电阻器仿真和栅极升压的制作方法

本发明一般涉及功率转换器、用于驱动功率开关的控制端子以驱动负载的功率开关驱动器、包括这种功率开关驱动器的功率转换器以及用于控制到功率开关的控制端子的驱动信号以驱动负载的方法。

背景技术：

诸如ac至dc转换器或dc至ac逆变器的功率转换器一般包括并联和/或串联连接的功率开关器件(诸如绝缘栅双极型晶体管(igbt))的网络。这种转换器可以用于从低电压芯片到计算机、机车和高电压传输线路的应用。转换器可以用于例如可以例如从海上风力装置运载电力的类型的高电压dc传输线路中的开关以及用于对于马达等(例如机车马达)的中等电压(例如，大于1kv)开关。

以下描述一般涉及驱动一个或多个功率开关，功率开关进而被配置为用于驱动功率转换器的负载。作为(一个或多个)功率开关，igbt例如用来通过施加低电平电压或电流来控制大电流，一些igbt的额定值为例如1200v或1700v，和/或1200a。但是，本文所描述的原理和实施例一般可应用于(一个或多个)功率开关代替地是mosfet(诸如碳化硅mosfet(垂直或横向))、hemt(高电子迁移率晶体管)、jfet(结晶型场效应晶体管)或其它类型的情况。因此，一般可以参考任何这种器件来替代对igbt或功率开关的任何提及。此外，我们将描述的技术不限于任何特定类型的器件结构，因此功率开关器件可以是例如垂直或横向器件；它们可以在一系列技术中制造，一系列技术包括但不限于硅、碳化硅或氮化镓。

不过，我们关心的功率半导体开关器件通常具有大于1a的电流承载能力，并且可以以大于100v的电压操作，例如，能够承载大于10a、50a或100a的电流和/或能够承受大于500v或1kv的器件两端的电压差的器件。

典型的igbt栅极驱动包括图1中所示的元件。栅极驱动逻辑包括参考3v3或5v电源的数字逻辑电路，该数字逻辑电路接收指示何时将功率开关(例如，igbt)接通和关断的传入信号(pwm)。栅极驱动逻辑创建分别指示何时向功率开关提供电流以及何时从功率开关移除电流的信号(source和sink)。通常需要电平变换(translation)级以在较宽的电压范围(例如，-10v至+15v)上驱动功率开关。用于驱动igbt的输出级包括晶体管p沟道mosfet和n沟道mosfet(标记为pmos和nmos)或双极型pnp晶体管和双极型npn晶体管，具有被选择为匹配功率开关和/或负载的特性的接通电阻器(ron)和关断电阻器(roff)。输出级晶体管能够处理高电流，以及因为数字逻辑和电平变换不能提供足够的电流来直接接通和关断输出级晶体管所以输出级晶体管通常需要驱动级。

igbt可以设置在优选地包括该igbt器件和反向并联的换向二极管(即，续流二极管)的模块中。igbt模块制造商一般公布用于最小损耗的优选的栅极电阻值。在igbt接通的情况下，在igbt开关损耗和二极管反向恢复损耗之间存在折衷。一般期望任何减少总体损耗的尝试都确保二极管停留在其安全操作区域(soa)内，这可以通过优选地不被交叉的最大功率耗散线表示在电压对电流的曲线图上。例如，如果转换器输出电路的开关速度太快，则二极管可能会损坏。igbt制造商一般在假设电压源驱动具有电阻(电阻性驱动)的情况下针对最小的总体损耗优化其产品。由于这个原因，期望任何驱动电路(驱动器)都是优选地具有在igbt制造商的指定范围内的输出(栅极驱动)电阻的电阻性驱动。

为了减少导通损耗，期望当器件导通时功率开关控制端子(例如igbt栅极)被保持在最高可能电压。器件数据表通常规定15v为正常操作点，绝对最大值在20v。另一方面，通常预期碳化硅(sic)mosfet在18至20v操作，具有更高的绝对最大值。为了制作通用栅极驱动，期望能够配置栅极电压。

大部分功率半导体具有短路耐受能力。这是期间器件可以承受过大的电流而不发生故障的时间(通常是10μs)。期望栅极驱动可以检测这种情况并且在这个时间内安全地关断igbt。通常以特定的栅极电压指定该时间。

为了实现10μs的短路额定值，igbt制造商常常权衡导通损耗或硅片面积。换言之，如果放松了10μs的要求，则可以实现更高性能的器件。为了给器件制造商用来创建在异常条件下仍然能够被保护的更高性能的器件的机会，期望改进的测量和控制电路。

因此，期望控制功率开关控制端子上的电压电平的改进方法，例如提供诸如尤其是降低的成本、可靠性、低电路复杂性、低组件数和/或较低功耗等优点。

为了用于理解本发明，参考以下公开内容：

-de102006034351a1；以及

-“advantagesofadvancedactiveclamping”，powerelectronicseurope，2009年第8期，第27至29页。

技术实现要素：

根据本发明的第一方面，提供有用于驱动功率开关的控制端子以驱动负载的功率开关驱动，该功率开关驱动具有负反馈电路以控制输送到控制端子的电流，该负反馈电路包括：电流输出电路，包括电流源和电流吸收器中的至少一个，该电流输出电路用于提供所述控制端子的所述电流并且被配置为接收输出电流控制信号以控制由电流输出电路提供的电流；端子电压输入电路，用于从所述控制端子接收电压并且输出所述电压的指示；放大器，耦合成放大端子电压指示以生成放大器输出；以及参考电压输入电路，用于接收参考电压，该参考电压输入电路包括至少一个电阻器，该参考电压输入电路耦合到放大器的电荷供给输入端，其中功率开关驱动器被配置为生成依赖于放大器输出输出的电流控制信号，并且其中功率开关驱动器被配置为响应于由端子电压输入电路接收的电压的增大而减小由电流输出电路提供的电流。

在实施例中，这种功率开关驱动器可以呈现受控的输出阻抗以驱动功率开关。有利地，这种受控的输出阻抗可以被认为是所仿真的电阻。

在实施例中，至少一个电阻器可以确定功率开关驱动器的这种所仿真的电阻。具体而言，在实施例中，参考电压和至少一个(固定的、可变的和/或可编程的)电阻器(一个或多个)可以确定要设置的到放大器的电源或参考电流(iref)。参考电流可以例如由固定参考电压确定，例如0v或3v3。优选地(即，可选地)，参考电压输入电路的阻抗基本上(例如，确切地)是纯电阻性的。然后，电阻性阻抗可以由功率开关驱动器仿真，以有效地向功率开关控制端子提供电阻性输出阻抗。

因此，功率开关驱动器的输出阻抗可以不由输出组件(例如，如图1的布置中所示的诸如ron或roff的固定电阻器)确定，而是可以至少部分地由驱动器的输入级上的(一个或多个)组件(诸如(一个或多个)电阻器)确定。实际上，这种固定的输出电阻器可能不是必须的。有利地，因此可以减少功率耗散和/或因此可以减轻例如与板布局和/或组件的数量或选择相关的热约束。

参考电压输入电路的(一个或多个)组件可以通过数字或模拟装置来编程和/或控制，以提供可变参考阻抗。例如，在实施例中，至少一个电阻器可以包括数字电阻器和/或可控电阻器网络。因此，实施例可以适于驱动宽范围的功率开关，优选地具有宽范围(一般为电感性)负载，有利地不需要根据功率开关模块和/或负载特性来改变栅极驱动电阻器以及/或者要求运营商为不同的功率开关和/或负载而库存不同的功率开关驱动器。

另外，关于仿真，由电流输出电路输送的电流优选地与由端子电压输入电路接收的电压的增大基本上(例如，确切地或者在例如1％、2％，5％或10％以内)成正比地减小。在实施例中考虑用来放大端子电压指示的放大器可以包括电压缓冲器和/或电流放大器，该放大器优选地具有高输入阻抗和/或低输出阻抗。放大器的电荷供给输入端可以耦合到参考电压输入电路，实施例中的电荷供给输入端可以被称为功率、电流或电荷供给输入端。实施例可以为电压开关驱动器的较低和较高电压侧复制输出电流电路、端子电压输入电路和放大器(例如，缓冲器、集电极跟随器)布置。参考电压输入电路可以由这些侧共享。在较低电压侧，输出电流电路可以包括电流吸收器，而在较高电压侧，输出电流电路可以包括电流源。技术人员将意识到实现电流源或电流接收器的不同方式，例如通过离散解决方案或在asic中，任何一个都是基于例如运算放大器。

端子电压输入电路可以对控制端子呈现高阻抗。这种高阻抗可以是例如大于或等于10kω、100kω、1mω或10mω。优选地，高阻抗足以限制端子电压输入电路的输入端上的电流，使得控制端子上的电流和/或电压基本上不受端子电压输入电路输入阻抗的影响。

还可以提供有功率开关驱动器，其中端子电压输入电路具有到参考电压输入电路的耦合(例如，串联的一个或多个电阻器)，优选地是为了有效地增大由控制端子电压输入电路向所述控制端子呈现的阻抗。这种耦合还可以将端子电压输入电路耦合到放大器。

还可以提供有功率开关驱动器，该功率开关驱动器包括具有输入线(例如，诸如轨道、导线、连接器和/或引脚的导体)以接收偏移电压的偏移电压输入电路(例如，包括比较器和/或缓冲器)，并且包括比较器以将端子电压输入电路的电压的指示与偏移电压进行比较，偏移电压输入电路优选地在功率开关驱动器被操作以驱动所述功率开关时允许来自功率开关控制端子的所述电压的变化极限由该偏移电压设置。

还可以提供有具有耦合开关的功率开关驱动器，以禁用放大器的控制对端子电压输入电路的所述电压的依赖性。转换器(例如，具体而言是转换器的功率开关驱动器)可以包括电流检测器，用于监测通过所述负载(和/或通过由驱动器驱动的所述功率开关)的电流(该电流可以被处理(例如求平均)以改善监测输出)并且被配置为当电流检测器指示所监测的电流低于阈值电流时禁用依赖性，当依赖性被禁用时，功率开关驱动器提供基本上(例如，确切地，或者在5％或10％以内)恒定的电流输出电路的所述电流。有利地，这种实施例可以允许关断电阻器仿真以提供恒定的驱动电流，因此优选地限制负载两端的dv/dt的变化率。这可以在一定程度上保护例如马达的电感性负载的绕组。

此外，在这种实施例中，上面提到的仿真可以例如在低负载下被关断。当所监测的电流低于阈值电流时依赖性的这种禁用可以例如有效地允许在低负载下的高仿真电阻。

功率开关驱动器可以被配置为响应于由端子电压输入电路所接收的电压的减小(增大)而增大(减小)由电流输出电路提供的电流。对电流或电压的增大或减小的这种引用可以仅指幅度。

类似地，要注意的是，电流输出电路可以被配置为接收输出电流控制信号，以控制由电流输出电路提供的电流的幅度和/或方向。

包括功率开关驱动器的功率转换器可以包括至少一个半桥电路，该半桥电路包括第一功率开关和第二功率开关的串联连接，第一功率开关和第二功率开关被配置为交替地传递电流用于驱动耦合到半桥电路的输出线的所述负载，每个所述功率开关与二极管并联耦合，其中功率转换器包括至少一个所述功率开关驱动器，以驱动相应的所述功率开关，其中功率开关驱动器的至少一个电阻器包括可控电阻器(例如，作为数字电阻器和/或可控电阻器网络设置)，功率转换器包括：接通检测器，以指示至少增大通过功率开关中的至少一个的电流的接通时段的开始，其中功率转换器被配置为基于接通检测器指示来控制至少一个所述功率开关驱动器的耦合开关，以允许在所述接通时段期间驱动器的放大器的控制对端子电压输入电路的所述电压的所述依赖性。因此，电阻器仿真可以在至少一个所述功率开关的(一个或多个)接通阶段(可选地，还有后续的完全接通时段)期间提供。

在一些电路配置中，所监测的电流可以是例如igbt的集电极电流(“集电极电流”在本文一般是指通过功率开关的电流，例如，可以是通过igbt的集电极端子的电流或者是mos功率开关的漏极-源极电流)。考虑串联连接，第一功率开关和第二功率开关中的一个或两个可以由多个串联的功率开关代替。二极管(对于本文提及的其它二极管)可以是续流或换向二极管，优选地设置在具有对应功率开关的模块中。关于由每个功率开关驱动器驱动的相应的功率开关，驱动器中的一个可以驱动一个或多个功率开关，另一个驱动器可以驱动另外的一个或多个功率开关，等等。

接通检测器可以位于到负载的输出线路中和/或耦合到功率开关的主导通端子(例如，集电极或发射极)。接通检测器可以是驱动器的组件，例如，设置在驱动器模块中。至少可以提供接通时段的开始的指示，例如通过在电流变化率保持高于阈值水平的同时通过接通检测器输出活动信号(例如，数字“1”)。可以通过检测电流何时具有高于阈值变化率值的变化率来检测通过(一个或多个)功率开关的电流的增大。

优选地，接通检测器被配置为检测通过至少一个功率开关的电流的变化率的增大以及随后的变化率的减小，以指示接通时段的未决(dependency)。当变化率超过(例如，高于)阈值时，可以检测到增大。类似地，当变化率低于阈值时，可以检测到减小。

功率转换器可以被配置为控制至少一个所述功率开关驱动器的耦合开关，以允许在接通时段之后(优选地紧接着其后)的时段期间驱动器的放大器的控制对驱动器的端子电压输入电路的所述电压的所述依赖性，功率转换器被配置为在该后续时段开始时增大驱动器的可控电阻器的电阻。这种后续时段可以是功率开关的完全接通时段。因此，在(一个或多个)功率开关已经接通之后，电阻器仿真可以被接通和/或输出阻抗可以增大或减小。

功率转换器可以被配置为控制至少一个所述功率开关驱动器的耦合开关，以在接通时段之后(例如，紧接着其后)的时段期间禁用驱动器的放大器的控制对驱动器的端子电压输入电路的所述电压的依赖性，在该后续时段期间，功率转换器输送基本上恒定的驱动器的电流输出电路的所述电流。

还可以提供功率转换器，其包括定时检测器，以指示以下中的至少一个：在后续时段开始时通过至少一个功率开关的电流的变化率的方向的反转(例如，正到负，或反之亦然)；在后续时段结束时通过至少一个功率开关的电流的变化率的减小(例如，当变化率降至低于阈值时检测到的)；以及在后续时段结束时功率开关两端的电压低于(或高于)阈值，响应于至少一个所述指示而控制耦合开关来控制所述依赖性的持续时间。这种定时检测器可以设置在到负载的输出线路中和/或耦合到功率开关的端子(例如，集电极或发射极)。检测器可以是功率开关驱动器模块的组件。

还可以提供有具有功率开关驱动器并且包括至少一个半桥电路的功率转换器，该半桥电路包括第一功率开关和第二功率开关的串联连接，第一功率开关和第二功率开关被配置为交替地传递电流用于驱动耦合到半桥电路的输出线的所述负载，每个所述功率开关与换向二极管并联耦合，其中所述功率转换器包括至少一个所述功率开关驱动器以驱动相应的所述功率开关，其中所述功率开关驱动器的至少一个电阻器包括可控电阻器，所述功率转换器包括：计时器电路，以测量所述功率开关的开关循环的至少一个阶段的持续时间，其中所述功率转换器(优选地是转换器的功率开关驱动器)被配置为响应于至少一个所测得的持续时间而调节可控电阻器的电阻。(一个或多个)这种阶段可以例如包括(一个或多个)接通阶段、(一个或多个)关断阶段、(一个或多个)完全接通阶段和/或(一个或多个)完全接通阶段。这种开关循环可以包括功率开关的导通(关断)间隔，随后是关断(导通)间隔，其中导通(关断)间隔包括接通(关断)时段和完全接通(关断)时段。

还可以提供用于驱动包括绕组的电感性负载的功率转换器，该功率转换器包括至少一个半桥电路，该半桥电路包括第一功率开关和第二功率开关的串联连接，第一功率开关和第二功率开关被配置为交替地传递电流，用于驱动耦合到半桥电路的输出线的所述负载，其中所述功率转换器包括至少一个上述功率开关驱动器，以驱动相应的所述功率开关，其中功率开关驱动器的至少一个电阻器包括可控电阻器(例如，数字电阻器、可控电阻器网络)，所述功率转换器包括：电流检测器，用于监测通过所述负载的电流，其中所述功率转换器被配置为当电流检测器指示所监测的电流低于阈值电流时增大至少一个所述驱动器的可控电阻器的(总体)电阻。

这种实施例可以有利于保护电感性负载(例如，马达)的绕组。优选地，该实施例将减小负载两端的电压的最大变化率。

考虑具体的布置，串联连接可以包括串联的多个第一功率开关和/或第二功率开关。所监测的电流可以是在(一个或多个)功率开关和/或在负载测得的平均负载电流。

在实施例中，当电流检测器指示电流幅度低于阈值时，可以增大耦合到半桥电路的每个功率开关驱动器的可控电阻器的电阻。无论如何，在实施例中，增大的(一个或多个)电阻可以允许在低负载下的高仿真电阻。附加或可替代地，对于电阻增大，当电流检测器指示所监测的电流高于阈值电流时，功率转换器可以减小电阻。

还可以提供功率转换器，其中被耦合以驱动所述相应功率开关的所述功率开关驱动器包括被配置为监测通过相应功率开关的电流的所述电流检测器，所述功率开关驱动器被配置为当电流检测器检测到所监测的电流低于所述阈值电流时增大功率开关驱动器的可控电阻器的电阻。这种实施例可以允许局部电流测量和/或仿真电阻器控制。

附加地或可替代地，功率转换器可以被配置为与所监测的电流基本上(确切地，或者至少在例如±2％、5％或10％以内)成反比(优选地，线性)地增大可控电阻器的电阻。

电阻的增大可以是用于在来自半桥电路的所述第一功率开关和第二功率开关中的至少一个的电流换向期间降低输出线上的电压的变化率。这可以有利地用在至少一个功率开关具有反向并联二极管的情况下，使得电流换向在功率开关和二极管之间(例如，从第一(第二)功率开关到与第二(第一)功率开关并联的续流二极管)。但是，一些功率开关是反向导通的(考虑例如ganhemt或mosfet体二极管)，然后可以不需要与这种功率开关反向并联的分立或集成二极管。

还可以提供功率转换器，其包括至少两个所述半桥电路，所述功率转换器被配置为通过使所述电流通过第一所述半桥电路的所述第一功率开关和第二所述半桥电路的第二功率开关来驱动所述负载，所述功率转换器被配置为增大所述第一半桥电路的所述第一功率开关和所述第二半桥电路的所述第二功率开关中的至少一个的可控电阻器的电阻，所述增大用于抑制(damp)所述负载的绕组两端的电压变化率。例如，第一功率开关可以在半桥电路的上臂(相脚)中，而第二功率开关可以位于另一个半桥电路的下臂(相脚)中。

根据本发明的第二方面，提供有一种功率转换器，包括用于驱动功率开关的控制端子以驱动负载的至少一个功率开关驱动器，所述功率转换器包括至少一个半桥电路，该半桥电路包括第一所述功率开关和第二所述功率开关的串联连接，第一功率开关和第二功率开关被配置为交替地传递电流用于驱动耦合到半桥电路的输出线的所述负载，每个所述功率开关与二极管并联耦合，其中至少一个功率开关驱动器被配置为驱动相应的所述功率开关，并且所述功率转换器包括：至少一个钳位比较器，以将功率开关的变量的指示符与钳位值进行比较，其中功率开关驱动器被配置为当所述钳位比较器指示功率开关变量指示符超过钳位值时反转功率开关驱动器和功率开关的控制端子之间的电流流动的方向，其中功率开关变量包括以下中的至少一个：功率开关两端的电压；通过功率开关的电流的变化率；以及功率开关两端的电压的变化率。

在一个实施例中，快速反馈可以经由比较器从功率开关提供，以允许控制电路(例如，栅极驱动逻辑)在某个(某些)条件下使功率开关部分或完全关断。这种条件可以是功率开关以最大安全电压或电流操作的检测。因此，在实施例中，可以实现钳位，优选地无需瞬态吸收器(transorb)。

在标准驱动中，功率开关驱动器和控制端子之间的电流方向的反转可以通过接通上部输出级开关(例如，图1的pmos)和关断下部输出级开关(例如，图1的nmos)来实现，或者反之亦然。

但是，功率开关驱动器可以用于如上所述的电阻仿真。就这一点而言，以及考虑第一方面的功率开关驱动器，在实施例中，可以通过改变参考电压(例如，从0到3.3v)来实现功率开关驱动器和控制端子之间的电流方向的反转，例如反转igbt形式的功率开关的栅极电流。在具有上臂(该上臂具有第一功率开关和第二功率开关中的一个)和下臂(该下臂具有另一个功率开关)的实施例中，参考电压的这种改变可以关断下臂(功率开关)和/或接通上臂(功率开关)。钳位值不需要具有极性，所以指示超过钳位值的比较可以是幅度比较。

功率开关两端的电压可以在诸如igbt或mosfet之类的功率开关的集电极和发射极(或源极和漏极)之间。类似地，这种通过功率开关的电流可以在这种功率开关的集电极和发射极(或源极和漏极)之间。因此，功率开关的变量可以是例如vce、dlc/dt或dvc/dt。每个二极管可以是优选地设置在包括功率开关的模块中的续流二极管，耦合到二极管的功率开关是反向并联的。串联连接可以包括串联的多个第一功率开关和/或第二功率开关。

还可以提供功率转换器，被配置为在功率开关的关断时段期间当钳位比较器指示功率开关变量指示符超出或超过钳位值时执行所述反转。这种关断时段可以包括功率开关的关断时段和/或完全关断时段。(对超过钳位值的任何引用可以指功率开关变量指示符的幅度超过钳位值的幅度)。

还可以提供包括耦合在功率开关两端的电容性阻抗的功率转换器，优选地，其中电容性阻抗包括具有在功率开关两端串联的阻抗的电位划分器(potentialdivider)，所述串联阻抗的耦合被配置为提供功率开关两端的电压的指示符，其中每个所述串联阻抗包括电容。这种电位划分器可以将电压逐步降低到可用的值，同时电阻和电容的组合允许电位划分器具有宽的频率响应，例如与具有仅包括电阻器的电位划分器的实施例相比。因此，(一个或多个)电容可以改善反馈的速度，从而改善实施例的钳位控制。优选地，串联阻抗在从dc到高频的所需带宽上具有恒定比率，超出该带宽，比率会增大或减小。

还可以提供有功率转换器，包括：至少一个极限比较器，以将所述功率开关的变量的指示符与极限值进行比较，其中所述功率开关驱动器被配置为在功率开关的一系列通-断开关循环中的每个通-断开关循环期间：如果所述极限比较器指示功率开关变量指示符在功率开关的关断时段期间保持小于极限值，则减小电路变量；以及如果所述比较器指示功率开关变量指示符在功率开关的关断时段期间超过极限值，则增大电路变量，其中电路变量包括以下至少一个：功率开关驱动器的可控输出电阻；以及到功率开关的控制端子的电流，以及其中功率开关变量包括以下至少一个：功率开关两端的电压；通过功率开关的电流的变化率；以及功率开关两端的电压的变化率。

应当注意的是，在实施例中，极限比较器和钳位比较器可以一起作为为单个比较器实现。

实施例可以允许反馈将功率开关变量维持在或接近(例如，在1％、5％或10％以内)钳位值。有利地，可以以减小的或基本上没有超出钳位值的功率开关两端的电压的过冲来实现钳位。这可以在实施例中通过在逐循环的基础上调节输出电阻器直到实现根据钳位值的钳位(例如变量的幅度小于钳位值)来实现。在实施例中，基于该变量的钳位可以确保功率开关两端的电压不超过最大电压额定值。类似的可以适用于功率开关中的电流。

功率开关两端的电压可以在功率开关(诸如igbt或mosfet)的集电极和发射极(或源极和漏极)之间。类似地，这种通过功率开关的电流可以在这种功率开关的集电极和发射极(或源极和漏极)之间。因此，功率开关的变量可以是例如vce、dlc/dt或dvc/dt。

与钳位或极限值的该比较或每个比较都可以是幅度比较，即，使得值、功率开关变量和/或功率开关变量指示符的极性不影响任何所述比较的输出。

开关循环可以包括功率开关的导通(关断)间隔，导通(关断)之后是关断(导通)间隔(导通(关断)间隔包括接通(关断)时段和完全接通(关断)时段)。关断时段可以包括关断时段和/或完全关断时段。一系列开关循环可以包括一个、两个或更多个这种循环。

到诸如igbt的功率开关的控制端子(例如，栅极)的电流优选地是基本恒定的电流，尽管是可调节的。

还可以提供功率转换器，其中电路变量包括可控输出电阻，并且功率开关驱动器包括输出级，该输出级包括控制开关和具有可控输出电阻的可控电阻器的串联连接，该串联连接用于流出(例如，吸收)所述控制端子的电流，所述电流用于关断所述功率开关。

控制开关和可控电阻器的串联连接可以包括例如n型mos(或在替代实施例中是p型)和可控电阻器。控制开关和可控电阻的串联连接可能在输出级的下臂或上臂中。可控电阻器可以包括数字电阻器和/或可控电阻器网络。

在功率转换器的实施例中，功率开关驱动器是自适应驱动器。具体而言，功率开关驱动器可以如上面针对第一方面所限定的，其中电路变量包括可控输出电阻，并且功率开关驱动器被配置为调节至少一个电阻器的电阻，以执行电路变量的所述增大和减小中的至少一个。附加地或可替代地，到控制端子的电流可以是由输出电路提供的电流。功率开关驱动器可以包括如上面针对第一方面的实施例所限定的耦合开关。

因此，电阻器仿真栅极驱动还可以允许钳位，优选地是功率开关两端超出钳位值的电压过冲减少。

在其中功率转换器具有dc链路(即，相脚两端的电压)的实施例中，可以监测这一点，以类似地减少与钳位相关的电压过冲。这种转换器可以用于ac-ac、ac-dc、dc-dc或dc-ac转换。(如本文所提到的“转换器”一般涵盖dc到ac逆变器、ac到dc整流器，和/或dc-dc或ac-ac电压电平转换器等)。在例如基于半桥的转换器电路的多个相脚中的每个都具有上臂(上臂具有串联的(一个或多个)功率开关)和下臂(下臂具有串联的(一个或多个)功率开关)、臂之间的接头耦合到驱动负载的的情况下，可以提供dc链路。dc链路可以用来稳定相脚两端的共同电压。

具体而言，功率转换器可以具有至少两个相脚和耦合在相腿中的每个的两端以具有与相脚共同的电压的dc链路，其中功率开关驱动器包括：提供可控输出电阻的输出级，该输出级用于导通所述控制端子的电流，所述电流用于关断所述功率开关；反馈线，以接收所述共同电压的指示符(例如，基于功率开关的集电极电压)；以及驱动级控制器，耦合到反馈线并且被配置为基于在反馈线上所接收的所述电压指示符来控制可控输出电阻。

驱动级控制器优选地被配置为当电压指示符指示所述共同电压增大(减小)时增大(减小)可控输出电阻。附加地或可替代地，驱动级控制器可以被配置为当电压指示符指示所述共同电压高于(低于)阈值链路电压值(这种高于(低于)的电压优选地仅仅被认为是电压幅度)时增大(减小)可控输出电阻。应当注意的是，指示符可以指示平均dc链路电压的的增大，超出和/或高于阈值。因此，可控输出电阻可以以降低的频率改变，例如，至少不是每个开关循环都改变。

优选地，提供用于控制多个功率开关驱动器的中央控制器，该中央控制器包括驱动级控制器。

在实施例中，功率开关驱动器包括输出级，该输出级包括控制开关和具有可控输出电阻的可控电阻器的串联连接。

功率开关驱动器可以是自适应驱动器，其中可控输出电阻可以由电流源或吸收器来仿真。在功率开关驱动器如上面对第一方面限定的那样的情况下，输出级可以包括电流输出电路，并且功率开关驱动器被配置为调节至少一个电阻器的电阻，以执行可控输出电阻的控制。

当作为产品提供时，功率转换器可以包括功率开关驱动器和dc链路。

应当注意的是，可以提供包括任意上述方面的功率开关驱动器的任意上述方面的任何功率转换器。

此外，可以提供如上所述的任何功率开关驱动器或功率转换器，其中功率开关包括igbt(优选地包括反向并联二极管，即，所谓的续流二极管，可选地在与igbt在同一个模块中)、mosfet(诸如碳化硅mosfet)、hemt或jfet、或其它类型的功率开关。这些开关中的任一个都可以基于碳化硅、氮化镓或硅技术。

根据本发明的第三方面，提供有用于驱动功率开关的控制端子以驱动负载的功率开关驱动器，所述功率开关驱动器包括：可控电压源，以提供控制端子参考电压；电压控制电路，用于根据控制端子参考电压来控制所述功率开关的所述控制端子上的电压，所述电压控制电路被配置为提供输出信号，以改变所述控制端子上的电压；以及反馈电路，以生成指示所述功率开关的电流或电压中的至少一个的变化率的信号，并且响应于所述信号指示功率开关驱动器的输出电路的阻抗的减小而控制可控电压源以减小控制端子参考电压，所述减小用于减小受控电压。

输出电路可以包括至少所述功率开关(例如，在桥接电路的相脚的一个上臂或下臂中；输出电路的其它功率开关可以包括在相脚的该臂或另一个臂中)以及可选地与功率开关反向并联的至少一个换向二极管，和/或(一般是电感性的)负载。这种二极管可以与具有受控的控制端子电压的功率开关反向并联，和/或与和具有受控电压的功率开关串联的功率开关(例如在相脚的具有带受控电压的功率开关的另一个臂中的功率开关)反向并联。

在实施例中，如果负载端子(一般是半桥电路或相脚的上臂和下臂之间的中点)变为连接到电源轨，例如，如果一个或多个功率开关(一个或多个)和/或二极管(一个或多个)发生故障或负载变得短路到电源轨，则可能会发生输出电路的短路状况。当发生这种短路状况时，优选地减小上述功率开关控制端子上的电压。

输出电路的阻抗(例如，电阻)的减小可表示阻抗的突然和/或异常减小。实施例可以被应用于当通过功率开关的电流增大时通过减小控制端子(例如，栅极)上的电压来保护功率开关(例如，igbt)，而允许在更安全的操作条件下较低的功率耗散。因此，当在功率开关以升压的控制端子电压操作期间检测到输出电路的潜在短路状况时，受控电压的减小可以发生。这种电压减小可以减小功率开关接通的程度。有利地，功率开关然后可以在安全电压(例如在低于制造商推荐的正常操作电压的控制端子电压)操作。

具体实施例可以例如通过检测(优选地杂散)电感(例如，igbt开尔文发射极的电感)两端的电压来监测通过功率开关的电流的变化率以指示所述变化率。可控电压源可以包括数模转换器(dac)。控制端子上的电压的控制可以包括控制向控制端子/从控制端子提供电流的电流吸收器或源的电流。因此，输出信号可以是电流信号。

应当注意的是，对控制端子参考电压和/或受控电压的减小的引用仅仅可以指(一个或多个)电压的幅度。

电压控制电路可以包括栅极电压反馈电路，被配置为依赖于控制端子参考电压和所述控制端子上的电压的指示符来控制功率开关驱动器的输出级，该输出级被配置为根据栅极电压反馈电路的输出控制受控电压的减小。这种输出级可以包括电流源或吸收器，或者可以包括可控电阻器(例如，可变和/或可编程的roff或ron)和/或控制开关(例如，nmos或pmos)。这种可控输出电阻器可以代替诸如图1中所示的标准栅极驱动的固定输出电阻器。栅极电压反馈电路可以包括比较器，以接收依赖于控制端子参考电压和/或控制端子电压的第一输入，以及接收偏置信号的第二输入，比较器的输出控制输出级。还可以提供放大器和/或电压缓冲器，以将比较器转发到驱动级(例如，电阻器仿真级)以控制驱动输出级并因此控制端子电压。

因此，栅极电压反馈电路可以基于控制端子参考电压、控制端子电压的指示符和/或指示输出级阻抗减小的信号来控制端子电压。

还可以提供功率开关驱动器，包括：输入线，以接收接通信号以指示功率开关的接通，其中：电压控制电路被配置为响应于所述接通信号而将控制端子上的电压升高至升压电压；并且所述受控电压的减小是相对于该升压电压的减小。升高电压可以在接通信号之后立即发生，或者优选地(即，可选地)在接通信号之后以预定的延迟发生。升压电压优选地是比功率开关的正常操作点(例如，如制造商的数据表中所指示的)更高的电压。类似地，期望升压电压低于功率开关的最大安全电压(例如，如制造商的数据表中所指示的)。输入线(包括例如轨道、电线、连接器和/或引脚等)可以接收脉宽调制信号的边缘的形式的接通信号。

反馈电路可以包括比较器，以接收指示所述变化率的信号，并将接收的信号与阈值(例如，阈值)进行比较，所述比较器被配置为输出所述比较的结果以提供阻抗减小的指示。

电压控制电路可以被配置为响应于接通信号而控制输出信号，以在功率开关的控制端子上生成第一电压，该电压控制电路被配置为还在生成第一电压之后以在时间延迟处控制输出信号以生成第二、升压电压。第一电压优选地足以接通功率开关。与第一电压相比，升压电压可以将功率开关接通到更硬或更低损耗的状态。在实施例中，这可以意味着功率开关控制端子在被升压之前升高到其正常操作电压。该时间延迟可以用于确保功率开关没有接通成短路。例如，时间延迟可以是几微秒，例如5μs至7μs。

低于升压电压的减小的控制端子参考电压可以具有与第一电压相同的电压电平，但是更优选地是(幅度)小于第一电压。这可以意味着当检测到输出电路的短路状况时功率开关控制端子的电压被拉回到正常操作电压或更低。因此，功率开关可以被拉回到更安全和/或更高损耗的状态。

另外，在这方面，减小的控制端子参考电压优选地维持功率开关接通。在这种实施例中，虽然升压电压可能是暂时的，但是在相对于第一电压减小之后功率开关可以保持接通。

反馈电路可以被配置为在控制减小控制端参考电压之后在(优选地预定的)时间延迟处控制可控电压源减小控制端子参考电压，以关断所述功率开关。因此，控制端子参考电压可以经由降减小的(优选地推荐的正常)操作电压相对于升压电压分阶段地关断。

在优选实施例中，功率开关驱动器可以与自适应驱动器组合。自适应驱动器有利地包括用于阻抗仿真的电路，例如电阻器仿真，而不是例如使用固定或可变输出级电阻器。

功率开关驱动器可以具有负反馈电路，以控制输送到控制端子的电流，该负反馈电路包括：电流输出电路，其包括电流源和电流吸收器中的至少一个，该电流输出电路用于提供所述控制端子的所述电流并且被配置为接收输出电流控制信号，以控制由电流输出电路提供的电流的幅度；端子电压输入电路，用于从所述控制端子接收电压并输出所述电压的指示；放大器，被耦合以放大端子电压指示，以生成放大器输出；以及参考电压输入电路，用于接收参考电压，包括至少一个电阻器，该参考电压输入电路耦合到放大器的电荷供给输入端，其中功率开关驱动器被配置为生成依赖于放大器输出的输出电流控制信号，并且其中功率开关驱动器被配置为响应于由端子电压输入电路接收的电压的增大而减小由电流输出电路提供的电流。

在实施例中，这种功率开关驱动器可以呈现受控的输出阻抗，以驱动功率开关。有利地，这种受控的输出阻抗可以被认为是所仿真的电阻。具体而言，在实施例中，固定的、可变的和/或可编程的电阻器中的一个或多个可以允许将电源或参考电流(iref)设置到放大器，该参考电流进一步依赖于固定参考电压(例如，0v或3v3)。优选地，参考电压输入电路的阻抗基本上(例如，确切地)是纯电阻性的。然后，电阻性阻抗可以由功率开关驱动器仿真，以有效地向功率开关控制端子提供电阻性输出阻抗。

因此，在实施例中，至少一个电阻器可以确定功率开关驱动器的仿真电阻。

在实施例中考虑用来放大端子电压指示的放大器可以包括电压缓冲器和/或电流放大器，该放大器优选地具有高输入阻抗和/或低输出阻抗。参考电压输入电路可以耦合到放大器的电荷供给输入端，实施例中的电荷供给输入端可以被称为功率、电流或电荷供给输入端。

因此，功率开关驱动器的输出阻抗可以不由输出组件(例如，如图1的布置中所示的诸如ron或roff的固定电阻)确定，而是可以至少部分地由驱动器的输入级上的(一个或多个)组件(诸如(一个或多个)电阻器)确定。实际上，这种输出电阻器可能不是必须的。可以减少功率耗散和/或可以减轻例如与板布局和/或组件的数量或选择相关的热约束。

参考电压输入电路的(一个或多个)组件可以通过数字或模拟装置来编程和/或控制，以呈现可变的阻抗。例如，在实施例中，至少一个电阻器可包括至少一个数字电阻器和/或可控电阻器网络。因此，实施例可以适于驱动宽范围的功率开关，优选地具有宽范围(一般为电感性的)负载，有利地不需要根据功率开关模块和/或负载特性来改变栅极驱动电阻器和/或要求运营商为不同的功率开关和/或负载库存不同的功率开关驱动。

另外，关于仿真，由电流源输送的电流优选地与由端子电压输入电路接收的电压的增大基本上(例如，确切地或者在例如1％、2％，5％或10％以内)成正比地减小。

功率开关驱动器可以包括耦合开关，以禁用放大器的控制对端子电压输入电路的依赖性。类似地，可以提供耦合开关，以启用放大器的控制对控制端子参考电压的依赖性。因此，当驱动器以栅极升压模式操作时，电阻器仿真可以被禁用。

功率开关驱动器可以被配置为监测电感(例如，优选地是功率开关模块的端子的杂散电感部分)两端的电压，以提供指示所述功率开关的电流的所述变化率的信号。例如，电感可以是igbt模块的开尔文发射极端子。

功率开关驱动器可以包括功率开关(可选地具有换向二极管)和/或负载。

应当注意的是，如上所述的功率开关驱动器可以包括功率开关。类似地，可以提供包括如上所述的功率开关驱动器的功率转换器。

此外，可以提供如上所述的任何功率开关驱动器或功率转换器，其中功率开关包括igbt(优选地包括反向并联二极管，即，所谓的续流二极管，可选地在与igbt在同一个模块中)、mosfet(诸如碳化硅mosfet)、hemt或jfet、或其它类型的功率开关。这些开关中的任一个可以基于碳化硅、氮化镓或硅技术。

根据本发明的第四方面，提供有用于控制到功率开关的控制端子的驱动信号以驱动负载的方法，包括：响应于接通信号，控制驱动信号以生成控制端子上的升压电压，该升压电压接通功率开关；当控制端子上的电压是升压电压时，监测功率开关的电流和电压中的至少一个，以检测包括该功率开关的输出电路的阻抗的减小；并且当所监测的电流或电压指示所述阻抗的减小时，将控制端子上的电压减小到低于升压电压。

类似地，就像对于第三方面，输出电路的阻抗(例如，电阻)的减小可以表示突然和/或异常的减小。实施例可以应用到当通过功率开关的电流增大时通过减小控制端子(例如，栅极)上的电压来保护功率开关(例如，igbt)，同时在更安全的操作条件下允许更低的功率耗散。因此，受控电压的减小可以在功率开关以升压的控制端子电压操作期间检测到输出电路的潜在短路状况时发生。在关断功率开关的实施例中，这种电压减小可以减小功率开关接通的程度。有利地，功率开关然后可以在安全电压(例如在低于制造商推荐的正常操作电压的控制端子电压)操作。

另外，类似地，输出电路可以包括至少所述功率开关(例如，在桥接电路的相脚的一个上臂或下臂中；输出电路的其它功率开关可以包括在相脚的该臂或另一个臂中)以及可选地至少一个与功率开关反向并联的换向二极管(如以上对第三方面所描述的)，和/或负载。在实施例中，如果负载端子(半桥电路或相脚的上臂和下臂之间的中点)变为连接到电源轨，例如，如果一个或多个功率开关(一个或多个)和/或二极管(一个或多个)发生故障或负载变得短路到电源轨，则会发生短路状况。当发生这种短路状况时，上述功率开关控制端子上的电压可以被减小。

实施例可以应用到当通过功率开关的电流增大时通过减小控制端子(例如，栅极)上的电压来保护功率开关(例如，igbt)，同时在更安全的操作条件下允许更低的功率耗散。有利地，功率开关然后可以在安全电压(例如在低于制造商推荐的正常操作电压的控制端子电压)操作。

优选地，电压减小减小了功率开关接通的程度。因此，减小可以立即关断功率开关，但是，更优选地，可以在减小的控制端子电压下维持功率开关接通。减小电压至低于升压电压可以包括减小电压至第一电压或者小于第一电压，例如，可以完全关断功率开关。

控制驱动信号以生成升压电压可以包括：响应于接通信号，控制驱动信号以在控制端子上生成第一电压，该第一电压接通功率开关；并且在所述接通信号之后的时间延迟处，进一步控制所述驱动信号以在控制端子上生成第二电压，其中第二电压是升压电压，所述进一步控制将设备接通到较低损耗的状态。第一和/或第二电压的生成可以导致相对于第一电压的阶跃变化，或者可以逐步地和/或以多步完成。时间延迟可以用于确保功率开关没有接通成短路。例如，时间延迟可以是几微秒，例如5μs到7μs。

优选地，当功率开关上或两端的电压(例如，集电极或集电极-发射极电压)降至低于阈值时，时间延迟到期。为了提供这种时间延迟，驱动器可以被配置为一直等到电压降至正常接通状态(例如，功率开关上或两端的电压为1v至4v)。这可以确保设备还没有接通成短路。合适的阈值可以是例如5v、10v或20v。

在实施例中，在所述将控制端子上的电压减小到低于升压电压之后的时间延迟处，功率开关可以被关断，优选地，其中所述时间延迟是预设的时间延迟。可替代地，可以通过将阈值与功率开关的电压信号和电流信号中的至少一个(例如，集电极电流或电压或其变化率；依赖于功率开关，本文对“集电极”或“发射极”的引用可以由“源极”或“漏极”代替)进行比较来确定时间延迟的到期。对于一些功率开关(例如，一些类型的igbt)，可以期望等待功率开关集电极电流停止上升，以确定时间延迟。低于阈值的正di/dt的检测可以允许检测功率开关上升的结束。附加地或可替代地，可以通过检测功率开关两端的电压何时已升高超出(例如，高于)指示去饱和的阈值来确定时间延迟。

与上述一致，监测可以包括监测通过功率开关的电流的变化率。所监测的电流的变化率可以与阈值进行比较，以提供阻抗减小的指示。

另外，在这方面，监测可以是检测包括功率开关以及可选地耦合到功率开关的输出的负载的所述输出电路的短路状况。输出电路还可以包括与功率开关反向并联耦合的换向二极管。

优选实施例在所附的从属权利要求中限定。

优选实施例的上述方面中的任何一个或多个和/或上述可选特征中的任何一个或多个可以以任何排列来组合。此外，可以提供与上述装置中的任何装置相对应的(一个或多个)方法，并且可以提供与上述方法中的任何方法相对应的装置。

附图说明

为了更好地理解本发明并且示出如何实施本发明，现在将通过举例的方式参考附图，其中：

图1示出了igbt栅极驱动的驱动级；

图2示出了igbt栅极驱动的示例性驱动级；

图3示出了用于改变表观电阻的输出晶体管的调制，；

图4示出了电阻器行为可以被复制到输出晶体管；

图5示出了可以用来设置可变电阻的电流镜；

图6a示出了包括输出电流吸收器(为便于表示，标记为isource)和电阻器仿真级的自适应驱动；这可以形成功率开关驱动的较低电压侧；

图6b示出了包括上电压侧和下电压侧的自适应驱动；

图7示出了示例电阻器选择；

图8a示出了包括栅极电压反馈电路的自适应驱动；这可以形成功率开关驱动的较低电压侧；

图8b示出了包括用于较高电压侧和较低电压侧的栅极电压反馈的自适应驱动；

图9示出了具有di/dt检测的栅极电压反馈电路，该栅极电压反馈电路可选地与图8a或8b组合来控制vrefl；

图10示出了具有短路检测的示例接通顺序；

图11示出了功率转换器；

图12示出了示例igbt开关波形的阶段；

图13示出了具有瞬态吸收器钳位的示例电阻性驱动；

图14示出了使用电位划分器执行钳位电压的测量的布置；

图15示出了具有源和吸收器信号的比较器反馈的示例时序图；

图16示出了用于roff或ig选择的示例逐循环控制方案；

图17示出了用于dciink的测量的布置，优选地基于vce，并且对下一个周期改变roff；

图18示出了测量dciink的示例，优选地基于vce和反馈电路；

图19a，图19b示出了对于输出级的两种替代方案；如图所示，用于栅极升压实现的图19b的示例利用两个附加的pmos晶体管实现，并且可需要具有相关联的电容器的附加电压轨(例如，18v)；以及

图20示出了栅极升压方法的实施例。

具体实施方式

以下描述概念和相关实施例，诸如例如：

-用于所仿真的电阻器的电路，示出电流源可以如何与反馈一起使用来控制有效电阻；

-用于减小导通损耗的栅极升压，包括对高di/dt的检测，用于在异常条件下进行保护；

-用于通过测量在某些状态下的时间并更改电阻以保持恒定来控制dv/dt的方法和装置；

-用于允许高dc链路电压、钳位电平和算法的自适应方案；

-表现得像电阻器的电流源(在栅极电压反馈模式下，该电流源可以被禁用)；

-具有短路下器件保护的栅极电压反馈回路；

-用于通过测量负载电流并调整(adapt)驱动特性来控制dv/dt的方法；以及

-用于通过依赖于dc链路电压、来自电压测量结果的反馈、dv/dt测量结果和/或di/dt测量结果在控制回路中选择适当电阻器来防止过电压的方法。

可以在单个实施例中获得和/或实现上述中的任何一个或多个。因此，可以提供能够解决多个功率开关应用的单个产品。

仿真

在典型的实现中，ron和roff是物理电阻器。在一些实例中，期望能够在不焊接的情况下改变电阻器。因此，使得电阻器可编程以使得在操作期间电阻器可以在软件控制下静态地或动态地改变会是有利的。

实现这个的一种方式(现在由本发明的发明人在设计本文所要求保护的发明的同时所设想的)是将电平变换、驱动和输出级复制多次。然后可以将ron和roff电阻器组合在不同的组合中以选择各种电阻。使用n个电阻器，存在2ⁿ-1种电阻器的组合，例如，8个输出级将允许255个不同的电阻器设置。

现在由本发明的发明人设想的布置在图2中示出，其中电平变换和驱动级被组合，并且输出级已经被分离为源块和吸收器块。(应当注意的是，电路的源部分和吸收器部分是互补的。本文提供的其它电路图可以只示出吸收器部分或源部分)。

这种方法在一些情形下可能是期望的；但是，会存在许多缺点。首先，会需要非常大量的组件来提供合理的(>10个)电阻器值的集合，以及这会导致电路板面积过大。而且，输出级晶体管和电阻器中的功率耗散不能均匀地分布于所有组件中，因为在具体实现中一些组件可能是永久关断的。这导致过额定组件，这进而会导致板面积和/或成本增加。

另一种做法是用数字可编程的电阻器来代替ron和roff中的每个。然而，尽管这种部件存在，但是在这种情况下它们一般不合适，因为它们可能需要能够处理脉冲电流和高功率耗散。

考虑到例如诸如通过提供风扇来控制周围环境一般是不可能和/或不期望的(例如，由于成本)，因此关于电阻性驱动设计所关注的会是功率耗散和/或热性能。类似地，从尤其是成本和/或转换器性能的观点来看，通过监测温度和/或使电路降额(例如通过限制切换速度)来减轻高功率耗散会是不期望的。

如上面参考图1和2所讨论的，在一些实例中，可能期望能够在不焊接的情况下改变栅极驱动电路的输出级电阻。优选地，这是在允许例如功率转换器的良好功率转换和/或热性能的同时完成的。

对如上面所讨论的数字可编程电阻器或复制级的补充或替代是以变化的占空比将输出级晶体管接通或关断(例如，将输出级晶体管切换进电路或切换出电路)，如图3中所示。(这个想法现在由本发明的发明人类似地构想)。关断电阻器值(roff)与r1和晶体管m1的占空比成正比。为了使这一点有效，m1的调制频率优选地为高(>1mhz)并且适于使流入和流出功率开关的电流平滑；可能需要一些电感。一般而言，高频率导致m1中的高切换功率耗散，并且额外的电感会限制控制端子(例如，栅极)电流能够被改变的速度，这在一些控制应用中是不期望的。

图4中示出了这种想法的进一步的发展。在这种情况下，使用固定的电阻器r2以使得输出级具有电阻器的特性。但是，通过驱动晶体管m2在其线性区域中来创建可变电阻，使得可变电阻的电阻是r2的倍数。r2两端的电压降为r2*控制端子电流。测量这个电压，然后使这个电压通过具有增益k1的放大器。将这个电压与在m2两端测得的电压进行比较。m2由增益为k2的放大器驱动。创建反馈控制回路，该反馈控制回路在其稳定状态下确保m2两端的电压降是k1和r2两端的电压降的乘。因此，在这种情况下，roff等于r2*(1+k1)。

在一些情形下这种电路可能是期望的。但是，这种电路的一个潜在缺点是可能需要可变增益放大器(k1)，并且这可能难以从数字逻辑实现和驱动。

图4的修改在图5中示出。在这里，r2被晶体管m4以及用来设置m4的电阻的另外的晶体管m5替代。优选地，m4和m5被共同封装，因此它们具有相同的特性，并且因为m4和m5共享公共栅极连接，所以m4和m5的电阻相等。m5两端的电压降(以及因此其电阻)由能够从逻辑电平驱动的输入电压参考(vref)来设置。在这种设计中，增益k1、k2和/或k3能够是固定的。但是，该电路使用多个昂贵的运算放大器，并且对于准确性依赖于m4和m5的良好匹配。

然而，优选的方案是例如如图6a或6b中所示的“自适应驱动”形式的功率开关驱动器。自适应驱动有利地包括用于电阻器仿真的电路，而不是使用固定或可变的输出级电阻器。在图6a或6b的示例电路中，这一般通过使用电流源以提供等同于流经电阻器的电流的控制端子电流来实现。参考电压(vref)由数字逻辑提供。例如，参考电压输入可以为0v，逻辑电平高(例如，3v3)或开路。接收参考电压vref的参考电压输入电路可以包括用来选择期望要被仿真的电阻的电阻器r5。vref上的逻辑高电压使电流iref流过r5、q1和r4。至少q1和r4可以被认为是提供具有放大器输出的放大器，该放大器输出被认为是通过r4的电流，或r4两端的电压。(放大器可以具有例如缓冲器和/或集电极跟随器的标准配置)。在图6a或6b中，q1的发射极可以被认为是放大器的电荷供给输入端。应当注意的是，与r5、r4以及q1的导通电阻相比，r6和r7可以具有显著更高的阻抗(例如，50倍)，使得在这条路径中没有可观的电流流动。r6可以被认为是端子电压输入电路和参考电压输入电路之间的耦合。用增益(k1)放大的、在r4两端测得的电压被用来设置电流输出电路(诸如电流源)的电流电平(isource；在另一个实施例中，可以代替地设置电流吸收器的电流电平)。在一个实现中，k1被设置为使得iref与isource之比为1:250，但是可以选择增益和源/吸收器电流的各种组合来匹配不同的功率开关的要求。在实施例中，具有增益k1的放大器的输出可以被认为是输出电流控制信号。

对于诸如igbt的功率开关，控制端子处的电压在例如-10v至+15v的范围上变化。在电阻性驱动中，控制端子电流可以与电源电压和控制端子电压之间的差值成正比。换言之，在接通期间，随着控制端子(栅极)电压接近+15v，电流减小到零。关于端子电压输入电路，可以使用有/没有r7的r6来测量控制端子电压。随着r6和r7之间的节点处的电压增大，晶体管q1被驱动为使得r4中的电流成比例地减小。这进而可以以仿真电阻器的行为的方式减小控制端子电流。因此，可以形成用于允许输出电流源/吸收器来仿真电阻器的负反馈回路。

关于如图6a或6b中所示的优选地包括通向sw1的比较器和缓冲器的偏移电压输入电路，比较器的输入线上的偏移电压vdc_offset可以允许控制端子的电压范围被改变。这可以由比较器生成放大控制信号来实现。对于igbt，电压范围可以为-10v至+15v。对于碳化硅(sic)mosfet，栅极电压范围可以为-5v至+20v。在vdc_offset处施加的恒定电压与r6和r7组合可以设置逻辑电平(例如，0v和3v3)与控制端子电压之间的变换。

可选的耦合开关sw1可以允许电阻器仿真功能被关断(q1的基极开路)、作为恒定电流吸收器操作(q1的基极连接到地)或被启用。在稍后描述的某些状况下，电流驱动可能优于电压源和电阻(电阻性驱动)。

诸如图6a或6b的自适应驱动电路的自适应驱动电路的实施例可以用少量的组件实现，因此可以是紧凑的。此外，在实施例中，功率耗散可以总是在实现输出级电流源或吸收器的晶体管中，这会带来简化的布局和/或更容易的冷却。

为了改变所仿真的电阻，优选的是r5可以改变。例如，这可以用图7中所示的电路来实现。在这种实施例中，sw1a用来选择通过缓冲器以驱动电阻器r1的逻辑0或1。sw1b用来启用或禁用输出，因此r1以0v、3v3被驱动或者是开路。sw2a/b和r2形成序列中的下一个电阻，其中r2的值是r1的值的两倍。sw3a/b和r3形成下一级，其中r3是r1的4倍。这继续进行所需要的那么多个级，图7中为n，从而给出2ⁿ-1个可能的电阻器。在数字逻辑电路(诸如pld或fpga)中开关和缓冲器易于实现，并且电阻器可以是小信号类型，因为它们不需要耗散功率开关控制端子电流，而仅仅是其一小部分。其优点在于，在实施例中，可以用非常小的板面积来仿真多个电阻值。

应当注意的是，为了满足不同的igbt模块和功率回路拓扑(杂散电感)的范围，期望所仿真的电阻是可配置的。基于例如图6a或6b的自适应驱动实施例可以使得能够用n比特数模转换器(dac)来设置电阻。例如，8比特dac允许配置256(2的8次幂)个电阻值。这种方案可以用多个并联电阻器实现，但这可能有许多缺点，包括：添加额外的比特花费更多的板面积，因为脉冲电阻器会耗散大量功率；和/或功率耗散不均匀地分布于电阻器中。还应当注意的是，自适应驱动器的这种实施例可能需要对每个额外的比特使用一个额外的引脚(在可编程器件上)和/或两个微小的电阻器，所以板面积是可以忽略的，并且不管所仿真的电阻如何，功率耗散都集中在输出晶体管中。

在实施例中，功率耗散可能被约束到输出级，从而使得更容易对宽范围的所仿真的电阻器进行管理。因此，可以实现改善的热性能。

关于dv/dt的控制

典型的功率转换器(其示例在图11中示出)可以包括多个功率开关(例如，igbt(u1至u4))、负载(l1)以及维持转换器两端的电压(dciink)的电容器组(c1)。图11可以被认为示出了提供用于驱动负载l1的全桥电路的两个半桥电路(u1/d1+u2/d2和u3/d3+u4/d4)。因此，u1和u2(类似地，u3、u4)提供半桥电路的第一功率开关和第二功率开关的串联连接。在图11中，每个功率开关与可选的续流二极管(d1至d4)反向并联耦合。

为了控制功率流，负载(例如马达)中的电流可以被测量并被反馈回到控制单元。dc链路电压也可以所监测并优选地被调节，以确保dc链路电压不会升高到高于功率开关的最大阻断电压。

在负载是诸如马达的缠绕组件的情况下，有时期望限制在负载两端看到的电压的最大变化率(dv/dt)。这是因为缠绕组件的绝缘会由于电流流过绕组之间的绝缘电容而被损坏。由于沿着转换器和马达之间的电缆的传输线效应，过大的dv/dt也会导致马达处的电压尖峰。随着igbt开关，它们会在u1和u2以及u3和u4之间的中点处施加电压突变(dv/dt)。在实施例中，这个dv/dt能够由附连到每个igbt的栅极驱动来控制。

如果栅极驱动是电压源和电阻(电阻性驱动)，则负载所看见的dv/dt与接通和关断时的电阻成正比或成反比。在高负载电流下，dv/dt为低，而在低负载电流下，dv/dt为高(例如，4倍或更多)。如果期望限制在低负载下的dv/dt，则选择比高负载情况下更大的栅极电阻器会是优选的。其副作用可能是增加在功率转换器中不期望的功率耗散。

上述自适应驱动(例如，如图6a或6b中所示)可以对这个问题提供有成本效益的解决方案。因为在实施例中可以(例如在软件控制下)改变所仿真的电阻，所以在实施例中可以依赖于负载状况而改变电阻。反馈控制方案可以测量负载电流并向栅极驱动发送信号(例如，图11中的ctrl1至ctrl4)，以按比例设置电阻。

附加地或可替代地，可以通过栅极驱动和适当的电阻设置来局部地测量igbt中的电流，而不需要系统控制器的介入。可以采用各种手段来测量在栅极驱动处的电流，诸如通过测量由杂散发射极电感(图9中的le)产生(develop)的电压而找到的di/dt的积分。其它方法包括霍尔效应传感器、磁阻传感器或者具有电流感测发射极的功率开关(igbt)或具有电流感测源极的功率开关(mosfet、jfet或hemt)。

控制dv/dt的附加或替代方式是以恒定电流驱动igbt。在这种情况下，dv/dt与源电流或吸收器电流成比例并且不依赖于负载。电阻器仿真电路能够通过关断仿真功能(图6a或6b中的sw1)转变成恒定电流源。

在一些情形下，期望在电阻器仿真和电流源之间改变。

考虑如图12中所示的示例波形，在igbt开关波形的每个阶段(1至10)期间，可以采用不同的驱动机制来优化行为。就这一点而言，图12的波形示出了具有导通(on)间隔的igbt的一个开关循环，该开关循环具有：(i)至少包括阶段3至6中的阶段4至6的完全导通时段；(ii)包括阶段1和10的完全关断时段；包括阶段2和/或3的接通时段；包括阶段7至9的关断时段。阶段3可以被认为是接通时段的一部分，或者作为相对于接通阶段2(即，紧接在其后)的后续时段的导通阶段。因此，图12示出开关循环可以包括igbt的导通间隔和关断间隔。在一些情形下，用于设定驱动电流的具有电阻的电压源是优化的，在其它时候电流源是优选的，以及在其它情况下，将栅极保持在特定电压更好。自适应驱动器(诸如图6a或6b的自适应驱动)可以在一个优化的电路设计中完成这三个任务。在操作期间，驱动配置文件可以固定或变化，可以在单个周期内变化、可以由于负载条件的变化而从循环到循环变化，或者可以由于参数变化(例如由于老化引起的劣化)而在长时期内变化。

参考图12，并且具体考虑如何在电阻器仿真和电流源之间改变，例如考虑在包括阶段2和/或阶段3的接通时段期间接通。阶段2和3之间的集电极电流(以中灰色示出的ic)的峰值是由于二极管反向恢复引起的。为了保护二极管不受过多功率耗散的影响，优选的是在这个二极管两端的电压和通过该二极管的电流都可能为高的阶段期间确保二极管停留在其安全操作区域(soa)内。可以用电阻性igbt栅极驱动作为参考驱动电路来调谐二极管特性。因此，在阶段2期间，电阻性仿真可能是优选的。在期望dv/dt受控制的情况下，可以考虑基于负载来改变电阻或者采用恒定电流源。因此，在电压正在快速变化的阶段3中(阶段3可以被认为是在包括阶段2的接通时段之后的时段)，可能期望切换到不同的电阻器设置或恒定电流源。

类似地，在关断期间，阶段7至9，可能需要改变栅极电流或电阻，以限制dv/dt、igbt两端的最大电压(以黑色示出的vce)或集电极电流的变化率(dlc/dt)。

例如基于图6a或6b的自适应驱动电路可以启用这些配置变化，而不需要使用两个或更多个不同的电路。

在不需要附加电路的情况下测量负载电流的一种方法是测量在某些阶段中的时间。在接通期间，在阶段2或2和3中花费的时间可以给出对负载电流的幅度的指示。在关断期间，在阶段8中花费的时间可以类似地指示负载电流的幅度。在di/dt恒定或随负载变化很小的情况下，这一点尤其如此。当然，解决方案足以选择少量不同的电阻器。例如，100mhz的系统时钟能够使用计数器来测量igbt在每个阶段花费的时间，达到10ns的准确度。在阶段2或8中的示例时间可能为0至500ns，这对应于0至50的计数值。在这种情况下，对例如0至10、11至20、21至30、31至40以及41+的计数选择5个不同的电阻器之一会是适当的。

另外，关于上述，应当注意的是：

-通过用di/dt传感器检测di/dt(电流i是例如集电极电流)的正测量结果(一般为小)，可以指示阶段2的开始。在实施例中，这样的测量结果可以指示发射极杂散电感两端下降的电压；

-通过检测电流(例如，集电极电流)变化率的方向的反转，可以指示阶段3的开始。当di/dt变为负时，会发生这种反转；

-当功率开关两端的电压(例如，igbt的vce)变为低于阈值(例如，10v)时，可以检测到阶段4的开始；和/或

-当di/dt变为负时，可以检测到阶段8的开始。通过检测di/dt何时变为低于负阈值，可以指示阶段8的结束，在实施例中这指示电流没有在改变。

钳位

在功率转换器中，在关断时一般在dc总线电压(vdc)、电流变化率(di/dt)、换向回路电感(l)和功率半导体经历的峰值电压(vpeak)之间存在关系。在等式vpeak＝vdc+ldi/dt中描述了这个关系。峰值电压优选保持为低于igbt的最大额定值。对于给定的布局拓扑，电感是固定的。最大可允许dc总线电压和最大开关速度(di/dt)之间会存在折衷。

这可以通过测量di/dt并限制di/dt到预定值或者通过测量igbt两端的电压并限制igbt的开关速度以将电压保持在其额定值内来实现。后者被称为有源钳位并且常常由连接在集电极和栅极之间的一串瞬态电压抑制器(tvs或瞬态吸收器(transorb))来执行。tvs是一种无源组件，当tvs两端的电压超过特定的值时，tvs导通。如果igbt两端的电压超过预定的钳位电压，则tvs链将注入电流导通进栅极。这具有对抗流出栅极的关断电流的作用，减慢开关过程并限制di/dt。

tvs钳位电路可以具有任何以下限制中：

-tvs链的功率耗散受限，这意味着钳位电路只能周期性使用并且通常不适合连续操作。

-电流和击穿电压(tvs开始导通的点)之间的关系具有宽容差。击穿电压还随着温度而变化，这意味着难以精确地保证钳位电压并且需要降额，导致比其它情况下要求的最大dc总线电压更低的最大dc总线电压。

-需要检测在tvs链中流动的电流并关断驱动电路，以防止两个电路彼此对抗而导致过多的功率耗散(这被称为高级有源钳位)。

-在关断期间保护igbt所需的钳位电压可能太低，以至于不能允许转换器的正常操作。不可以断开tvs链，所以解决方法是采用2级钳位，使得在igbt关断时钳位电压可以被提高。

-高电压tvs链上的爬电(creepage)和间隙(clearance)(组件之间的间隔)意味着所需的板面积是显著的。随着高级有源钳位和2级关断的复杂性的增加，该面积甚至更大。

出于这些原因，期望改进的钳位方案解决任何(一个或多个)缺点，诸如上述中的一个或多个。

在实施例中，可以用n比特dac精确地设置钳位电压。在关断期间(并且仅在关断期间)，如果igbt两端的电压变为超出(例如，超过)钳位电压，则吸收电流的驱动电路可以被关断并且电流注入栅极，减慢关断并限制集电极电流的变化率(di/dt)。在使用公共驱动级并且驱动电路不能同时供给(source)和吸收电流的实施例中，一般不会有功率耗散过多的可能性。电压可以通过电位划分器来测量，该电位划分器可以具有与tvs链类似的爬电和间隙要求，但是由于在电位划分器中可能一般没有可观的功率耗散，因此组件的尺寸可以减小(与tvs链相比)，和/或可以也被封装在“灌封”化合物中以进一步减小尺寸。

在实施例中，可以在宽范围上设置钳位电压，使单个设计可应用于一系列igbt和操作条件。此外，可以与其它功能(诸如过电流保护(igbt两端的接通状态电压降的测量))共享电压测量电路，。被发现是有利的一个增强是添加dv/dt分量，该分量给出对igbt到达钳位电压的预警。

考虑使用瞬态吸收器的钳位，图13示出了来自图11的h桥电路的一部分。igbtu2被示出为具有其换向二极管d1和一些在实际实现中总是存在的杂散电感(lstray)。栅极驱动的输出级被示为具有包括t1和r1的电压钳位电路。

在u2的关断期间，由于电流的变化di/dt，在lstray两端产生电压。该电压与lstray和di/dt成正比。这个电压增加到c1两端的电压。如果这些电压的总和超过igbt(u2)的最大电压额定值，则igbt(u2)可能会被破坏。采用钳位电路来限制igbt两端的电压。t1是瞬态电压抑制器(tvs)，也称为瞬态吸收器。t1具有击穿电压，并且当击穿电压被超过时，电流将从igbt集电极(c)流到栅极(g)。效果是将电流注入栅极并有效地减慢关断。这限制了di/dt并且因此限制了lstray两端产生的最大电压。

在另一个方案中，当在r1中检测到电流时，nmos晶体管被关断，以避免过多的功率耗散并增加钳位动作的有效性。

可以用两个或更多个器件来替代瞬态吸收器t1以达到特定的击穿电压来匹配igbt。例如，在用于1200vigbt的栅极驱动中，可以使用一串六个130v的瞬态吸收器来给出780v的击穿电压。如果igbt两端的电压超过780v，则电流将在瞬态吸收器中流动并限制或钳位电压。但是，瞬态吸收器表现出宽的容限范围和温度依赖性。这就是为什么对于1200v的器件优选的是将击穿电压设置在780v。在dc链路高于780v的情况下，瞬态吸收器可能持续导通。这是不期望的，因为功率耗散限制使用寿命。因此，在实践当中，这种方法一般只对不频繁或异常的状况有效，除非瞬态吸收器被显著过高估计。最大dc链路电压也可以被限制为远低于igbt极限。

但是，实施例使用电位划分器来测量功率开关(例如，igbt(u2))两端的电压。图14中示出了示例，仅示出了例如半桥电路的下臂的第一功率开关u2(这个臂的可选的换向二极管未示出)和半桥电路的上臂的换向二极管d1(第二功率开关(即，上臂的功率开关)未示出)。一般电感性的负载l1耦合到连接在下臂和上臂之间的输出线。r1/c1和r2/c2串联电容性阻抗的组合形成电位划分器。(示例组件值为r1＝3kω，r2＝1.5mω，c2＝20pf和/或c1＝10nf)。测量r1两端的电压，并通过钳位比较器将r1两端的电压与参考电压(vclamp)进行比较。因此，在这个示例中，r1电压被用作采用功率开关u2的发射极-集电极电压的形式的功率开关变量的指示符。如果r1两端的电压超过钳位值vclamp，则比较器的输出为逻辑高(1)，以及如果r1两端的电压小于vclamp，则输出为逻辑低(0)。在从dc到高频的所需带宽上，优选的是串联阻抗对于例如r1c1：r2c2具有诸如500:1的比率，超过所述带宽，该比率会滚动增大或减小或者滚动下降/上升(rolloff/up)。

比较器输出被反馈回到栅极驱动控制逻辑，栅极驱动控制逻辑进而会反转电流流动。事件的顺序在图15中示出。

这里所示的驱动级可以是标准的电阻性驱动，或者稍早描述的自适应驱动，例如，如图6a或6b中所示。信号source和sink表示驱动电路是供给电流还是吸收电流，优选地不管实现如何。

为了更有效的操作，优选地使通过比较器、栅极驱动逻辑、驱动级和输出级的(例如，来自电压感测的)反馈的传播延迟最小化。在实践中，在一些实施例中，即使移除数字逻辑并且用模拟电子器件实现全电路，也难以实现这个反馈控制电路的高带宽。在回路中带宽不足的情况下，结果可能过冲超出钳位电压(vclamp)，如图15中所示。

但是，可以使用逐循环的控制方案来选择适当的关断电阻器或减小输出电流，例如由图6a或6b的电流输出电路提供的电流(这种输出电流例如由可控电阻器r5确定)。在实施例中，这种方案可以减少或防止这种过冲。图16中示出了这种方案的示例。对于实施例，图16可以被理解为参考在实施例中可控的电阻器roff(参见图1或13)(例如，数字电阻器和/或电阻器网络)、功率开关两端的电压(用于igbt的集电极-发射极电压vce)、功率开关的控制端子(例如，栅极)电流(ig)、通过功率开关的电流的变化率(例如，igbt的集电极电流di/dt)、功率开关两端的电压的变化率，和/或钳位值vclamp。

默认情况下，可以选择高值电阻器roff。如果关断时功率开关上/两端的电压(vc，vce)不超过设置的钳位电压，则可以在下一个循环减小电阻器设置。这可以继续直到达到钳位。如果超过钳位电压，则可以增大电阻器设置。与钳位电压的比较可以由极限比较器(例如上面提到的图14的钳位比较器)执行。

更一般而言，比较可以是通过功率开关的电流的变化率(对于igbt是dlc/dt)相对于di/dt极限值，或者功率开关上/两端的电压的变化率(例如，dvc/dt)相对于dv/dt极限值。

可以实现使用恒定栅极电流(ig)的类似方案。这种方案可以反转开关驱动和控制端子之间的电流。这可以包括开关或改变固定和/或恒定电流或者仿真电阻。利用电阻性驱动，功率开关两端的电压的变化率(dv/dt)可以给出将发生的di/dt(例如集电极电流的变化率)的一些预先指示。例如用到igbt集电极端子(c)的电容器所实现的dv/dt的测量可以用在图16中所述的反馈控制回路中。类似地，di/dt可以用作到这个过程的输入。

附加地或可替代地，可以基于dc链路电压来改变电阻，例如通过使用如图1中的标准驱动器，尽管标准驱动具有(一个或多个)可控的输出阻抗，或者使用诸如图6a或6b中所示的自适应驱动。如果关断电阻增大或关断电流减小，则关断di/dt将减小，以及进而由于杂散电感引起的电压过冲将会减小。当被实现为具有可控输出电阻的可控电阻器时，关断电阻可以是图1的roff，roff在这里与nmos控制开关(在另一个实施例中，控制开关可以是p型)串联。在具有自适应驱动的实施例中，例如，如图6中所示，可控输出电阻可以是所仿真的电阻，例如图6a或6b中的r5的仿真。

在低dc链路电压时，高值电阻器是不期望的，其中由于igbt中的功率耗散(关断开关损耗)增加，因此可能无需钳位。在高dc链路电压时，功率耗散可能由存储在杂散电感中的能量主导，因此使用高值电阻器(开关缓慢)会导致与快速开关和钳位相同的功率耗散。

提出了基于监测dc链路的反馈控制方案。这可以在中央控制器或栅极驱动中实现。

图17示出了具有随时间上升的dc链路的时序图的示例。优选地dc链路是通过例如电位划分器(参见图18)基于集电极电压来测量的，并且roff被改变以限制在下一个关断事件时的开关速度。在实践中，dc链路的变化将是慢的，因此可能不需要在每个开关循环上改变电阻器设置，但这是可能的。

对于给定的转换器，可以测量lstray并创建查找表以便为测得的dc链路电压选择适当的电阻器。

图18示出了使用诸如图6a或6b的自适应驱动的自适应驱动来实现该方案的反馈控制图。dc链路被示出为包括跨u1/u2和u3/u4两者的相脚耦合的电容器c1。可以优选地通过vce来监测图18中标记为“dclink”的线路上的dc链路电压。

进一步的细化是测量负载电流以及dc链路电压并创建更复杂的查找表。这对于dc链路电压随负载变化的情况尤其有用。例如，在太阳能转换器中，在低负载条件下(例如，当转换器与电网断开时)，dc链路能够为高，但是，在正常操作条件下，dc链路在较低的电压下操作。可以为这两种情况选择两个单独的电阻器。

栅极升压

为了减小导通损耗，期望在器件接通时功率开关控制端子(例如，igbt栅极)被保持在最高可能电压。就这一点而言，期望栅极驱动能够在短路耐受能力时间内检测到高电流并安全地关断igbt。

该时间通常在具体的栅极电压处指定。如果igbt在更高的栅极电压下工作，则这个时间是未限定的，因此期望非常快地检测到高电流状况并将栅极电压减小至例如15v。为了限制在igbt中流动的电流，可能是优选的是甚至进一步减小电压(例如，10v)直到电流稳定，然后能够安全地关断igbt。如果在电流仍在变化的同时快速关断igbt，igbt会被破坏。

还期望使得通用栅极驱动能够配置可以将功率开关控制端子保持在其的(一个或多个)栅极电压。

鉴于上述情况，在较高控制端子电压下的功率开关(诸如，igbt)的操作可以减小功率耗散。但是，为了保护功率开关，期望在发生通过开关的高电流时减小电压。栅极电压的“栅极升压”控制对于在高电压下驱动功率开关(诸如igbt)同时允许在短路状况下减小电压会是有利的。在功率开关被设置在功率转换器中以驱动例如电感性的负载时，这种优点可以是可实现的。

为了对控制端子(例如，栅极)上的电压进行控制，可以考虑实现两个电源轨(例如，+15v和+18v)并在它们之间切换。但是，这可能需要附加的电源平滑电容器和/或更复杂的dc-dc转换器。此外，转换器和/或驱动器中的电容会显著减慢导轨之间的切换。

在实施例中，可以采用反馈电路以允许用于保护功率开关的控制端子电压调节。实施例可以仅使用一个导轨，该导轨具有高于功率开关的正常(例如，制造商推荐的)操作电压的电压。然后，控制端子可以在高电压下操作，但是，当检测到高功率开关电流(例如，通过功率开关的集电极(ic)、发射极、源极或漏极端子的这种电流)的指示时，可以通过反馈电路减小该高电压。该指示可以指示高的所述电流本身，或者这种电流的高变化率(优选地是幅度的增大)或者在实施例中功率开关两端的电压/功率开关上的电压的高变化率。

例如，可以测量与功率开关串联的电感(例如，功率开关模块的杂散电感)两端的电压以指示电流的变化率di/dt，并且这个指示被反馈回到控制电路系统(例如，栅极驱动逻辑)以调节(一个或多个)参数，由此减小功率开关控制端子电压。附加地或可替代地，可以监测功率开关两端的电压/功率开关上的电压(例如，vc、vce)或其变化率，以将指示反馈回到控制电路以调节(一个或多个)参数。当检测到例如电流、di/dt、电压和/或dv/dt的值(例如，幅度)超出阈值(例如，高于阈值)时，可以控制功率开关以将控制端子电压从例如18v减小到15v。

可以在有或没有自适应驱动(诸如图6a或6b中的自适应驱动)的情况下施加用于在(潜在)短路状况的事件中优选地减小控制端子电压的这种反馈。例如，这种反馈可以用来控制图1的驱动以调节栅极电压(替代输出级在图19b中示出)。应当注意的是，实现栅极升压实施例不需要使用电阻器仿真，但是优选地，反馈设置有例如如图6a、6b和8a/b中所示的自适应驱动，该反馈可以被认为示出了包括电流输出电路的isource组件、端子电压输入电路的组件r7，包括q1的放大器、包括电阻器r5并耦合到放大器的发射极(在这种情况下是电荷供给输入端)的参考电压输入电路的负反馈电路。用来对控制端子电压进行控制的输出信号可以是来自如图6a、6b和8a/b中所示的电流源(吸收器)的电流信号。

图8a和8b示出了诸如图6a或6b的自适应驱动的自适应驱动可以与具有输入(vrefl)的栅极电压反馈电路组合。该栅极电压反馈电路可以使得栅极能够保持在任意数量的不同电压电平，其中数量例如由到vrefl的数模转换器(dac)输入来设置，优选地基于上面提到的高电流指示。这样的电压电平可以包括用于igbt的+15v(导通)和/或-10v(关断)。这种dac是用于提供控制端子参考电压(例如，vrefl)的可控电压源的示例。

图8a和8b还可以被认为示出了包括例如电流源(吸收器)、r8、q2和具有增益k1的放大器的电压控制电路，这种电路优选地在电阻器仿真被耦合开关sw1禁用时是活动的(在实施例中，sw1选择性地禁用放大器控制对端子电压输入电路的输出的依赖性)。为了通过栅极电压反馈电路启用控制端子电压控制，自适应驱动的恒定电流和电阻器仿真功能可以被开关(例如，图6a、6b的sw1)禁用。电压控制电路可以被耦合开关sw2(在实施例中，sw2选择性地启用放大器输出对vrefl的依赖性)启用。当电阻器仿真关断时，控制端子电压可以由来自驱动器输出级的输出信号控制，该驱动器输出级优选地包括电流输出电路，例如源或吸收器(在图8a中标记为isource)。还要注意的是，电阻器r8可以将对控制端子(即，igbt栅极)上的电压(即，受控电压)的指示符提供给栅极电压反馈电路。

节点vrefl处的电压对于igbt导通可以是例如0v(负载由互反的源电路系统(图8a中未示出)驱动到+vsupply)以及对于igbt断开可以是例如3v3(负载被驱动到-vsupply)。在sw2处于图8a和8b中所示的位置的情况下，当q2关断时，栅极电压反馈电路被禁用。在sw2连接到vbias2的情况下，可以启用栅极电压反馈控制回路。vbias2是在例如0v至3v3范围内的电压，并且可以被选择以确保电路不耗散过多的功率。例如通过dac进行的vrefl控制可以使电压范围能够被调节以适应不同的功率开关，例如，针对igbt的-10v至+15v，针对碳化硅mosfet的-5v至+20v。vbias1可以是0v至3v3范围内的电压，例如在3v3系统中的1v65，但其值不太重要。

栅极电压的这种控制可以被进一步细化，以使得能够以高电压驱动功率开关(例如，igbt)，但是在短路状况下减小电压。图9示出了可以怎样测量功率开关电流的变化率并将功率开关电流的变化率反馈以控制栅极电压反馈电路(诸如图8a或8b的栅极电压反馈电路)的示例，优选地通过栅极驱动逻辑来控制。具体而言，可以使用从功率开关反馈的用于(优选地使用阈值比较)指示输出电路的阻抗减小的信号来控制vrefl。可替代地或附加地，可以反馈集电极电压(和/或其变化率)以指示输出电路阻抗的减小。优选地，这可以使用电位划分器来实现，在电位划分器中r1、r2逐步降低电压并且可选的电容器c1和/或c2提高响应速度。

仅仅为了清楚起见，图9中没有示出栅极电压反馈，该图例如示出了短路检测电路系统。但是，栅极电压反馈和控制如图8a、8b所示。图9的d1、u2和l1是功率转换器的一部分，其示例在图11中示出。

鉴于上述情况，如图9中所示，可以认为耦合到电感l2的电压检测器和耦合到反馈(f/b)输入端的比较器形成了反馈电路的至少一部分以生成指示功率开关的电流或电压的变化率的信号(例如，在图9的比较器的in+输入端上的信号)，并且响应指示驱动器输出电路(例如，包括例如功率开关u2、换向二极管d1和/或负载(图8a、8b和9中未示出)的输出电路)的阻抗的减小的这种信号。

因此，图8a和/或8b可以与图9结合，使得来自di/dt比较器的输出被反馈回到栅极驱动控制电路系统(例如，图9的栅极驱动逻辑)，该栅极驱动控制电路系统响应于指示上面提到的阻抗减小的输出而控制参考电压输入vrefl。附加地或可替代地，可以例如在栅极驱动逻辑内设置比较器，用于将集电极电压反馈信号与阈值进行比较。类似地，可以设置比较器用于电压变化率的比较。

事件的示例顺序在图10中示出。具体而言，图10示出了具有短路检测的接通序列，其中(例如在图9的pwm输入线上)接收接通信号(例如，脉宽调制(pwm)信号的边缘)，并且驱动器开始接通功率开关。因此，控制端子电压vge增大，可选地如图10中所示是非线性的。在接通以及优选地预定/预设延迟(例如，用于允许器件两端的电压下降的适合的建立时间(即，适合使得一般而言开关不会接通成短路))之后，栅极电压vge可以升高(例如，升高至+18v)。vge的这种增大可以响应于响应延迟到期的boost信号。如果在boost激活时检测到集电极电流的高di/dt，则高di/dt信号通知igbt和/或负载的短路，在进一步(优选地预定的)延迟之后的关断之前，boost信号可能返回到非激活状态并且因此栅极电压立即恢复到例如+15v(或更低)。在实施例中，这种“栅极升压”能力可以使导通损耗减小，例如减小大约10％。

应当注意的是，图10中的boost信号可以响应于指示集电极电流lc(或者对于mosfet是漏极-源极电流)的变化率超出阈值的反馈信号(f/b)。可以使用相同或不同的阈值来激活和去激活boost。但是，boost信号的使用是可选的。将vge升高到升压后的电压、将vge返回到较低电压和/或关断功率开关的(一个或多个)定时中的任意一个或多个可以例如通过基于di/dt的测量、功率开关上的电压/功率开关两端的电压(例如，vc、vce)的测量和/或计时器的使用的检测来确定，以实现超出这种检测的任何延迟。例如，在栅极电压返回到较低电平(例如，15v)之后的预设延迟时间期间，当di/dt还未超过阈值时，栅极驱动可以用来关断功率开关。

与上述一致，如图10中所示的特征1至6分别对应于：(1)信号接通；(2)栅极电压增大；(3)短路发生；(4)dlc/dt阈值被超过；(5)栅极电压减小；以及(6)在lc稳定之后关断。在特征2之前的vge电压可以被认为是第一电压，以及在特征2和5之间的vge电压可以被认为是第二升压电压。在5和6之间的vge电压可以基本上(例如，确切地或在10％以内)等于或小于第一电压。

存在许多检测电流和/或di/dt的不同方式，诸如图9中所示，涉及测量辅助或开尔文发射极(ke)和功率发射(e)之间的杂散电感(le)两端的电压。如果这个电压超过特定的阈值，则可以用信号通知栅极驱动以降低栅极电压。

另外的的评论

特别要注意的是，单个实施例可以实现如上面在标题“仿真”、“关于dv/dt的控制”、“钳位”和“栅极升压”中的任意一个或多个标题之下讨论的技术或电路中的任意一个或多个。

由任意一个或多个这样的实施例可实现的示例优点为尤其是以下中的任意一个或多个：

-在可以由软件控制的一个电路中仿真各种电阻器的能力；因此可以不需要多个级；

-减小导通损耗，优选地在短路状况下仍然保护器件；

-减小导通损耗，例如，通过针对给定dv/dt的损耗的改进的折衷；

-保护马达绕组免受造成绝缘劣化的高dv/dt的影响；

-转换器中更大的功率吞吐量，例如，通过以更高dc链路电压操作功率转换器；

-通过驱动电流的特定分布的开关损耗的减小或更好的折衷；

-减小的导通损耗，例如，通过升压栅极电压；

-改进的过电压钳位–去除对瞬态吸收器的需要；

-接通和/或关断电阻器的仿真；

-通过使用可在工厂或现场配置的构建块来减少产品偏差；

-减小的成本和/或减小的板面积，例如，对于结合多个特征的设计；

-恒定的上升/下降时间(dv/dt)，例如，通过在逐循环基础上调整的能力；

-限制过电压钳位，例如，通过在逐循环基础上调整的能力。

还应当注意的是，本发明的任何实施例都可以附加地或可替代地符合如以下e1至e25和f1至f34中的布置中的任何一个或多个布置的限定：

e1.一种功率开关驱动器，用于驱动功率开关的控制端子以驱动负载，所述功率开关驱动器包括：

-可控电压源，用于提供控制端子参考电压；

-电压控制电路，用于根据所述控制端子参考电压控制所述功率开关的所述控制端子上的电压，所述电压控制电路被配置为提供输出信号以改变所述控制端子上的电压；以及

-反馈电路，用于生成指示所述功率开关的电流或电压中的至少一个的变化率的信号，并且响应于所述信号指示所述功率开关驱动器的输出电路的阻抗的减小而控制所述可控电压源以减小所述控制端子参考电压，所述减小用于减小受控电压。

e2.根据e1所述的功率开关驱动器，其中所述电压控制电路包括栅极电压反馈电路，所述栅极电压反馈电路被配置为依赖于所述控制端子参考电压和所述控制端子上的电压的指示符来控制所述功率开关驱动器的输出级，所述输出级被配置为根据所述栅极电压反馈电路的输出来控制受控电压的减小。

e3.根据e1或e2所述的功率开关驱动器，包括：

-输入线，用于接收所述命令功率开关接通的接通信号，其中：

-所述电压控制电路被配置为响应于所述接通信号而将所述控制端子上的电压升高到升压电压；以及

-受控电压的所述减小是相对于所述升压电压的减小。

e4.根据e1至e3中的任一项所述的功率开关驱动器，其中所述反馈电路包括比较器以接收指示所述变化率的信号并将所接收的信号与阈值进行比较，所述比较器被配置为输出所述比较的结果以提供阻抗减小的指示。

e5.根据e1至e4中的任一项所述的功率开关驱动器，其中

-所述电压控制电路被配置为响应于所述接通信号而控制所述输出信号，以在所述功率开关的控制端子上生成第一电压，

-所述电压控制电路被配置为：进一步控制所述输出信号，用于在对所述接通信号的响应之后的时间延迟处在所述功率开关的控制端子上生成第二、升压电压。

e6.根据e1至e5中的任一项所述的功率开关驱动器，其中所述第一电压用于接通所述功率开关。

e7.根据e6所述的功率开关驱动器，其中低于所述升压电压的减小的控制端子参考电压是第一电压，更优选地低于所述第一电压。

e8.根据e1至e7中的任一项所述的功率开关驱动器，其中所述减小的控制端子参考电压是要维持所述功率开关接通。

e9.根据e1至e8中的任一项所述的功率开关驱动器，其中所述反馈电路被配置为：在用于减小所述控制端子参考电压的控制之后的时间延迟处，控制所述可控电压源以减小所述控制端子参考电压从而关断所述功率开关。

e10.根据e1至e9中的任一项所述的功率开关驱动器，所述功率开关驱动器具有负反馈电路以控制输送到所述控制端子的电流，所述负反馈电路包括：

-电流输出电路，包括电流源和电流吸收器中的至少一个，所述电流输出电路用于提供所述控制端子的所述电流，并且被配置为接收输出电流控制信号以控制由所述电流输出电路提供的电流的幅度；

-端子电压输入电路，用于从所述控制端子接收电压并输出所述电压的指示；

-放大器，被耦合成放大端子电压指示以生成放大器输出；以及

-参考电压输入电路，用于接收参考电压，所述参考电压输入电路包括至少一个电阻器，所述参考电压输入电路耦合到所述放大器的电荷供给输入端，

其中

-所述功率开关驱动器被配置为生成依赖于所述放大器输出的所述输出电流控制信号，以及

-所述功率开关驱动器被配置为响应于由所述端子电压输入电路接收的电压的增大而减小由所述电流输出电路提供的电流。

e11.根据e10所述的功率开关驱动器，其中所述电流输出电路被配置为仿真所述参考电压输入电路。

e12.根据e10或e11所述的功率开关驱动器，包括：

-耦合开关，以禁用所述放大器的控制对所述端子电压输入电路的依赖性。

e13.根据e10至e12中的任一项所述的功率开关驱动器，包括：

-耦合开关，以启用所述放大器的控制对所述控制端子参考电压的依赖性。

e14.根据e1至e13中的任一项所述的功率开关驱动器，被配置为监测电感两端的电压，以提供指示所述功率开关的电流的所述变化率的信号。

e15.根据e1至e14中的任一项所述的功率开关驱动器，其中所述功率开关包括igbt、mosfet、hemt或jfet中的一个，所述功率开关优选地包括碳化硅、氮化镓和/或硅。

e16.根据e1至e15中的任一项所述的功率开关驱动器，包括所述功率开关。

e17.一种功率转换器，包括根据e16所述的功率开关驱动器。

e18.一种用于控制到功率开关的控制端子的驱动信号以驱动负载的方法，包括：

-响应于接通信号，控制所述驱动信号以在所述控制端子上生成升压电压，所述升压电压用于接通所述功率开关；

-当所述控制端子上的电压是所述升压电压时，监测所述功率开关的电流和电压中的至少一个，以检测包括所述功率开关的输出电路的阻抗的减小；以及

-当所监测的电流或电压指示所述阻抗的减小时，将所述控制端子上的电压减小至低于所述升压电压。

e19.根据e18所述的方法，其中控制所述驱动信号以生成所述升压电压包括：

-响应于所述接通信号，控制所述驱动信号以在所述控制端子上生成第一电压，所述第一电压用于接通所述功率开关；以及

-在所述接通信号之后的时间延迟处，进一步控制所述驱动信号以在所述控制端子上生成第二电压，其中所述第二电压是所述升压电压，所述进一步控制用于将器件接通成较低损耗状态。

e20.根据e18或e19所述的方法，其中，当所述功率开关两端的电压降至低于阈值时，所述时间延迟到期。

e21.根据e18至e20中的任一项所述的方法，其中将电压减小至低于所述升压电压包括将电压减小至所述第一电压。

e22.根据e18至e21中的任一项所述的方法，包括：在所述将所述控制端子上的电压减小至低于所述升压电压之后的时间延迟处关断所述功率开关，优选地，其中所述时间延迟是预设的时间延迟，可替代地，优选地，其中所述时间延迟的到期是通过将阈值与所述功率开关的电压信号和电流信号中的至少一个进行比较来确定的。

e23.根据e18至e22中的任一项所述的方法，其中监测包括监测通过所述功率开关的电流的变化率。

e24.根据e18至e23中的任一项所述的方法，包括将所监测的电流的变化率与阈值进行比较，以提供阻抗减小的指示。

e25.根据e18至e24中的任一项所述的方法，其中所述监测是要检测包括所述功率开关和耦合到所述功率开关的输出的负载的所述输出电路的短路状况。

f1.一种功率开关驱动器，用于驱动功率开关的控制端子以驱动负载，所述功率开关驱动器具有负反馈电路以控制输送到所述控制端子的电流，所述负反馈电路包括：

-电流输出电路，包括电流源和电流吸收器中的至少一个，所述电流输出电路用于提供所述控制端子的所述电流并且被配置为接收输出电流控制信号以控制由所述电流输出电路提供的电流的幅度；

-端子电压输入电路，用于从所述控制端子接收电压并且输出所述电压的指示；

-放大器，耦合成放大所述端子电压指示以生成放大器输出；以及

-参考电压输入电路，用于接收参考电压，所述参考电压输入电路包括至少一个电阻器，所述参考电压输入电路耦合到所述放大器的电荷供给输入端，

其中

-所述功率开关驱动器被配置为生成依赖于所述放大器输出的所述输出电流控制信号，以及

-所述功率开关驱动器被配置为响应于由所述端子电压输入电路接收的电压的增大而减小由所述电流输出电路提供的电流。

f2.根据f1所述的功率开关驱动器，其中所述电流输出电路被配置为仿真所述参考电压输入电路。

f3.根据f1或f2所述的功率开关驱动器，其中所述至少一个电阻器包括可控电阻器。

f4.根据f1至f3中的任一项所述的功率开关驱动器，其中所述端子电压输入电路具有到所述参考电压输入电路的耦合，以有效地增大呈现给所述控制端子的所述阻抗。

f5.根据f1至f4中的任一项所述的功率开关驱动器，其中功率开关驱动器具有偏移电压输入电路，所述偏移电压输入电路具有输入线以接收偏移电压并且包括比较器以将所述端子电压输入电路的所述电压的指示与所述偏移电压进行比较，当所述功率开关驱动器被操作以驱动所述功率开关时，所述偏移电压输入电路允许来自所述功率开关控制端子的所述电压的变化极限由所述偏移电压设置。

f6.根据f1至f5中的任一项所述的功率开关驱动器，包括耦合开关，以禁用所述放大器的控制对所述端子电压输入电路的所述电压的依赖性，优选地，其中驱动器包括用于监测通过所述负载的电流的电流检测器并且被配置为当所述电流检测器指示所监测的电流低于阈值电流时禁用所述依赖性，当所述依赖性被禁用时，所述功率开关驱动器提供所述电流输出电路的基本恒定的所述电流。

f7.一种功率转换器，包括f6所述的功率开关驱动器，所述功率转换器包括至少一个半桥电路，所述半桥电路包括第一功率开关和第二功率开关的串联连接，所述第一功率开关和所述第二功率开关被配置为交替地传递电流用于驱动耦合到所述半桥电路的输出线的所述负载，每个所述功率开关与二极管并联耦合，其中所述功率转换器包括至少一个所述功率开关驱动器以驱动相应的所述功率开关，其中所述功率开关驱动器的所述至少一个电阻器包括可控电阻器，所述功率转换器包括：

-接通检测器，用于至少指示增大通过所述功率开关中的至少一个功率开关的电流的接通时段的开始，

其中

-所述功率转换器被配置为基于所述接通检测器指示来控制至少一个所述功率开关驱动器的耦合开关，以允许在所述接通时段期间所述驱动器的所述放大器的控制对所述驱动器的所述端子电压输入电路的所述电压的所述依赖性。

f8.根据f7所述的功率转换器，其中所述接通检测器被配置为检测通过至少一个功率开关的电流的变化率的增大以及随后的变化率的减小以指示所述接通时段的未决。

f9.根据f7或f8所述的功率转换器，被配置为控制至少一个所述功率开关驱动器的耦合开关，以在所述接通时段之后的后续时段期间允许所述驱动器的所述放大器的控制对所述驱动器的所述端子电压输入电路的所述电压的所述依赖性，所述功率转换器被配置为在所述后续时段开始时增大所述驱动器的所述可控电阻器的电阻。

f10.根据f7或f8所述的功率转换器，被配置为控制至少一个所述功率开关驱动器的耦合开关，以在所述接通时段之后的后续时段期间禁用驱动器的所述放大器的控制对所述驱动器的所述端子电压输入电路的所述电压的所述依赖性，所述功率转换器在所述后续时段期间输送驱动器的所述电流输出电路的基本恒定的所述电流。

f11.根据f7至f10中的任一项所述的功率转换器，包括定时检测器，以指示以下中的至少一个：

-在所述后续时段开始时通过所述至少一个功率开关的电流的变化率的方向的反转；

-在所述后续时段结束时通过所述至少一个功率开关的电流的变化率的下降；以及

-在所述后续时段结束时所述功率开关两端的电压低于阈值，

其中

-所述功率转换器被配置为执行所述耦合开关的控制，以响应于至少一个所述指示来控制所述依赖性的持续时间。

f12.一种功率转换器，包括根据f1至f6中的任一项所述的功率开关驱动器，所述功率转换器包括至少一个半桥电路，所述半桥电路包括第一功率开关和第二功率开关的串联连接，所述第一功率开关和所述第二功率开关被配置为交替地传递电流用于驱动耦合到所述半桥电路的输出线的所述负载，每个所述功率开关与换向二极管并联耦合，其中所述功率转换器包括至少一个所述功率开关驱动器以驱动相应的所述功率开关，其中所述功率开关驱动器的所述至少一个电阻器包括可控电阻器，所述功率转换器包括：

-计时器电路，以测量所述功率开关的开关循环的至少一个阶段的持续时间，

其中

-所述功率转换器被配置为响应于至少一个所测得的持续时间而调节所述可控电阻器的电阻。

f13.一种功率转换器，用于驱动包括绕组的电感性负载，所述功率转换器包括至少一个半桥电路，所述半桥电路包括第一功率开关和第二功率开关的串联连接，所述第一功率开关和所述第二功率开关被配置为交替地传递电流用于驱动耦合到所述半桥电路的输出线的所述负载，其中所述功率转换器包括至少一个根据f1至f6中的任一项所述的功率开关驱动器以驱动相应的所述功率开关，其中所述功率开关驱动器的所述至少一个电阻器包括可控电阻器，所述功率转换器包括：

-电流检测器，用于监测通过所述负载的电流，

其中

-所述功率转换器被配置为当所述电流检测器指示所监测的电流低于阈值电流时增大至少一个所述驱动器的所述可控电阻器的电阻。

f14.根据f13所述的功率转换器，其中被耦合以驱动所述相应功率开关的所述功率开关驱动器包括被配置为监测通过所述相应功率开关的电流的所述电流检测器，所述功率开关驱动器被配置为当所述电流检测器检测到所监测的电流低于所述阈值电流时增大所述功率开关驱动器的可控电阻器的电阻。

f15.根据f13或f14所述的功率转换器，被配置为基本上与所监测的电流成反比地增大所述可控电阻器的电阻。

f16.根据f13至f15中的任一项所述的功率转换器，在来自所述半桥电路的所述第一功率开关和所述第二功率开关中的至少一个的电流换向期间，电阻的增大用于减小所述输出线上的电压的变化率。

f17.根据f13至f16中的任一项所述的功率转换器，包括至少两个所述半桥电路，所述功率转换器被配置为通过使所述电流通过第一所述半桥电路的所述第一功率开关和第二所述半桥电路的第二功率开关来驱动所述负载，所述功率转换器被配置为增大第一半桥电路的第一功率开关和第二半桥电路的第二功率开关中的至少一个的所述可控电阻器的电阻，所述增大用于抑制所述负载的绕组两端的电压的变化率。

f18.一种功率转换器，包括至少一个功率开关驱动器，用于驱动功率开关的控制端子以驱动负载，所述功率转换器包括至少一个半桥电路，所述半桥电路包括第一所述功率开关和第二所述功率开关的串联连接，所述第一功率开关和所述第二功率开关被配置为交替地传递电流用于驱动耦合到所述半桥电路的输出线的所述负载，每个所述功率开关与二极管并联耦合，其中所述至少一个功率开关驱动器被配置为驱动相应的所述功率开关，并且所述功率转换器包括：

-至少一个钳位比较器，以将所述功率开关的变量的指示符与钳位值进行比较，

其中

-所述功率开关驱动器被配置为，当所述钳位比较器指示所述功率开关变量指示符超过所述钳位值时，反转所述功率开关驱动器和所述功率开关的控制端子之间的电流流动方向，

-所述功率开关变量包括以下中的至少一个：

●所述功率开关两端的电压；

●通过所述功率开关的电流的变化率；以及

●所述功率开关两端的电压的变化率。

f19.根据f18所述的功率转换器，被配置为在所述功率开关的关断时段期间当所述钳位比较器指示所述功率开关变量指示符超过钳位值时执行所述反转。

f20.根据f18或f19所述的功率转换器，其中所述功率转换器包括耦合在所述功率开关两端的电容性阻抗，优选地，其中所述电容性阻抗包括具有在所述功率开关两端串联的阻抗的电位划分器，所述串联的阻抗的耦合被配置为提供所述功率开关两端的电压的指示符，其中每个所述串联的阻抗包括电容。

f21.根据f18至f20中的任一项所述的功率转换器，其中所述功率开关驱动器如在权利要求1至6中的任一项中所限定的。

f22.根据f18至f21中的任一项所述的功率转换器，其中所述功率转换器包括：

-至少一个极限比较器，以将所述功率开关的变量的指示符与极限值进行比较，

其中

-所述功率开关驱动器被配置为在所述功率开关的一系列通-断开关循环中的每个通-断开关循环期间：

●如果所述极限比较器指示所述功率开关变量指示符在所述功率开关的关断时段期间保持小于所述极限值，则减小电路变量；以及

●如果所述比较器指示所述功率开关变量指示符在所述功率开关的关断时段期间超过所述极限值，则增大所述电路变量，

-所述电路变量包括以下中的至少一个：

●所述功率开关驱动器的可控输出电阻；以及

●到所述功率开关的控制端子的电流，以及

-所述功率开关变量包括以下中的至少一个：

●所述功率开关两端的电压；

●通过所述功率开关的电流的变化率；以及

●所述功率开关两端的电压的变化率。

f23.根据f22所述的功率转换器，其中所述电路变量包括可控输出电阻，并且所述功率开关驱动器包括输出级，所述输出级包括控制开关和具有可控输出电阻的可控电阻器的串联连接，所述串联连接用于使所述控制端子的电流流出，所述电流用于关断所述功率开关。

f24.根据f22所述的功率转换器，其中所述功率开关驱动器根据f1至f6中的任一项所述，其中所述电路变量包括可控输出电阻，并且所述功率开关驱动器被配置为调节所述至少一个电阻器的电阻，以执行所述电路变量的所述增大和减小中的至少一个。

f25.根据f22所述的功率转换器，其中所述功率开关驱动器根据f1至f6中的任一项所述，其中到所述控制端子的电流是由所述输出电路提供的电流。

f26.根据f18至f25中的任一项所述的功率转换器，所述功率转换器具有至少两个相脚和耦合在相脚中的每个相脚两端以具有与相脚共同的电压的dc链路，其中所述功率开关驱动器包括：

-输出级，提供可控输出电阻，所述输出级用于导通所述控制端子的电流，所述电流用于关断所述功率开关；

-反馈线，以接收所述共同的电压的指示符；以及

-驱动级控制器，耦合到所述反馈线并且被配置为基于在所述反馈线上接收的所述电压指示符来控制所述可控输出电阻。

f27.根据f26所述的功率转换器，其中所述驱动级控制器被配置为当所述电压指示符指示所述共同的电压的增大时增大所述可控输出电阻。

f28.根据f26或f27所述的功率转换器，其中所述驱动级控制器被配置为当所述电压指示符指示所述共同电压高于阈值链路电压值时增大所述可控输出电阻。

f29.根据f26至f28中的任一项所述的功率转换器，包括用于控制多个功率开关驱动器的中央控制器，所述中央控制器包括所述驱动级控制器。

f30.根据f26至f29中的任一项所述的功率转换器，其中所述输出级包括控制开关和具有可控输出电阻的可控电阻器的串联连接。

f31.根据f26至f29中的任一项所述的功率转换器，其中所述功率开关驱动器根据f1至f6中的任一项所述，所述输出级包括电流输出电路，其中所述功率开关驱动器被配置为调节所述至少一个电阻器的电阻以执行所述可控输出电阻的控制。

f32.根据f26至f31中的任一项所述的功率转换器，所述功率转换器包括所述dc链路。

f33.一种功率转换器，包括根据f1至f6中的任一项所述的功率开关驱动器，所述功率转换器优选地还根据f7至f32中的任一项所述。

f34.根据f1至f6中的任一项所述的功率开关驱动器或者根据f7至f32中的任一项所述的功率转换器，其中所述功率开关包括igbt、mosfet、hemt或jfet中的一个，所述功率开关优选地包括碳化硅、氮化镓和/或硅。

毫无疑问，基于阅读上述内容，技术人员将会想到许多其它有效的替代方案。例如，在igbt开关波形(图12)的每个阶段(1至10)期间，可以采用不同的驱动机制来优化行为。在一些情形下，用于设置驱动电流的具有电阻的电压源是优化的，在其它时候电流源是优选的，而在其它情况下，让栅极保持在特定的电压更好。诸如图6a、6b、8a或8b的自适应驱动器的自适应驱动器可以在一个优化的电路设计中完成这三个任务。在实施例中，驱动配置文件(profile)可以固定或变化，可以在单个周期内变化、可以由于负载条件的变化而从循环到循环变化，或者可以由于参数变化(例如由于老化引起的劣化)而在长时期内变化。

将理解的是，本发明不限于所描述的实施例，并且涵盖在本文所附的权利要求的精神和范围内的、对本领域技术人员来说清楚的修改。