一种补偿电路、电路板及电源设备的制作方法

本实用新型实施例涉及电子电路技术领域，尤其涉及一种补偿电路、电路板及电源设备。

背景技术：

在目前的供电系统中，当电源系统的输出电压低至3.3V/1.8V甚至更低，且负载的瞬间吃载达到50A/uS以上时，要求电源系统有很强的动态响应能力，以保证为负载提供足够的电压；如果电源系统不具备较强的动态响应能力，在瞬间加大负载电流时会导致电源系统的输出电压下降，进而电子设备误检测为输出欠压而保护。

针对上述技术问题，目前的解决方法为在电源系统中增加反馈环路，提高电源系统的动态响应速度，以保证为负载提供足够的电压。这种方法的缺陷在于：电源系统的主架构一旦确定，其环路可调节的电压范围有限，无法满足日益增长的瞬间吃载需求。

技术实现要素：

有鉴于此，本实用新型提供一种补偿电路、电路板及电源设备，以满足日益增长的瞬间吃载需求，保证为负载提供足够的电压。

第一方面，本实用新型实施例提供了一种补偿电路，包括：第一充放电电路、第二充放电电路和开关电路；

所述第一充放电电路包括串联的电容和电阻，所述第一充放电电路中电阻的另一端与电源系统的正极相连，电容的负极与电源系统的负极相连；

所述第二充放电电路包括串联的电容和电阻，所述第一充放电电路中电阻的另一端与电源系统的负极相连，电容的正极与电源系统的正极相连；

所述开关电路连接在所述第一充放电电路中电容的正极和所述第二充电路中电容的负极之间，所述开关电路的控制端与所述电源系统的正极相连，所述电源系统的输出电压低于基准电压时，所述开关电路由关断切换为导通。

可选地，所述电源系统的输出电压高于基准电压时，所述开关电路由导通切换为关断。

可选地，所述开关电路的控制端通过所述分压网络连接所述电源系统的正极。

可选地，所述分压网络包括串联的第一分压电阻和第二分压电阻；所述第一分压电阻的另一端与所述电源系统的正极相连，所述第二分压电阻的另一端与所述电源系统的负极相连，所述开关电路的控制端与所述第一分压电阻和第二分压电阻的连接点相连。

可选地，所述开关电路包括：比较器和调整管；所述比较器的第一输入端与所述电源系统的正极相连，所述比较器的第二输入端输入基准电压，所述比较器的输出端与所述调整管的控制端相连；所述调整管的第一连接端与第一充放电电路中电容的正极相连，所述调整管的第二连接端与第二充放电电路中电容的负极相连。

可选地，所述比较器为运算放大器；所述调整管为三极管或者MOS管。

可选地，所述电容为电解电容，所述电解电容的容量小于50μF。

第二方面，本实用新型实施例提供了一种电路板，包括设置任一实施例所述的补偿电路。

第三方面，本实用新型实施例提供了一种电源设备，包括电源系统和上述实施例所述的电路板，所述电源系统为所述电路板供电。

可选地，所述电源系统包括交流电源、交流直流转换器和电源输出模块，所述交流电源通过所述交流直流转换器与所述电源输出模块相连。

本实用新型提供的补偿电路、电路板及电源设备中，开关电路在电源系统的输出电压低于基准电压时，由关断切换为导通，即导通第一充放电电路中的电容和第二充放电电路中的电容，使得两个电容串联连接在电源系统的正负极之间，以大约2倍于电源系统的输出电压为负载供电，满足负载的瞬间吃载需求，对输出电压的跌落进行补偿，保证输出电压的稳定，避免负载检测为输出欠压而保护的情况。

附图说明

图1是本实用新型实施例一提供的一种补偿电路的电路示意图；

图2a是本实用新型实施例二提供的一种补偿电路的结构示意图；

图2b是本实用新型实施例二提供的另一种补偿电路的结构示意图；

图3a是本实用新型实施例三提供的一种补偿电路的结构示意图；

图3b是本实用新型实施例三提供的另一种补偿电路的结构示意图；

图4是本实用新型实施例五提供的一种电源设备的结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本实用新型作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本实用新型，而非对本实用新型的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本实用新型相关的部分而非全部结构。

实施例一

图1是本实用新型实施例一提供的一种补偿电路的电路示意图。如图1所示，该补偿电路包括：第一充放电电路、第二充放电电路和开关电路11。

结合图1，所述第一充放电电路包括串联的电容C1和电阻R1，具体地，电容C1的正极与电阻R1的一端相连。所述第一充放电电路中电阻R1的另一端与电源系统的正极V+相连，电容C1的负极与电源系统的负极V-相连。

所述第二充放电电路包括串联的电容C2和电阻R2，具体地，电容C2的负极与电阻R2的一端相连。所述第一充放电电路中电阻R2的另一端与电源系统的负极V-相连，电容C2的正极与电源系统的正极V+相连。

可选地，电容C1和电容C2为电解电容，且容量较小，一般可小于50μF。由于电解电容的单位体积的电容量非常大，比其它种类的电容大几十到数百倍，所以采用两颗小容量、小体积的电解电容能够有效节省电容占用空间，且节约成本；同时，与电路的高功率密度的发展方向相符。

所述开关电路11连接在所述第一充放电电路中电容C1的正极和所述第二充电路中电容C2的负极之间，用于在所述电源系统的输出电压低于基准电压时，由关断切换为导通。具体地，开关电路11具有控制端12，开关电路11的控制端12与所述电源系统的正极V+相连，用于检测电源系统的输出电压。

当负载瞬间吃载较多时，电源系统的输出电压低于基准电压，所述开关电路11由关断切换为导通，具体地，开关电路11的控制端12检测到电源系统的输出电压低于基准电压时，生成第一控制信号。在第一控制信号的作用下，所述开关电路11由关断切换为导通。

在开关电路11切换为导通之前是关断状态，第一充放电电路和第二充放电电路并联，电源系统为负载供电的同时，也为电容C1和电容C2充电。在电阻R1和电阻R2阻值较小的情况下，电容C1和电容C2两端的电压几乎与电源系统的输出电压相同。在开关电路11切换为导通后，电容C1和电容C2串联连接在电源系统的正极V+和负极V-之间，以大约2倍于电源系统的输出电压为负载继续供电。

本实用新型提供的补偿电路中，开关电路在电源系统的输出电压低于基准电压时，由关断切换为导通，即导通第一充放电电路中的电容和第二充放电电路中的电容，使得两个电容串联连接在电源系统的正负极之间，以大约2倍于电源系统的输出电压为负载供电，满足负载的瞬间吃载需求，对输出电压的跌落进行补偿，保证输出电压的稳定，避免负载检测为输出欠压而保护的情况。

进一步的，参考图1，随着负载瞬间吃载现象的消失，电源系统的输出电压得以回升至高于基准电压。电源系统的输出电压高于基准电压时，所述开关电路11由导通切换为关断。具体地，开关电路11的控制端12检测到电源系统的输出电压高于基准电压时，生成第二控制信号。在第二控制信号的作用下，所述开关电路11由导通切换为关断。

在开关电路11切换为关断之前是导通状态，电容C1和电容C2串联为负载供电，同时电容C1和电容C2放电。在开关电路11切换为关断后，第一充放电电路和第二充放电电路并联，电源系统为负载供电，同时电源系统为电容C1和电容C2重新充电，为下次输出电压补偿做准备。

实施例二

图2a是本实用新型实施例二提供的一种补偿电路的结构示意图。结合图1和图2a，该补偿电路还包括分压网络13。所述开关电路的控制端通过所述分压网络连接所述电源系统的正极。由于电源系统的输出电压一般较大，且基准电压的电压值有限。通过设置分压网络，电源系统的输出电压经过分压网络分压后输入至开关电路11的控制端12，从而开关电路11的控制端12检测到的电源系统的电压较小，进而方便与基准电压比较。

可选地，分压网络13为电阻分压网络，即由多个电阻串并联组成。分压网络包括第一连接点和第二连接点和分压连接点，第一连接点和第二连接点分别与电源系统的正极V+和负极V-相连，分压连接点与开关电路的控制端相连。

在一具体实施方式中，如图2b所示，所述分压网络包括串联的第一分压电阻R3和第二分压电阻R4，即第一分压电阻R3的一端与第二分压电阻R4的一端相连，所述第一分压电阻R3的另一端与所述电源系统的正极V+相连，所述第二分压电阻R4的另一端与所述电源系统的负极V-相连，所述开关电路11的控制端12与所述第一分压电阻R3和第二分压电阻R4的连接点相连，第一分压电阻R3和第二分压电阻R4的连接点也就是分压网络的分压连接点。进一步可选地，第一分压电阻R3和/或第二分压电阻R4为可调电阻，以保证基准电压不变的情况下，适应更宽的输出电压范围。

实施例三

本实施例在上述各实施例的可选实施方式的基础上进一步优化，图3a是本实用型新实施例三提供的一种补偿电路的结构示意图，包括：第一充放电电路、第二充放电电路和开关电路11，开关电路11包括：比较器A1和调整管Q1。

其中，比较器A1用于比较电源系统的输出电压与基准电压，如果输出电压低于基准电压，生成第一控制信号；如果输出电压高于基准电压，生成第二控制信号。可选地，比较器A1第一输入端与所述电源系统的正极V+相连，所述比较器A1的第二输入端输入基准电压，所述比较器的输出端与所述调整管Q1的控制端相连。进一步地，结合图3b，比较器的第一输入端通过所述分压网络连接所述电源系统的正极，具体与第一分压电阻R3和第二分压电阻R4的连接点相连。对于分压网络的相关描述详见上述实施例，此处不再赘述。

调整管Q1的第一连接端与第一充放电电路中电容C1的正极相连，所述调整管Q1的第二连接端与第二充放电电路中电容C2的负极相连。

在一具体实施方式中，比较器A1为运算放大器，调整管Q1为三极管或者MOS管。

由于NPN三极管和PNP三极管的导通电平不同，运算放大器的同相输入端和反相输入端的连接方式不同，具体地，如图3a所示，采用NPN三极管时，运算放大器的同相输入端与电源系统的正极相连，运算放大器的反相输入端输入基准电压，运算放大器的输出端与NPN三极管的基极相连。NPN三极管的集电极与电容C1的正极相连，发射极与电容C2的负极相连。根据运算放大器的工作原理，当同相输入端的电压(即电源系统的输出电压)低于反相输入端的电压(即基准电压)时，输出高电平，NPN三极管基极为高电平时导通。当同相输入端的电压(即电源系统的输出电压)高于反相输入端的电压(即基准电压)时，输出低电平，NPN三极管基极为低电平时关断。

采用PNP三极管时，运算放大器的反相输入端与电源系统的正极相连，运算放大器的同相输入端输入基准电压，运算放大器的输出端与PNP三极管的基极相连。PNP三极管的集电极与电容C2的负极相连，发射极与电容C1的正极相连。根据运算放大器的工作原理，当反相输入端的电压(即电源系统的输出电压)低于同相输入端的电压(即基准电压)时，输出低电平，PNP三极管基极为低电平时导通。当反相输入端的电压(即电源系统的输出电压)高于同相输入端的电压(即基准电压)时，输出高电平，PNP三极管基极为高电平时关断。

由于PMOS管和NMOS管的导通电平不同，运算放大器的同相输入端和反相输入端的连接方式不同，具体地，采用NMOS管时，运算放大器的同相输入端与电源系统的正极相连，运算放大器的反相输入端输入基准电压，运算放大器的输出端与NMOS管的栅极相连。NMOS管的源极与电容C1的正极相连，漏极与电容C2的负极相连。根据运算放大器的工作原理，当同相输入端的电压(即电源系统的输出电压)低于反相输入端的电压(即基准电压)时，输出高电平，NMOS管的栅极为高电平时导通。当同相输入端的电压(即电源系统的输出电压)高于反相输入端的电压(即基准电压)时，输出低电平，NMOS管的栅极为低电平时关断。

采用PMOS管时，运算放大器的反相输入端与电源系统的正极相连，运算放大器的同相输入端输入基准电压，运算放大器的输出端与PMOS管的栅极相连。PMOS管的源极与电容C2的负极相连，漏极与电容C1的正极相连。根据运算放大器的工作原理，当反相输入端的电压(即电源系统的输出电压)低于同相输入端的电压(即基准电压)时，输出低电平，PMOS管的栅极为低电平时导通。当反相输入端的电压(即电源系统的输出电压)高于同相输入端的电压(即基准电压)时，输出高电平，PMOS管的栅极为高电平时关断。

实施例四

本实用新型实施例四提供一种电路板，该电路板设置上述任一实施例提供的补偿电路，具有与上述实施例相同的功能，可以通过相应的逻辑电路实现，也可通过相应的芯片和对应的连线实现。补偿电路的具体结构参见上述各实施例的相关描述，此处不再赘述。

实施例五

图4是本实用新型实施例五提供的一种电源设备的结构示意图，如图4所示，该电源设备包括实施例四所述的电路板41和与电路板相连的电源系统42，电源系统42为所述电路板41供电，具体为电路板上的电容C1和C2充电。

由于需要采用直流电为电容充电，而大部分电源为交流电源，例如市电。基于此，电源系统42具体包括交流电源421、交流直流转换器422和电源输出模块423，交流电源通过所述交流直流转换器与所述电源输出模块相连，电源输出模块包括正极接口V+和负极接口V-。其中，正极接口V+与电路板上的正极连接点相连，负极接口V-与电路板上的负极连接点相连。

注意，上述仅为本实用新型的较佳实施例及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本实用新型不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整和替代而不会脱离本实用新型的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本实用新型进行了较为详细的说明，但是本实用新型不仅仅限于以上实施例，在不脱离本实用新型构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本实用新型的范围由所附的权利要求范围决定。