一种电压基准源的制作方法与工艺

本发明属于模拟集成电路技术领域，特别涉及一种电压基准源。

背景技术：
基准电压源，作为一种基本的模块单元，应用于模拟电路设计、混合信号电路设计以及数字设计。在偏置电路、A/D、D/A转换、电压调整电路中，基准电压源都是必不可少的电路单元。基准电压源的最重要的特性在于其输出电压对于温度和电源电压的变化不敏感，温度系数(TC，TemperatureCoefficient)和电源抑制比(PSRR,PowerSupplyRejectionRatio)这两个参数决定了一个基准电压源的性能好坏。高精度、高电源抑制比、低温度系数的基准电压源对于提高芯片的性能尤其重要。

技术实现要素：
本发明的目的是为了解决现有基准电路电源抑制比较低，温度系数大的问题，提出了一种新型高精度、高电源抑制比、低温度系数、电压可调基准电压源。本发明技术方案为：一种电压基准源，包括启动电路，动态偏置电路，基准核心电路，高温补偿电路。所述启动电路包括第一NPN管N1，第二NPN管N2，第一电阻R1，第二电阻R2。增加该启动电路，是使基准电路在电源上电时，能驱使电路摆脱简并偏置点，正常启动并稳定工作。所述动态偏置电路包括第三NPN管N3，第四NPN管N4，第五NPN管N5，第一PNP管P1，第二PNP管P2，第三PNP管P3，第四PNP管P4，第三电阻R3，第四电阻R4，第五电阻R5，第六电阻R6。动态偏置电路为基准电路，电阻分压器以及基准负载提供偏置电流。所述基准核心电路包括第六NPN管N6，第七NPN管N7，第五PNP管P5，第六PNP管P6，第七电阻R7，第八电阻R8，第九电阻R9，第十电阻R10，第十一电阻R11，第一电容C1。基准核心电路产生一个与温度，电源电压无关的稳定的基准电压。所述高温补偿电路由第十二电阻R12，第十三电阻R13，第十四电阻R14，第十五电阻R15；第十六电阻R16，第十七电阻R17，第十八电阻R18，第十九电阻R19；第八NPN管N8，第九NPN管N9，第十NPN管N10，第七PNP管P7，第一MOS管M1，第二MOS管M2构成。其中，具体连接关系为：第一NPN管N1的基极与第二NPN管N2的基极与第一电阻R1的一端和第二电阻R2的一端连接，第一NPN管N1的集电极与第二电阻R2的另一端连接，第二NPN管N2的发射极与第三NPN管N3的发射极与第五电阻R5的一端连接，第二NPN管N2的集电极与第三NPN管N3的集电极与第一PNP管P1的集电极与第一PNP管P1的基极与第二PNP管P2的基极与第七PNP管P7的基极连接，第一PNP管P1的发射极与第三电阻R3的一端连接，第二PNP管P2的发射极与第四电阻R4的一端连接。第三NPN管N3的基极与第四NPN管N4的发射极与第三PNP管P3的发射极与第六电阻R6的一端连接，第三PNP管P3的基极与第四PNP管P4的发射极与第六电阻R6的另一端连接，第二PNP管P2的集电极与第四NPN管N4的集电极与第四NPN管N4的基极与第五NPN管N5的基极连接，第五NPN管N5的发射极与第七电阻R7的一端与第八电阻R8的一端与第十二电阻R12的一端连接作为基准电压源的基准电压VREF。第四PNP管P4的基极与第五PNP管的P5的集电极与第六NPN管N6的集电极与第一电容C1的一端连接，第五PNP管P5的基极与第六PNP管P6的集电极与第七NPN管N7的集电极与第九电阻R9的一端连接，第五PNP管P5的发射极与第七电阻R7的另一端连接，第六PNP管P6的基极与第九电阻R9的另一端连接，第六PNP管P6的发射极与第八电阻R8的另一端连接，第六NPN管N6的发射极与第十电阻R10的一端与第十一电阻R11的一端连接为A点与第二MOS管M2的栅极连接，第七NPN管N7的发射极与第十电阻R10的另一端连接，第六NPN管N6的基极与第七NPN管N7的基极与第十四电阻R14的一端与第十三电阻R13的一端连接。第十二电阻R12的另一端与第十三电阻的R13的另一端与第八NPN管N8的集电极连接，第十四电阻R14的另一端与第十五电阻R15的一端与第一MOS管M1的栅极连接，第一MOS管M1的源极与第二MOS管M2的源极与第七PNP管P7的集电极连接，第七PNP管P7的发射极与第十九电阻R19的一端连接，第八NPN管N8的基极与第九NPN管N9的基极与第九NPN管N9的集电极与第一MOS管M1的漏极连接，第八NPN管N8的发射极与第十六电阻R16的一端连接，第九NPN管N9的发射极与第十七电阻R17的一端连接，第二MOS管M2的漏极与第十八电阻R18的一端连接，第十NPN管N10的基极与第十NPN管N10的集电极与第十八电阻R18的另一端连接。第一电阻R1的另一端与第三电阻R3的另一端与第四电阻R4的另一端与第十九电阻R19的另一端与第五NPN管N5的集电极均连接电源VDD。第一NPN管N1的发射极与第三PNP管P3的集电极与第四PNP管P4的集电极与第五电阻R5的另一端与第十一电阻R11的另一端与第十三电阻R13的另一端与第一电容C1的另一端与第十五电阻R15的另一端与第十六电阻R16的另一端第十七电阻R17的另一端与第十NPN管N10的发射极均连接地。本发明的有益效果为，相对于静态偏置的基准电压源，本发明利用动态偏置，不仅满足了基准源核心所需的偏置要求，同时降低了电源电压扰动对电压基准源输出信号的影响，提高了基准源的电源稳定性，实现了高的电源抑制比性能。附图说明图1为本发明提出的电压基准源电路结构一种具体实现示意图。图2为本发明提出的电压基准源电路温度补偿的分析示意图。具体实施方式以下结合附图实例对本发明作进一步的说明。图1为本发明的电压基准源电路具体实现示意图。如图所示，该基准源由启动电路。动态偏置电流，基准核心电路，高温补偿电路几部分组成。其中启动电路使该电路在电源上电时，能驱使电路摆脱简并偏置点，正常启动并稳定工作。动态偏置电路为整体电路提供偏置，得益于该偏置的动态特性，该基准源有较高的电源抑制比。基准核心电路产生基准电压且进行低温补偿。高温补偿电路为该基准电压源提供高温补偿，使得该电压源的具有很小的温度系数。图1本发明提出的电压基准源电路结构一种具体实现示意图具体链接方式为：第一NPN管N1的基极与第二NPN管N2的基极与第一电阻R1的一端和第二电阻R2的一端连接，第一NPN管N1的集电极与第二电阻R2的另一端连接，第二NPN管N2的发射极与第三NPN管N3的发射极与第五电阻R5的一端连接，第二NPN管N2的集电极与第三NPN管N3的集电极与第一PNP管P1的集电极与第一PNP管P1的基极与第二PNP管P2的基极与第七PNP管P7的基极连接，第一PNP管P1的发射极与第三电阻R3的一端连接，第二PNP管P2的发射极与第四电阻R4的一端连接。第三NPN管N3的基极与第四NPN管N4的发射极与第三PNP管P3的发射极与第六电阻R6的一端连接，第三PNP管P3的基极与第四PNP管P4的发射极与第六电阻R6的另一端连接，第二PNP管P2的集电极与第四NPN管N4的集电极与第四NPN管N4的基极与第五NPN管N5的基极连接，第五NPN管N5的发射极与第七电阻R7的一端与第八电阻R8的一端与第十二电阻R12的一端连接作为基准电压源的基准电压VREF。第四PNP管P4的基极与第五PNP管的P5的集电极与第六NPN管N6的集电极与第一电容C1的一端连接，第五PNP管P5的基极与第六PNP管P6的集电极与第七NPN管N7的集电极与第九电阻R9的一端连接，第五PNP管P5的发射极与第七电阻R7的另一端连接，第六PNP管P6的基极与第九电阻R9的另一端连接，第六PNP管P6的发射极与第八电阻R8的另一端连接，第六NPN管N6的发射极与第十电阻R10的一端与第十一电阻R11的一端连接为A点与第二MOS管M2的栅极连接，第七NPN管N7的发射极与第十电阻R10的另一端连接，第六NPN管N6的基极与第七NPN管N7的基极与第十四电阻R14的一端与第十三电阻R13的一端连接。第十二电阻R12的另一端与第十三电阻的R13的另一端与第八NPN管N8的集电极连接，第十四电阻R14的另一端与第十五电阻R15的一端与第一MOS管M1的栅极连接，第一MOS管M1的源极与第二MOS管M2的源极与第七PNP管P7的集电极连接，第七PNP管P7的发射极与第十九电阻R9的一端连接，第八NPN管N8的基极与第九NPN管N9的基极与第九NPN管N9的集电极与第一MOS管M1的漏极连接，第八NPN管N8的发射极与第十六电阻R16的一端连接，第九NPN管N9的发射极与第十七电阻R17的一端连接，第二MOS管M2的漏极与第十八电阻R18的一端连接，第十NPN管N10的基极与第十NPN管N10的集电极与第十八电阻R18的另一端连接。第一电阻R1的另一端与第三电阻R3的另一端与第四电阻R4的另一端与第十九电阻R19的另一端与第五NPN管N5的集电极均连接电源VDD。第一NPN管N1的发射极与第三PNP管P3的集电极与第四PNP管P4的集电极与第五电阻R5的另一端与第十一电阻R11的另一端与第十三电阻R13的另一端与第一电容C1的另一端与第十五电阻R15的另一端与第十六电阻R16的另一端第十七电阻R17的另一端与第十NPN管N10的发射极均连接地。下面以图1所示的具体实施例来说明本发明电路的工作原理和工作过程。启动电路：增加启动电路，是使该电路在电源上电时，能驱使电路摆脱简并偏置点，正常启动并稳定工作。本发明中，由第一NPN管N1，第二NPN管N2，第一电阻R1，第二电阻R2构成启动电路。当VDD电压从零开始上升时，N2首先开启，使得P1有电流流过，P2镜像P1的电流。随着电压的增加，N3基极电压升高使得N3导通并且流过电流，流过P1的电流不断增大，导致电阻R5上的压降增高，使得N2的发射极电压升高，而N2基极电压基本保持不变，电压上升到一定值时，N2关断。启动过程完成。该启动电路可以消除电源电路上电启动时出现的输出电压过冲尖峰，使输出电压平稳上升。动态偏置电路：如图2所示，N3基极电压VB(N3)＝VREF,所以偏置电流为I＝VB(N3)-VBE(N3)/R5＝VREF-VBE(N3)/R5可以看到偏置电流会随着基准电压的变化增大或减小，形成动态偏置。其中P3管用来平衡流过P4管的电流，电容C1实现主极点补偿。基准核心电路：该基准电路工作原理与传统基准电压源的工作原理相同，其中VBE(N6)为二极管导通压降，具有负的温度系数，VTln(N)为PN结电流密度不同的两个二极管导通压降之差，具有正的温度系数，2R11/R10为比例因子，调节该电阻比值使其在低温阶段补偿电压值，这样就得到具有低温补偿电压VREF，可以通过电阻串R12，R13，R14，R15的比值可以设置不同的基准源输出基准电压VREF的值。高温补偿电路：高温补偿电路的目的是在高温段补偿又温度引起的电压变化。其具体工作原理为：电阻R15与电阻R14将带隙基准电压进行分压，得到一个随温度变化很小的参考电压作为由MOS管M1和MOS管M2组成的比较器的C端。而随温度升高的A点电压作为比较器输入的B端。取固定的温度(如100℃)作为比较器输入端相交的临界点。当工作温度大于100℃时，B端的输入电压大于C端的输入电压，使得流过N9管集电极的电流增加，N8镜像N9管的电流以相同的趋势变化，那么流过电阻R12的电流会有增加，在电阻R12上产生一个动态电压ΔV，该动态电压与由低温补偿的电压相加作为基准电压输出。这样就可以在高温和低温阶段分别做温度补偿的到温度系数很小的基准电压源。如图2所示为本发明提出的电压基准源电路温度补偿的分析示意图，其中曲线1为经过低温补偿的基准电压随温度的变化，曲线2为动态电压ΔV随温度的变化，曲线3为曲线1和曲线2的叠加，为最终的基准电压随温度的变化。综上可以看出，本发明所提出的基准电压源电路的技术优点：电路原理简单，采用动态偏置电路，不仅满足了基准源核心所需的偏置要求，同时降低了电源电压扰动对电压基准源输出信号的影响，提高了基准源的电源稳定性，实现了高的电源抑制比性能。对基准电压源高温阶段和低温阶段分别进行温度补偿，得到温度系数很小的电压基准源。基于CSMC的1um工艺，该基准电压源的电源抑制比达到84db，温度系数为7ppm/℃。本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。