激励时，换能器T2相向换能器T1发射超声波信号。
由微处理器控制的切换单元进行切换，从而使开关44打开且使开关46关闭。
在从下游向上游传播的超声波信号开始发射的时刻之后约90ms，换能器T1接收到该超声波信号，并且由反相器48对该信号进行调整，以便得到信号SIG2，其具有图5a所示的波形。
在选择出时钟信号CLS的情况下，参照图6所描述的单元就保持其原有的激活状态，并且该单元因此发出信号CLS。
使信号SIG2与C4M同步，从而产生信号SIG2s。
信号SIG2发送到双稳态118的时钟输入端CK(图9)，同时被选择的时钟信号CLS发送到双稳态110和120的时钟输入端CK。信号SIG2的一部分被使能双稳态110的D输入端的信号ERES选择。图9所示的单元用与参照形成信号IEX1描述的方法相同的方法进行操作，并且由此产生信号IEX2。
信号IEX1和IEX2示于图14。
为方便起见，将它们一个画在另一个上面，但是很明显，它们在时间上并不同时发生。
然后，信号IEX2由图13所示的时间扩展电路进行处理，其方法与上述参照图13描述的方法相同。
这样，如上所述，参照时间t1可确定代表由换能器T2向换能器T1发射的超声波信号的传播的时间t2。
然后，由微处理器计算这些时间的差t2-t1，然后从下述公式Q=K(t2-t1)/C推导出与该差成正比的流体的流速Q，其中K是考虑到仅表的几何形状的项，而C是与声音在水中的传播速度有关的修正项。
对于图1的几何形状，流速Q也可表示为Q=2LS(t2-t1)/(t1+t2)2，其中，L和S分别为管道的长度和管道的通过截面积。
对于L=10cm,S=1cm2，且t1+t2=160μs，则Q=1406升每小时(l/h)。
更为有利的是，信号CLS是一个临时的时间基准，它用作确定时间t1和t2的中间基准。然后当确定了差值t1-t2时，该基准就被去掉，其中差值给出了测量的期望的基础。
该方法不需要重构信号的相位来确定所述信号的传播时间，这可减少在能量方面的花费。
此外，因为建立了时间基准，所以该方法比那些用于现有技术中的方法更加灵活，且因此不必考虑发射的信号。
因为用数字的方式进行操作，所以本发明的方法很可靠，也很精确。
对于1MHz的发射频率，超声波信号的传播时间大约在70ms到80ms的范围内，且该发射信号的相位旋转在140π到160π的范围内变化。
如果，例如，上游到下游的传播时间等于70μs，其与140π的信号的相位旋转相对应，然后，下游到上游的传播时间可等于70μs+500ns，且对应的相位旋转对于最大的水流速等于140π+π。
对于测量生活用水，用直径等于10mm的管道12，最大流速例如等于2立方米每小时(m3/h)。
这意味着，在这种情况下，扩展的时间之差t2-t1等于500ns，这与相位偏移为π相对应。
如上所述的四个时钟信号CKi足以用最小的能量消耗确定出等于500ns的时间差t2-t1。
当相位差大于π时，必须增加时钟信号的数目。
为了增加流速测量的动态范围，可增加时钟信号CKi的数目，但能量消耗将会更大。
通过修改超声波信号的发射频率，可增加测量精度，但减小仪表的动态范围(增加频率)；或者增加仪表的动态范围，但同时减小测量的精度(减小频率)。
下面将描述图15所示的第二实施例。
如图15所示，该测量装置包括用于形成8个时钟信号CKi的部件200，其中i=1到4。图16示出所形成的信号CKi的波形。
该部件包括频率等于8MHz的晶体振荡器202。该振荡器发出的时钟信号施加到形成分频器的四个D型双稳态204、206、208、210的时钟输入端CK。
双稳态210的Q输出端连接到双稳态204的D输入端，且双稳态204、206、和208的Q输出端分别连接到双稳态205、208和210中相应的一个的D输入端。
假设信号CK4为0，当8MHz的时钟信号的上升沿到来时，然后由双稳态204的Q输出端发出的时钟信号CK1变为1，并且双稳态206的D输入端也因此取得值1。
由双稳态204的Q输出端发出的时钟信号CK5因而变为0。
在8MHz的时钟信号的下一个上升沿时，由双稳态206的Q输出端发出的时钟信号CK2变为1。
这样，由双稳态206的Q输出端发出的时钟信号CK6变为0。
8MHz时钟信号的下一个上升沿使双稳态208的Q输出端发出的时钟信号CK3变为1，同时由所述双稳态的Q输出端发出的时钟信号CK7变为0。
8MHz时钟信号的下一个上升沿使双稳态210的Q输出端发出的时钟信号CK4变为1，从而使所述双稳态的Q输出端发出的时钟信号CK8变为0，并且双稳态204的D输入端也因此取得值0。
在8MHz时钟信号的下一个上升沿，时钟信号CK1返回到0，同时信号CK5变为1，并且双稳态206的D输入端也因此变为0。
当8MHz的时钟信号的下一个上升沿到来时，由双稳态206的Q输出端发出的时钟信号CK2变为0，并且信号CK6因此变为1。
当8MHz的时钟信号的另一个上升沿出现时，由双稳态208发出的时钟信号CK3变为0，并且时钟信号CK7因此变为1。
8MHz的时钟信号的下一个上升沿使时钟信号CK4变为0，并且使时钟信号CK8变为1，从而迫使双稳态204的D输入端变为1。
在8MHz时钟信号的另一个上升沿，时钟信号CK1变为1，并且时钟信号CK5因此变为0。8MHz时钟信号的下一个上升沿使时钟信号CK2变为1，并且因此使时钟信号CK6变为0。
8MHz时钟信号的下一个上升沿使时钟信号CK3变为1，并且使时钟信号CK7变为0。
在8MHz的时钟信号的下一个上升沿，时钟信号CK4变为1，并且时钟信号CK8变为0，从而迫使双稳态204的D输入端为0。
这样，就形成了8个时钟信号CK1、CK2、CK3、CK4、CK5、CK6、CK7、和CK8。
这些信号与用于激励换能器的激励信号SE1和SE2的频率相同(1MHz)，而该激励信号的产生例如以时钟信号CK1为基础。这些信号之间用π/4进行相位偏移，并且与换能器的激励信号有固定的相位关系。
此外，这些信号具有在逻辑值0和逻辑值1之间的多个跳变。
如图3所示，由序列发生器26的译码器28产生“同步”信号ERS，且其波形示于图5和5a。
其逻辑值为0，并且在等于95ms的时间间隔之后，当接收信号位于所受干扰比所述接收信号的开始和结束都小的中央部分时，其值变为1。该信号触发选择时钟信号CKi的阶段的开始。
参照图15，信号ERS发送到D型双稳态212的D输入端。该双稳态能够在其Q输出端产生信号ERSS，该信号ERSS与用时钟信号CK1同步的信号ERS相对应，时钟信号CK1发送到双稳态212的时钟输入端CK。
信号CK1已被任意地选择。
信号ERE由序列发生器26的译码器28产生(图3)，并且，其波形示于图5b。
其逻辑值为0并且，在信号ERS变为1之后2ms，其值变为1。该信号触发测量阶段的开始。
参照图15，信号ERE发送到D型双稳态214的D输入端，其C(清零)输入端连接信号R，该信号R在测量的开始对其进行重新初始化。
双稳态60的Q输出端连接到NOR型逻辑门216的一个输入端，其另一输入端接收信号ERSS。
该门216的输出端连接到反相器218，该反相器218的输出端连接到NOR型逻辑门220的一个输入端，其另一输入端接收8MHz的时钟信号。
频率等于8MHz的信号C8M在该门220的输出端发出。信号C8M再输入到双稳态214的时钟输入端CK。信号C8M由变为0的信号ERSS触发，并且，当由信号C8M同步的信号ERE出现时，其被禁止。
双稳态214的Q输出端发出信号ERES，该信号与用信号C8M同步的信号ERE相对应。该信号用于使能该测量单元。
被同步的信号ERSS发送到D型双稳态222的C输入端。信号SIG(SIG1或SIG2)发送到该双稳态的时钟输入端CK，其D输入端为1。
双稳态222的Q输出端连接到D型双稳态224的D输入端。
信号C8M发送到双稳态224的时钟输入端CK，且其C输入端连接信号RG，该信号用于在全部测量周期的开始时，初始化该双稳态。
当双稳态212的Q输出端的信号ERSS变为1时，调整后的信号SIG1(或SIG2)的第一个上升沿使双稳态222的Q输出端变为1，从而使双稳态224的Q输出端在信号C8M到第一个上升沿时变为1。
由此产生的信号SIG1s与用信号C8M同步的信号SIG1对应。
信号ERSS还发送到D型双稳态225的D输入端。
双稳态225的C输入端接收上述的信号RG。
公共信号SIG1s还发送到NAND型逻辑门226的一个输入端，逻辑门226的输出端连接反相器227，反相器227将反相后的信号发送到8个D型双稳态228、230、232、234、236、238、240、242的D输入端。
每个双稳态的C输入端都连接到双稳态225的Q输出端。
当信号ERSS为1时，信号SIG1s的第一个上升沿触发双稳态225，并使其Q输出端变为1。
在ERSS已经变成1之后出现的SIG1s的第一个上升沿，释放8个双稳态228-242的C输入端。
8个另外的D型双稳态244、246、248、250、252、254、256、258在其时钟输入端CK分别接收双稳态228-242的Q输出的相应的一个。
双稳态244-258的D输入端永久地设为1，且其C输入端连接公共初始化信号RG。
双稳态244-258的Q输出端分别连接到8个NAND型逻辑门260、262、264、266、268、270、272、和274的相应的一个，这些门的另一输入端分别接收时钟信号CK1到CK8的相应的一个。逻辑门260-274的输出端分别连接到NAND型逻辑门276的8个输入端的相应的一个。
双稳态244-258的Q输出端分别连接到NAND型逻辑门278的4个输入端的相应的一个，该逻辑门278的输出经逻辑反相器280反相后再送到逻辑门226的第二输入端。
每当8个双稳态228到242识别出信号SIG1s的上升沿时，它们就被激活，并且它们在其时钟输入端CK分别接收时钟信号CK1到CK8的相应的一个。
公共信号RG为1(在测量的开始时初始化)，双稳态244到258变成激活状态，并且它们因而对双稳态228到242的Q输出敏感。
在信号SIG1s的上升沿出现之后紧接着到达的、第一时钟信号的第一个跳变或上升沿，触发接收所述时钟信号的双稳态的Q输出。
例如，如果因为CK5在时间上最接近SIG1s而成为被选择的时钟信号，那么该被双稳态236选择的信号使该双稳态的Q输出端变为1，从而还使对应的双稳态252的Q输出端也变为1。
其它双稳态228到234和238到242的Q输出端一直为0。
然后双稳态252的Q输出端为0，并因此使逻辑门278的输出端变为1。到达逻辑门226的第二输入端的反相后的信号然后为0，这锁定了该门，并使该门输出的、且连接双稳态228到242的D输入端的公共信号变为0。
这样，双稳态228到242变得对时钟信号CK1不敏感，且这些双稳态的Q输出端保持为0。
这可防止其它的时钟信号被选择，并且，这样，存储了选择出的时钟信号CK5。
由于双稳态252的Q输出端为1，所以信号CK5由逻辑门268释放并施加到逻辑门276的4个输入端之一。因为双稳态244到250和254到258的Q输出端的状态为0，所以该门276的其它输入端为1，并且因此，门276发出信号CK5，该信号在下文被称为“CLS”。信号CLS与由上述电路选择出的时钟信号相对应。
由于信号SIG1由信号C8M同步，所以能够防止信号SIG1和CLS的边沿同时出现。
上述参照图9到14的所有描述均适用于上述第二实施例。
作为例子，当以4MHz的频率使用4个时钟信号CKi时，并且当用双稳态70使信号SG1与信号C4M同步时，信号CK1、CK3、C4M、SIG1、SIG1s、以及IEX1可例如具有图17所示的波形。
这样，当期望测量在信号SIG1的上升沿与其后紧接着出现的时钟信号CK1的第一个上升沿(例如，在本例中选择CK3)之间形成的脉冲的宽度时，可以看出，脉冲(向下游发射)的时间宽度可再划分为两个部分第一部分为随机的持续期τ1，它由用信号C4M同步的信号SIG1引起，持续期τ1位于Ons到250ns的范围内，这取决于两个信号SIG1和C4M的相对位置；以及第二部分为固定的持续期τ2，它与信号C4M的半周期、即125ns相对应。
该脉冲的时间宽度因此最高为375ns。
当期望测量在信号SIG2的上升沿、与被选择的时钟信号CK3的第一个上升沿之间形成的脉冲的宽度(向上游发射)时，该脉冲的时间宽度为其最大值，等于1μs-ε，即大约970ns，其中1ms代表1MHz信号的周期，而ε是保证图9所示的双稳态118和120正确操作的安全项。
结果，通过取得两个上述脉冲的时间宽度的差，可得到595ns的最大值。
当使用8个频率为8MHz的时钟信号CKi时，对于向上游发射所得到的脉冲的时间宽度仍为两项τ1和τ2之和，但τ1位于0ns到125ns的范围内(因为与信号C8M同步)，而τ2等于62.5ns(与信号C8M的半周期相对应)，因而将该脉冲的时间宽度的最大值设为187.5ns。
对向下游发射所得到的脉冲的时间宽度保持不变(970ns)，而这两项的最大差值则为782.5ns。
这对应于以1.3(=782.5/595)增加了该测量装置的动态范围。
这样，例如，如果用4个时钟信号的测量装置所覆盖的流速范围为从0l/h到1500 l/h，那么用8个时钟信号的测量装置就可覆盖扩展到1950 l/h的范围。
应该注意的是，为了增加该使用至少4个时钟信号的测量装置的动态范围，可用仍然与所使用的逻辑电路的技术兼容的、短得多的延时来替代与时间τ2对应的逻辑延时。例如，该时间可用多个反相器级联的方法，或用RC电路后跟一个触发电路的方法来获得。
对于本发明，5个周期的平均(一个周期对应于一次向下游发射和一次向上游发射)足以获得50ps的分辨率。
权利要求
1.一种测量流动流体的流速的方法，该方法包括沿流体的流向间隔地排列两个超声波换能器，使两个超声波信号在这两个超声波换能器之间沿相对的方向连续地传播，每个换能器接收相应的超声波信号SIG1、SIG2，所述方法的特点在于它包括形成n个时钟信号CKi，其中i=1到n，且n≥4，该信号包括多个跳变，互相有2π/n的相位偏移，与用于激励换能器的激励信号有固定的关系，且与所述激励信号的频率相同；选择沿一个传播方向接收的第一接收信号SIG1的周期的特征部分；选择在所述特征部分出现之后紧接着发生的、时钟信号的第一个跳变；存储该称之为“CLS”的时钟信号；确定时间t1，该时间t1对应于在整数m个连续周期内的、在信号SIG1的m个周期的每一个的特征部分出现的时刻、与随后的信号CLS的第一个跳变出现的时刻之间经历的时间的总和；在沿相反的传播方向接收的第二接收信号SIG2的m个连续周期内识别相同的特征部分；确定时间t2，该时间t2对应于在信号SIG2的m个周期的每一个的特征部分出现的时刻、与随后的信号CLS的第一个跳变出现的时刻之间经历的时间的总和；取得差|t2-t1|；以及由此推导出与|t2-t1|成正比的流体流速Q。
2.如权利要求1所述的方法，其中m=1。
3.如权利要求1所述的方法，其中m≠1，并且特征部分被选择的周期与第一接收信号SIG1的m个连续周期的第一个相对应。
4.如权利要求1所述的方法，其中m≠1，并且特征部分被选择的周期位于第一接收信号SIG1的m个连续周期之前。
5.如权利要求1至4中的任一项所述的方法，包括按方波脉冲的形式调整接收信号SIG1和SIG2。
6.如权利要求5所述的方法，其中接收信号的周期的特征部分与每个脉冲中的上升沿相对应。
7.如权利要求5所述的方法，其中接收信号的特征部分与每个脉冲的下降沿相对应。
8.如权利要求1至7中的任一项所述的方法，其中时钟信号CKi为方波脉冲的形式。
9.如权利要求1所述的方法，其中时钟信号CLS的第一个跳变是上升沿。
10.如权利要求1所述的方法，其中时钟信号CLS的第一个跳变是下降沿。
11.如权利要求1至10中的任一项所述的方法，包括取得信号之间的相应的差SIG1-CLS和SIG2-CLS，以便得到能够确定相应的时间t1和t2的相应的信号IEX1和IEX2。
12.如权利要求5、8、和11所述的方法，其中信号IEX1和IEX2为方波脉冲的形式，并且包括扩展所有脉冲的累积的持续期，以便确定相应的时间t1和t2。
13.如权利要求1至12中的任一项所述的方法，其中时钟信号CK1与用于激励换能器的激励信号同相。
14.如权利要求1至13中的任一项所述的方法，包括形成4个时钟信号CKi，其中i=1到4。
15.如权利要求1至13中的任一项所述的方法，包括形成8个时钟信号CKi，其中i=1到8。
16.如权利要求1至15中的任一项所述的方法，包括对每个接收信号形成信号SIGs，该信号SIGs相对于时钟信号CKi有一个相位偏移。
17.如权利要求16所述的方法，其中相对于时钟信号CKi，以π/n对信号SIGs进行相位偏移。
18.一种用于测量流动流体的流速的装置，所述装置包括沿流体的流向间隔地排列的至少两个超声波换能器(T1、T2)；用来形成用于激励换能器的激励信号的部件；以及用于接收由各所述换能器沿相对的方向连续地发射的两个超声波信号SIG1和SIG2的部件；所述装置的特点在于它还包括用于形成n个时钟信号CKi的部件(52、54、56；202-210)，其中i=1到n，且n≥4，这些信号包括多个跳变，互相之间以2π/n进行相位偏移，相对于激励信号有固定的关系，且与所述激励信号的频率相同；用于识别第一接收信号SIG1的周期的特征部分的部件(76、78、80、82、82；228-242)；用于选择在所述特征部分出现以后紧接着发生的、时钟信号CKi的第一个跳变的部件(76、78、80、82、228-242)；用于存储该被称为“CLS”的时钟信号的部件(84、86、88、90；244-258)；用于确定时间t1的部件，该时间t1对应于整数m个连续周期内的、在信号SIG1的m个周期的每一个的特征部分出现的时刻、与随后的信号CLS的第一个跳变出现的时刻之间经历的时间的总和。用于在第二接收信号SIG2的m个连续周期内识别相同的特征部分的部件(76、78、80、82；228-242)；用于确定时间t2的部件，该时间t2对应于在信号SIG2的m个周期的每一个的特征部分出现的时刻、与随后的信号CLS的第一个跳变出现的时刻之间经历的时间的总和；以及用于取得差|t2-t1|和用于由此推导出与t2-t1成正比的流体流速Q的部件。
19.如权利要求18所述的装置，其中m=1。
20.如权利要求18所述的装置，其中m≠1，并且特征部分被选择的周期与第一接收信号SIG1的m个连续周期的第一个相对应。
21.如权利要求18所述的装置，其中m≠1，并且选择特征部分被选择的周期在第一接收信号SIG1的m个连续周期之前。
22.如权利要求18至21中的任一项所述的装置，其中用于形成时钟信号CKi的部件包括晶体管振荡器(52；502)，其后跟随n/2个D型双稳态(54、56；204；206、208、210)形成分频器，并且这样能够得到互相之间以2π/n进行相位偏移的信号CKi。
23.如权利要求18至22中的任一项所述的装置，其中用于选择时钟信号的第一个跳变的部件包括n个“选择”D型双稳态(76、78、80、82；228-242)，每个双稳态的D输入端都连接到公共接收信号SIG1或SIG2，每个双稳态的时钟输入端CK接收相应的各双稳态互不相同的时钟信号CKi，这样可在双稳态的复位输入端RAZ为1且当公共信号为1时，通过复位到零输入端RAZ来激活这些双稳态，所述双稳态就对信号CKi敏感了。
24.如权利要求18至22中的任一项所述的装置，其中用于选择时钟信号的第一个跳变的部件包括n个逻辑门(101、103、105、107)，其每一个都通过相应的输入端接收公共接收信号SIG1或SIG2；以及n个单稳态电路(106、108、109、111)，其每一个都接收不同的时钟信号CKi，并且将其输出分别发送到n个逻辑门(101、103、105、107)的另一输入端中的相应的一个。
25.如权利要求23或24所述的装置，其中用于存储时钟信号CLS的部件首先包括n个存储D型双稳态(84、86、88、90；244-258)，其每一个接收相应的选择双稳态(76、78、80、82；228-242)的Q输出，并将其作为时钟输入CK；以及其次包括具有n个输入端的NAND逻辑门(278)，其每一个输入端连接到相应的存储双稳态的Q输出端，每个存储双稳态的D输入端永久地为1，并且在双稳态(84、86、88、90；244-258)之一的时钟输入端CK上接收的第一个信号通过使所述双稳态的Q输出变为1、并且使其Q输出端变为0来激活其存储功能，从而激活用于锁定公共接收信号SIG1或SIG2的锁定电路(102、104、74；278、280、226)。
26.如权利要求25所述的装置，其中n个NAND逻辑门(92、94、96、98；260-274)中的每一个通过其相应的一个输入端分别接收时钟信号CKi、和对应的存储双稳态(84、86、88、90；244-258)的Q输出，每个门的输出端分别连接到具有n个输入端的NAND逻辑门(100；276)的相应的一个输入端，n个逻辑门(92、94、96、98；260-274)之一在对应的存储双稳态的存储功能被激活时释放关联的时钟信号CKi。
全文摘要
本发明涉及一种以在两个超声波换能器之间、沿相对的方向连续地发射两个超声波信号为基础的、测量流动流体的流速的方法。在该方法中，形成互相有2π/n的相位偏移的n个时钟信号CK
文档编号G01P5/24GK1227630SQ9719704
公开日1999年9月1日 申请日期1997年6月30日 优先权日1996年7月1日
发明者阿兰·巴齐恩 申请人:施蓝姆伯格工业公司