一种基于MMC的DCDC变换器调制方法与流程

本发明属于高压、大功率DC/DC变换器控制与调制领域，特别涉及一种基于MMC的DC/DC变换器调制方法。

背景技术：

在能源消耗日增的情况下，通过长距离、高电压、大功率的远程输电成为解决能源需求的主要方式。而随着输电距离的增加，直流输电在能量损耗、建造成本等方面的优势凸显。在高压直流输电领域，目前的输电方式主要为点对点输电，还没有实现在不同电压等级直流电网之间连接。由于传统变压器只能连接交流电路，因此为了连接直流电网，高压、大功率DC/DC变换器是主要的解决方式。与传统变压器相比，DC/DC变换器有如下特点：1)可实现直流电路联网，且有利于分布式能源接入；2)体积小、便于运输安装；3)控制及稳定性好，可通过不同的控制策略使系统运行在不同的需求下；4)可实现自检、自保护等智能功能，易于实现设备间通信。

而随着全控型半导体器件(如IGBT等)的兴起，以电压源型换流器为核心的柔性高压直流输电的研究与应用日益广泛。模块化多电平换流器因为其模块化、良好的扩展性、电压等级高、输出谐波含量小等特点在高压领域广泛应用。为了实现高压、大功率的DC/DC变换器，现有的研究主要提出两种拓扑：一种是多变换器级联结构；另一种是基于MMC的face-to-face结构，即使用变压器连接两个MMC电路。多个小容量变换器级联的方法可以达到较高的电压等级，但随着电压等级的升高，各变换器之间容易产生较大的环流，对控制策略的要求也较高，处于高电位的隔离变压器绝缘要求也随之增大。因此多变换器级联结构主要用于中压场合，而在中高压领域face-to-face结构受到更多关注。

通过文献检索发现，针对face-to-face结构的控制与调制方法，有研究人员提出多种方案。一种是采用MMC的最近电平逼近调制、载波移相调制等方法，但该方法直流变压依赖变压器的变比。一种是提出交流侧为方波的调制，但实现直流变压时，该调制方法依然依赖于变压器的变比。一种是改进的方波的调制方法，，可以不依赖变压器变比实现直流变压，但装置各模块均压效果较差，扩展性也较差。

鉴于以上技术问题，实有必要提供一种基于MMC的DC-DC变换器调制方法，以克服以上缺陷。

技术实现要素：

本发明提供了一种基于MMC的DC-DC变换器调制方法，采用不依赖变压器变比的调制策略，灵活调节拓扑中各桥臂模块的通断改变电压变比。

为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：

一种基于MMC的DCDC变换器的调制方法，该变换器包括有交叉的四个桥臂，每一对交叉的桥臂导通的模数相同，该调制方法具体包括以下步骤：

(1)根据需求的输出电压等级，计算输出与输入的电压比值，根据该电压比值分别确定一次侧和二次侧每一对交叉的桥臂导通的模数s和m；

(2)由信号发生器发出两个频率相同、大小相反的驱动信号1、2；

(3)将步骤(2)的两个驱动信号送入各半桥子模块，导通对应数量的模块，调节控制回路的PI参数，输出。

在步骤(2)中，导通对应数量的模块的具体方法为：根据采集的各模块的电压，进行排序，根据排序结果开通电压较小的数个模块。

所述信号发生器除了发出两个频率相同、大小相反的驱动信号1、2外，进一步还发出有一个与驱动信号1相位相同的标志位信号。。

对于第一对交叉的桥臂而言，当标志位为1时，电压最小的s个模块输出驱动波形1，余下的n-s个模块输出驱动波形2，当标志位为0时，电压最小的n-m个模块输出驱动波形1，余下的m个模块输出驱动波形2；对于另外的第二对交叉的桥臂而言，当标志位为1时，电压最小的m个模块输出驱动波形1，余下的n-m个模块输出驱动波形2，当标志位为0时，电压最小的n-s个模块输出驱动波形1，余下的s个模块输出驱动波形2.

与现有技术相比，本发明至少具有以下有益效果：

相比于现有的用于F2F结构的调制策略，本发明提出的调制策略在改变装置电压变比时可以不依赖装置中交流变压器的变比，有很好的模块均压效果。

【附图说明】

图1为face-to-face结构示意图。

图2为3/2调制各模块状态示意图。(a)为t1时刻；(b)为t2时刻。

图3为3/2调制各模块驱动信号时序图。

图4为各桥臂模块控制及调制程序流程图。(a)为1、4桥臂程序；(b)为2、3桥臂程序。

图5为F2F结构控制方法示意图。

图6为系统输入输出仿真波形图。

图7为系统一桥臂均压仿真波形图。

【具体实施方式】

基于以上目的，本发明分为以下几个部分：

1.分析现有的不依赖变压器变比的调制方法s/m调制的原理，并说明其均压效果的局限性；

2.通过编程实现系统中各模块的驱动指令分配；

3.根据设定的指令值，使系统正常运行，输出设定电压并达到较好的均压效果。

为了实现电压等级变换而又不依赖交流变压器变比，本发明首先分析设计的DC/DC变换器调制原理，并根据期望的调制时序图设计程序，实现变换器的较好均压效果。

具体如下：

(一)s/m调制运行原理

s/m调制指的是在系统运行时，交叉的桥臂分别导通s个模块与m个模块，使系统交流侧能够产生对应幅值的方波，如图1所示，下文以图1中逆变侧(一次侧)为例。

在交-直系统中，假设t1时刻，1、4桥臂导通的模块数是s，2、3桥臂导通的模块数是m。则交流侧电压U_ac，其中则因此，可通过改变s与m的值，改变交流侧的输出电压。整流侧与逆变侧类似，但每桥臂导通模块数可与逆变侧不同。

(二)模块驱动与均压算法设计

由于各个桥臂导通的模块数s、m与每个桥臂导通的模块总数n没有约束关系，因此每个开通或关断间隔都需要计算桥臂导通的模块数并进行均压计算。以每桥臂4个模块为例，假设s＝3，m＝2时，逆变侧的开关状态如图2所示，各桥臂模块驱动波形时序如图3所示。如果在各临界时刻不进行均压计算，有的模块始终处于常开状态，从而导致系统不稳定。因此，在各临界时刻需要加入电容平衡算法。控制流程图如图4所示。首先系统采入两种相反的驱动波形和标志位，其次根据每个时刻标志位的不同，判断此时各桥臂需要导通的模块数s或m。然后将各模块电压排序，根据排序结果开通电压较小的数个模块。

(三)控制器设计

移相角控制可以通过控制变压器两端的相角差传输功率，由于系统输出为直流，因此只需要考虑有功功率的传输。当功率单向传输且负载固定时，δ与功率、输出电压正相关。因此采用的移相角控制策略如图5所示。确定输出模块数后，一次侧各模块由方波信号直接驱动。二次侧的驱动信号由一次侧的驱动信号延迟Δt得到，其中Δt为电压反馈计算出的移相角所对应的移相时间。

参见图4与图5，本发明能够通过改变s、m的值，保证在不同输出电压等级时均不依赖变压器变比，同时保证各模块电压均衡。具体步骤如下：

步骤1，确定需求的输出电压等级后，计算输出与输入的电压比值，并根据该比值确定一次侧和二次侧分别的s、m值。

步骤2，由信号发生器产生两个频率相同、大小相反的方波驱动信号1、2，同时产生一个与驱动信号1相位相同的标志位信号。

步骤3，根据图4所示流程图，确定各标志位信号下所需的驱动信号1、2的个数并将驱动信号排序对应各模块。

步骤4，将各驱动信号送入装置的各半桥子模块，并调节控制回路的PI参数，使之正常输出。

本发明提出的一种基于MMC的DC/DC变换器调制方法，是一种不依赖变压器变比的调制策略。采用该调制策略，可以灵活调节拓扑中各桥臂模块的通断改变电压变比。此时交流变压器只有电气隔离的作用，当系统对电气隔离要求不高时，采用该调制策略可以省略交流变压器。仿真结果如附图6和图7所示，请参阅图6，系统在0.1s时可以达到设定电压。请参阅图7，图中所示4条曲线为装置其中一个桥臂的四个模块的电压曲线，经过本专利算法后，各模块电压稳定在均值附近波动，即各模块电容电压均衡。